CN101390452A - 具有最小开关频率的升压驱动器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于驱动放电灯的具有升压调节器的电子镇流器。所述电子镇流器设计为，在流经升压调节器中的开关元件的电流达到最大值时关断开关元件(T1)。所述电子镇流器具有带定时部件(R27，C23)的保持电路(HS)，该保持电路设计为，在开关元件(T1)关断时设置定时部件(R27，C23)，并且当通过定时部件(R27，C23)确定的时间到期时，接通开关元件(T1)。

Description

具有最小开关频率的升压驱动器

技术领域

本发明涉及一种电子镇流器，该电子镇流器具有用于驱动放电灯、例如低压放电灯的升压调节器。

背景技术

用于驱动放电灯的电子镇流器以多种实施形式公开。通常，电子镇流器包含整流电路，用于整流交流电压供给和用于对通常被称为中间回路电容器的电容器充电。在该电容器上的直流电压用于向驱动放电灯的换流器或者逆变器(以下称为逆变器)供电。基本上，逆变器由被整流的交流电压供给或者直流电压供给生成用于要以高频电流驱动的放电灯的供电电压。针对其他灯类型，也公开了类似的装置，例如用于卤素灯的电子变压器形式的装置。

用于减小放电灯镇流器的电网电流谐波的升压调节电路本身已公开。这些升压调节电路具有存储电感器、开关元件、二极管和中间回路电容器。该中间回路电容器例如通过逆变器电路为放电灯供电。

发明内容

本发明基于这样的技术问题提出了一种改进的具有升压调节器的电子镇流器。

本发明涉及一种用于放电灯的具有升压调节器的电子镇流器，该升压调节器具有存储电感器、二极管、中间回路电容器和开关元件，其特征在于，该电子镇流器被设计为，升压调节器中的开关元件在达到流经开关元件的电流的最大电流值时关断，以及该电子镇流器具有带定时部件的保持电路，该保持电路被设计为，在开关元件关断时设置该定时部件，并且当通过该定时部件确定的时间到期时接通该开关元件。

本发明的优选扩展方案在从属权利要求中予以说明并且在下面将更为详细地予以阐述。

对驱动升压调节器所需的是，升压调节器中的开关元件被反复接通和关断。本发明基于以下想法：定时部件可以适于作为对开关元件的接通时刻的指示器。此外，本发明还基于以下想法：定时部件也预先给定确定的时间，在该时间内当未发生事先确定的事件时开关元件保持关断(参看针对权利要求2的实施形式)。

开关元件在接通的状态中确保存储电感器中的电流上升到可设置的最大值。在此，存储电感器被磁化。根据本发明的电子镇流器被设计为，在开关元件接通时，例如借助测量(分流)电阻检测通过存储电感器的电流，并且在达到最大值时关断开关元件。二极管在开关元件关断之后将进入存储电感器中的电流导入中间回路电容器。该电流随时间减小。如果升压调节器被以所谓“断续模式”驱动，则存储电感器完全消磁，使得电流不再流经存储电感器，并且串联的二极管截止。电子镇流器设计为，使得定时部件在开关元件关断时被设置并且开关元件在通过定时部件预先确定的时间之后才通过保持电路又被接通。于是升压调节器可以以主要由定时部件确定的频率而被驱动。

保持电路不仅设计为，在通过定时部件预先给定的时间之后接通升压调节器中的开关元件，而且设计为，保持开关元件在这样的持续时间上关断。这在故障的情况下(例如当在电子镇流器上存在电网过压时)是值得期望的，以防止开关元件的譬如可能不受控的开关。

在本发明的优选扩展方案中，保持电路也可以由于在电子镇流器内产生的信号而接通开关元件(见下文)。

优选地，电子镇流器附加地设计为，在存储电感器消磁之后接通升压调节器的开关元件，即以“断续模式”工作。在存储电感器消磁之后，升压调节器二极管截止，使得电流不再流经存储电感器，并且在升压调节器二极管与存储电感器之间的电势不再通过中间回路电容器确定，而是通过整流器输出来确定。在存储电感器消磁之后在存储电感器与二极管之间的电势的跳变因此可以被视为消磁信号。发明人已经确定，存储电感器的消磁信号可以适于作为开关元件的接通时刻的指示器。如果开关元件通过消磁信号又被接通，则电流又流经开关元件和存储电感器。在这样的情况下，存储电感器重新被充磁。其他下面所描述的本发明的优选扩展方案涉及消磁信号的检测。

在本发明的该优选实施形式中，接通和关断循环可以在没有强迫控制(zwangssteuerung)或者没有通过定时部件预先给定时间的情况下重复。这可以称为“自激的”振荡。同样，该实施形式可以利用具有定时部件的保持电路。即如果出现例如电网过压，则会出现升压调节器的输入电压和输出电压几乎没有差别或者甚至是相同的。在这样的情况下，根据存储电感器的磁化状态，在升压调节器二极管与存储电感器之间也未出现大的电势跳变。在电网过压的情况下，消磁信号于是不再能被可靠地检测到。在没有保持电路的情况下，这(在升压调节器电路的相应实施形式中)会导致升压调节器的开关元件以高的频率接通和关断，尽管还有电流流经存储电感器(例如在图1的电路装置的情况下)。在最不利的情况下，这会导致升压调节器的开关元件的损毁。

于是，保持电路如上面已经提及的那样设计为，在故障(如电网过压)的情况下，开关元件长时间地保持关断，直至通过定时部件预先确定的时间到期。然而，如果又存在能够可靠检测的消磁信号，则开关元件在通过定时部件确定的时间之前通过消磁信号又被接通。

保持电路于是在故障(例如电网过压)的情况下也保证了最小开关频率。升压调节器被尝试以规则的间隔启动。如果电网过压充分降低，则又通过保持电路吸收由于通过定时部件引发的接通导致的升压调节器的振荡。于是不需要检测升压调节器的输入和输出电压以便在电网过压之后又以较高的开关频率进行驱动。通过定时部件预先确定的时间因此选择为大于存储电感器的消磁时间，并且由此在正常的情况下开关元件始终通过消磁信号来接通。然而，如果未出现消磁信号，则开关元件通过保持电路在通过定时部件预先确定的时间期间保持关断。因此，保持电路防止了在出现电网过压时开关元件不受控地接通。

在一种优选的实施形式中，保持电路具有阈值元件，用于切换开关元件以及用于设置定时部件。与通过开关元件的电流对应的信号被输送给阈值元件的控制输入端。在最简单的情况下，该信号是与通过开关元件的电流成比例的电压。阈值元件的控制输入端可以按照阈值元件的实施形式例如是放大器的输入端、比较器的输入端或者施密特触发器的输入端中之一。如果通过开关元件的电流达到通过阈值元件的阈值确定的最大电流时，则开关元件通过阈值元件被关断，并且定时部件通过阈值元件来设置。

优选地，保持电路具有保持开关和第一分压器。第一分压器的中间抽头与阈值元件的控制输入端相连。保持开关的开关路径与第一分压器串联。如果通过开关元件的电流达到其最大值，则保持开关通过阈值元件接通，使得电流流经第一分压器。由此，在第一分压器的阻抗上电压相应地下降。这些阻抗被设置为使得阈值元件的控制输入端上的电势通过第一分压器的中间抽头使开关元件保持关断。

如果保持开关未被接通，则当也没有附加的以其他方式的连接时，没有电流流经第一分压器，并且在阈值元件的控制输入端上的电势会不确定，这在下面还变得明显。

优选地，阈值元件的控制输入端与带有两个阻抗的第二分压器通过该第二分压器的中间抽头连接。如果出现消磁信号，则在阈值元件的控制输入端上的电势通过第二分压器来调节，使得开关元件通过阈值元件来接通。

保持电路于是可以包括第一和第二分压器，并且通过第一分压器调节阈值元件的控制输入端上的电势，使得开关元件保持关断。如果没有电流流经第一分压器，则阈值元件的控制输入端上的电势通过第二分压器的中间抽头确定(而且没有其他信号被输送给阈值元件的控制输入端，参看下面的内容)。在这种电路中，在出现消磁信号时或者在通过定时部件预先确定的时间到期之后，阈值元件的控制输入端上的电势必须通过第二分压器的中间抽头预先给定，使得开关元件被接通。

优选地，保持电路具有隔离二极管，该隔离二极管连接在第一分压器的两个阻抗之间，并且也连接在阈值元件的控制输入端与第一分压器的朝着保持开关连接的阻抗之间。通过在隔离二极管与第一分压器的朝着保持开关连接的阻抗之间的连接节点上的消磁信号引起电势推移。由于电势推移，二极管截止，于是电流不再流经第一分压器。随后，在阈值元件的控制输入端上的电势通过第二分压器来调节，使得开关元件通过阈值元件来被接通。

由于该隔离二极管，这两个分压器于是可以被去耦合。在上面的情况中，这通过消磁信号实现。第一分压器不再能够影响在阈值元件的控制输入端上的电势，使得通过第二分压器的中间抽头来调节该电势。

刚刚描述的本发明的优选实施形式通过消磁信号接通开关元件。为了一旦通过定时部件预先确定的时间到期，在消磁信号消失时就接通开关元件，保持电路优选设计为，一旦通过定时部件确定的时间到期就关断保持开关。

由于保持开关的开关路径与第一分压器串联，所以保持开关的关断意味着，电流不再流经第一分压器，并且第一分压器因此不再能够影响阈值元件的控制输入端上的电势。在这样的情况下，阈值元件的控制输入端上的电势通过上面所描述的第二分压器来调节，使得开关元件通过阈值元件被接通。

优选地，电子镇流器具有晶体管，该晶体管的开关路径连接在连接节点与参考电势之间，其中该连接节点在第一分压器的朝着保持开关的阻抗与隔离二极管之间。该晶体管通过消磁信号通过其控制输入端被接通。在刚刚提及的连接节点上的电势于是经历了朝着参考电势方向的电势推移，使得隔离二极管截止。

另一优选的实施形式也具有带有隔离二极管的保持电路。在该实施形式中，第一信号线路将阈值元件的控制输入端与电子镇流器的控制装置通过隔离二极管相连，使得控制装置可以通过第一信号线路接通开关元件。

这样，电子镇流器的控制装置任何时候都可以接通开关元件，更为确切地说，与存储电感器的充磁状态无关，并且与保持电路是接通的还是未接通的无关。以这样的方式，升压调节器也可以以所谓“连续模式”被驱动，“连续模式”的特征在于，并不需要等到存储电感器完全消磁才进行开关元件的接通。

优选地，定时部件具有包括电阻和电容器的串联电路。该定时部件可以连接在保持开关的控制输入端与阈值元件的输出端之间。与电阻并联有二极管，以便能够在定时部件复位之后实现电容器的迅速放电。理想的情况是，保持电路此外借助开关元件接通而使定时部件复位。与电容器的迅速放电相结合，这样必要时可以保证的是，在下次设置定时部件时电容器被完全放电。由于二极管，电阻在电容器放电时对定时部件的时间常数没有贡献。如果将其他电阻与定时部件串联，则也可以将二极管与该电阻(分别)并联。

优选地，电容器与定时部件并联。通过这样的方式可以明显地加速信号传输，因为与定时部件并联的电容器的电压改变被以微分方式传输。例如，如果定时部件的包括电阻和电容器的串联电路譬如连接在阈值元件的输出端与保持开关的控制输入端之间，则在阈值元件的输出端上的电势改变可以特别快速地切换保持开关。

优选地，电子镇流器具有第二信号线路，该第二信号线路将阈值元件的控制输入端与电子镇流器的控制装置连接，其中控制装置设计为将调制电压输送给阈值元件的该控制输入端。这如阈值元件的阈值的调制那样起作用，使得通过这样的方式可以进行升压调压器的关断电流的调制。替换地，优选的是，直接调制阈值元件的阈值。

优选地，通过第二信号线路向电子镇流器的控制输入端输送与供电电压的瞬时值成比例的电压。通过升压调节器的关断阈值的相应调制减小了电网电流谐波。

优选地，在存储电感器消磁之后在存储电感器与二极管之间的电势跳变用至少一个耦合输出电容器来检测。该电势跳变可以用作开关元件的接通时刻的指示器。电阻可以与该耦合输出电容器串联。由该电阻和耦合输出电容器构成的时间常数如此大，使得在存储电感器消磁期间未出现对耦合输出电容器的完全充电或者放电。

在一种替换的实施形式中，存储电感器的消磁用次级绕组来检测。电势跳变在此对应于在次级绕组上的电压的改变，该改变是在存储电感器上的电压改变的转换。

优选地，本发明的实施形式具有第三信号线路，该第三信号线路将开关元件与升压调节器的控制电路连接。在此，第三信号线路可以直接与开关元件的控制输入端相连，或者间接地通过切换开关元件的电路或者一个或者多个电阻来连接。这样，升压调节器可以借助该信号线路被控制电路阻塞。

本发明的一种优选的实施形式具有在中间回路电容器的供电电势与开关元件的控制输入端之间的电阻。当在中间回路电容器上存在足够的电压时，开关元件可以通过该电阻被接通。也就是说，可以自动地起振并且无需特别的控制信号。

本发明的一种优选的实施形式具有用于激励开关元件的阈值元件。该阈值元件的控制输入端优选通过耦合输出电容器和至少一个电阻连接到存储电感器与二极管之间的电势上。通过该路径，在存储电感器消磁之后在存储电感器与二极管之间的电势跳变可以用作阈值元件的输入信号。此外，阈值元件的控制输入端与在开关元件和测量电阻之间的电势通过至少一个电阻相连。通过该路径，阈值元件可以根据通过开关元件的电流来控制。

用器件的这种布线，升压调节器的循环如下地进行：在第一时间段中，开关元件是接通的。通过与开关元件串联的测量电阻测量通过开关元件的电流。该电流在该第一时间段中也对应于通过存储电感器的电流。在测量电阻上量取的电势作为输入信号可能通过一个或者多个电阻输送给阈值元件的控制输入端。如果电流值超过了预先给定的最大值，则阈值元件被切换。至参考电势的所需连接可以通过在前面的解决方案中介绍的包括二极管和电阻的串联电路来建立。最大的电流与所选择的电路器件的设计有关并且就此而言可预先给定。尤其是，这些器件可以是：测量电阻、通过其量取测量电阻上的电压并且将该电压输送给阈值元件的控制输入端的电阻、以及与二极管串联而建立与参考电势的连接的电阻。阈值元件的输出端与开关元件的控制输入端相连并且关断该开关元件。在存储电感器与二极管之间的电势随着开关元件关断而跳变到譬如中间回路电容器的供电电势上。这标记了第一时间段的终点。

在之后的第二时间段中，开关元件通过保持电路保持在其状态中。该状态持续直至消磁信号或者直至通过定时部件预先给定的时间。接着，保持电路又接通开关元件并且开始新的循环。

从上面的描述可以得出，当存在消磁信号时，升压调节器的时序通过存储电感器的消磁的持续时间来确定。当从开始就完全不借助消磁信号来工作时，或者当消磁信号由于故障(例如电网过压)未出现或者太弱时，定时部件预先给定升压调节器的时序。

由于在最初施加供电电压的情况下，必要时存在的耦合输出电容器和中间回路电容器直接被供电电压充电，所以阈值元件的激励电势在明显比升压调节器工作时的接通和断开循环的周期持续时间更长的时间内未通过开关门限。阈值元件不能被容易地切换，直至中间回路电容器充电到供电电压的按绝对值最高的瞬时值。在该时间内，阻塞升压调节器。

优选的是，本发明的具有阈值元件的实施形式因此具有第四信号线路，该第四信号线路与阈值元件的控制输入端以及与控制电路相连。在此，第四信号线路可以通过在包括二极管和电阻的串联电路中的电阻与阈值元件的控制输入端相连，该串联电路将阈值元件的控制输入端与参考电势相连。通过第四信号线路，阈值元件可以被控制电路切换。由此，升压调节器在中间回路电容器首次充电期间不再被阻塞。

将晶体管用作阈值元件的简单实施形式会具有如下缺点：通过存储电感器的最大电流与晶体管的开关门限的可能不能忽略的公差有关。该晶体管在此也可以具有针对开关元件的驱动功能。

在本发明的另一优选的实施形式中，因此比较器用作阈值元件并且在该比较器之后优选连接有驱动电路。这样，可以降低阈值元件的接通电流门限与器件公差的相关性和温度相关性。驱动电路通常由多个器件构成并且尤其是也可以具有一个或者多个晶体管。

如上面已经描述的那样，阈值元件的控制输入端可以通过电阻和二极管与参考电势相连，其中电阻连接到阈值元件的控制输入端。在该电阻与二极管之间的节点上可以连接有由耦合输出电容器和电阻构成的串联电路。优选地，在本发明的一种实施形式中，电容器与控制输入端上的电阻并联。电容器用作微分元件，使得在存储电感器消磁之后的电势跳变被以微分方式传输到比较器的输入端，这可以加速驱动。

在比较器的一个输入端上存在参考信号，在另一输入端上存在感兴趣的由测量电阻和耦合输出电容器产生的信号。优选地，该信号输入叠加有直流电压，该直流电压将输出端的电势提升至远离参考电势。对此，比较器的输入节点例如可以通过电阻连接到比较器的供电电势上。

在本发明的一种优选的实施形式中，参考信号与供电电压的瞬时值成比例。由此，升压调节器的电流消耗可以近似正弦形地构造。

通常希望的是，可选地直接借助电网电源或者借助相位截止衰减器(Phasenanschnittdimmer)来驱动升压调节器。在此，升压调节器可能必须使其运行与带有或者没有相位截止衰减器的供电相匹配。例如当在两种情况中的一种情况下升压调节器的运行在电网电流谐波方面不符合标准时，或者当在两种情况中的一种情况下升压调节器没有调整其运行就不有效地工作时，情况如此。因此，对于电子镇流器必须可以识别是直接借助电网电源还是借助相位截止衰减器驱动；随后可以调节相应的工作参数，例如关断电流门限。

借助相位截止衰减器的运行以典型方式改变了在电子镇流器上的供电电压。这被本发明利用。相位截止衰减器在每个电网半波内的可设置的时间之后才将电网电源提供给镇流器。在相位截止期间在镇流器上没有输入电压。在该时刻之后大致存在原始的供电电压。电子镇流器的输入端上的电压在相位截止之后具有陡的边沿，在供电电压中出现跳变。

本发明的实施形式具有连接在镇流器的参考电势和电力线之间的微分器。该微分器耦合输出供电电压中的电压跳变。在电压跳变的情况下，在其输出端上出现按照绝对值比较大的峰值电压。该峰值电压可以在进行可能的进一步处理之后例如以峰值识别的形式被输送给升压调节器的控制电路，该控制电路于是可以相应地调节升压调节器的工作参数。

在升压调节器借助相位截止衰减器或者直接在电网电源的可选工作的情况下，出现了特别的问题。例如，如果升压调节器仅仅针对借助相位截止衰减器工作而设计(如在EP 1 465 330 A2中那样)，则在此在相位截止衰减器故障的情况下会出现如下问题：从在供电电网的电网半波内中间回路电容器被充分充电的时刻起，通常在该半波的剩余时间期间中断放电灯的电流输送。由于在借助供电电网直接工作时没有相位截止，所以可能的是，已比较早地在升压调节器的电网半波内不吸收其他电流。作为有功功率与视在功率的商的功率因数较小。此外，尤其是根据标准IEC61000-3-2，必须保证超过90°相位角值的电流消耗。

优选地，电子镇流器借助微分器检测在前面是否连接有相位截止衰减器。如果该镇流器直接借助电网电源工作，则升压调节器的工作参数被调节为使得其可以符合标准地工作。这可以通过降低升压调节器的关断电流门限来实现。升压调节器于是接收较低幅度的电流。为了将中间回路电容器充电到其最大值，现在在电网半波内较长的时间间隔(Zeitraum)上由升压调节器接收电流。为了与标准对应，关断电流门限可以被调节为使得升压调节器的电流消耗扩展到超过90°的相位角值。

在电网半波内电流消耗的时间间隔越长，镇流器的功率因数就越大。优选的是，升压调节器的工作参数(尤其是关断电流门限)被调节为，使得在没有相位截止衰减器的情况下至少在电网半波的一半持续时间内进行电流消耗。

在本发明的一种特别简单并且因此优选的实施形式中，微分器具有由电容器和电阻构成的串联电路。该串联电路可以在电网线路之一上与电子镇流器的参考电势串联。由电阻和电容器之间的节点可以将另一电容器连接至其他电网线路。在适当设计电容和电阻的情况下，在电阻上存在与微分后的供电电压成比例的电压。这样简单的实施形式的优点是所需器件的数目小。

优选地，峰值检测电路与上面的解决方案中所描述的微分电路中的电路并联。如果升压调节器以相位截止衰减器驱动，则可以以通过电阻检测到的峰值来激励升压调节器的控制，例如借助连接到峰值检测装置上的电路元件来实现。

上面和下面对各特征的描述涉及电子镇流器和具有根据本发明的集成电子镇流器的放电灯。此外，该描述还以各个特征涉及与本发明对应的用于驱动电子镇流器的方法。即使未详细明确地提及，情况也是如此。

本发明原则上还涉及一种用于驱动带有升压调节器的放电灯的电子镇流器的方法，该升压调节器具有存储电感器、二极管、中间回路电容器和开关元件，其特征在于，升压调节器中的开关元件在达到流经开关元件的电流的最大电流值时被关断，并且镇流器具有带定时部件的保持电路，该保持电路在开关元件关断时设置定时部件，并且当通过定时部件确定的时间到期时接通开关元件。

附图说明

下面将参照实施例更为详细地阐述本发明。在此所公开的各特征在其他组合形式中对于本发明也会是重要的。前面和下面的描述涉及本发明的装置类型和方法类型，而这不再详细地明确提及。

图1示出了一种升压调节器电路，根据该升压调节器电路阐述了本发明的特征，但是该电路并不是本发明的实施例。

图2a、2b、2c示出了图1中的电路装置的相关的电流分布和电压分布。

图3示出了图1中的电路装置的修改方案。

图4a、4b、4c示出了图3中的电路装置的相关的电流分布和电压分布。

图5示出了作为根据本发明的电子镇流器的组成部分的升压调节器电路。

图6a、6b、6c、6d、6e示出了图5中的电路装置的相关的电流分布和电压分布。

图7a、7b、7c示出了图5中的电路装置的其他相关的电流分布和电压分布。

图8示出了图5中的电路装置的修改方案。

图9示出了用于检测供电电压中的相位截止的电路装置。

具体实施方式

为了更好地理解本发明的功能，首先在图1至4中示出了没有根据本发明的保持电路的升压调节器电路。该保持电路随后在图5中示出并且在下面进一步予以阐述。

在图1中的电路装置上，存在通过交流电压输入端AC输送的并且借助整流器GL整流的、在节点V1与参考电势GND之间的电压。

在整流器的输出端上连接有包括存储电感器L、二极管D1和中间回路电容器C2的第一串联电路。

在存储电感器L与二极管D1之间的连接给出了节点V2。在节点V2与参考电势GND之间连接有由开关元件T1和(测量或者分流)电阻Rsense构成的串联电路。开关元件T1可以实施为MOSFET。电阻Rsense与参考电势GND相连。节点V8处于开关元件T1的控制输入端的电势上。

在开关元件T1的控制输入端与参考电势GND之间可以连接有阈值元件T2。该阈值元件T2可以实施为(双极性)晶体管。下面是具有作为阈值元件的比较器的一种实施例。节点V7处于阈值元件的控制输入端的电势上。

电阻R3将T1与Rsense之间的节点V4与节点V7相连。

在节点V2与参考电势GND之间有一串联电路，该串联电路包括耦合输出电容器C1、电阻R1和二极管D3。节点V6处于电阻R1与二极管D3之间的连接上。

在节点V6与节点V7之间有电阻R2。节点V3在二极管D1与电容器C2之间的连接上。

在节点V3与参考电势GND之间连接有包括电阻R4和二极管D2的串联电路。在二极管D2与电阻R4之间的连接节点与第一开关元件T1的控制输入端相连。二极管D2实施为齐纳二极管。

信号线路IS2与节点V6相连。该信号线路可以被控制电路短时置于参考电势GND上。

第二信号线路SD与开关元件T1的控制输入端相连。用该信号线路可以阻塞升压调节器的控制电路。

图2示出了作为时间的函数的在节点V6和节点V4上的电势。电流IL流经存储电感器L。借助电阻Rsense在节点V4上测量与通过存储电感器L的电流IL成比例的电压。在节点V6上，电势反映了存储电感器L的充磁状态。这通过耦合输出电容器C1完成。如果存储电感器被充磁，则耦合输出电容器C1放电。节点V6上的电势在此大致对应于参考电势GND，因为该电势被二极管D3箝位到对应于导通电压的关于参考电势为负的值上。这样，如果存储电感器L被消磁，则耦合输出电容器C1被充电。在节点V6上，产生明显在参考电势GND之上的电势。耦合输出电容器C1被设计为，使得由电容C1和电阻R1构成的时间常数这样大，以致在存储电感器L消磁期间，在时间间隔tb中，未引起耦合输出电容器C1的完全充电，并且节点V6上的电势保持在阈值元件T2的接通门限之上。

在图2a、2b、2c中绘出了间隔ta和tb以及时刻t1和t2，它们对应于相关的时间段。

图2b示出了作为时间的函数的通过存储电感器L的电流IL。图2c示出了作为时间的函数的在节点V7上的电势。

在阶段ta中，开关元件T1接通并且阈值元件T2关断。在节点V4上的电势与通过存储电感器的电流IL成比例地增长。节点V6上的电势在此大致对应于参考电势GND。当在通过电阻R3与节点V4相连的节点V7上的电势超过阈值元件T2的接通门限电压时，则阈值元件T2接通并且开关元件T2关断。由此，也限制了通过升压调节器的最大电流。相应的时刻t2限定了时间间隔ta的终点。

接着时刻t2之后是时间间隔tb。阈值元件T2在时刻t2间接地通过节点V4上的电势经电阻R3接通。在此，开关元件T1被阈值元件T2关断。在节点V6上，电势在时刻t2跳变到明显在参考电势之上的值。存储电感器在时间间隔tb期间被消磁。电流通过C1、R1和R2流向阈值元件T2的控制输入端，并且只要消磁电流流动就保持阈值元件接通。开关元件T1关断，因为在其控制输入端上电势不再超过接通门限。

时间间隔tb随着存储电感器L的完全消磁而结束。由此，在时间间隔tb终点，节点V2上的电势跳变到节点V1上的电势。该跳变限定了时刻t1，并且通过耦合输出电容器C1、电阻R1和二极管D3在节点V6上引起大致对应于参考电势GND的电势。在阈值元件T2的控制输入端上，电势不再足以保持阈值元件T2接通。该阈值元件截止。

在中间回路电容器C2上的电压现在通过电阻R4接通开关元件T1。又开始一个新的阶段ta。升压调节器的高频振荡又自动地继续进行。

在振荡开始时，可以区分两种情况。在第一种情况下，阈值元件T2关断并且在中间回路电容器C2上存在足够的电压。接着，开关元件T1由在中间回路电容器上的电压通过R4接通。在第二种情况下，控制电路可以通过信号线路IS2将节点V6上的电压短时地置于参考电势GND上。通过这样的方式，开关元件T1通过电阻R4被接通。

当在首次施加供电电压AC的情况下电容器C1和C2被并行地充电到电势V1时，会出现第二种情况。接着，电势V6可以在明显长于升压调节器的周期持续时间的时间内不下降到阈值元件T2的接通阈值电压之下。阈值元件T2可不被关断，直到将中间回路电容器C2至供电电压的最高瞬时值的充电结束。在这样的状态下，升压调节器通过阈值元件T2被阻塞。

控制电路可以通过信号线路SD随时阻塞升压调节器的运行。这例如可以在中间回路电容器C2上达到所希望的电压时实现。

阈值元件T2在如上所描述的电路装置中具有多个功能：第一功能是阈值元件用于检测节点V7上的信号；第二功能是驱动或者激励开关元件T1。此外，阈值元件也作为逆变器工作。

在根据图1的电路装置中，得到的通过存储电感器L的最大电流与阈值元件T2的开关门限的公差有关。

图3示出了针对根据本发明的第二电路装置的电路图，该电路装置进行了相应的改进。

作为阈值元件，不使用晶体管，而是使用具有后接的驱动电路TS的比较器AMP。由于比较器AMP不能独自提供用于激励开关元件T1的功率，所以在该比较器之后连接有驱动电路TS。比较器AMP获得独立的电压供给Vcc。二极管D4连接在节点V6与正的供电电势Vcc之间。电容器C3可以与电阻R2并联。这在节点V6上的电势在时刻t1升高时加速了节点V7上的电势的升高，因为该比较器微分地传输电势跳变。由于电流IL的增加，C3的再充电明显比节点V7上的电压升高更快速地进行。图2c中已经考虑到了这样的效果。电容器C3绘制在图3中。在电容器C3与电阻R3之间连接有用于供电电压Vcc的电阻R5。

切断门限Vref被输送给比较器AMP的输入端。该切断门限对应于开关元件T1的关断标准。该开关门限可以规定为恒定的，但也可以设计为是可变的，例如与输入电压AC的走向成比例。

比较器的输入端不应负担过高的电压。开关元件T1在时刻t2的切断引起节点V7上的电压跳变。为了限制该跳变，从节点V6至比较器的正供电电势Vcc连接有二极管D4。通过这样的方式，将节点V6上的电压限制到比比较器的供电电势Vcc高二极管D4的导通电压的电势，参见图4。

为了降低比较器的干扰敏感度，所谓的上拉电阻R5连接在节点V7与正供电电势Vcc之间。节点V7上的电势由此相对于参考电势升高。由此，尽管降低了信号摆幅，但是这些措施仍然可以是有利的，因为可以改善信噪比。

如果出现显著的电网过压，则会发生升压调节器电路的输入电压具有与输入电压类似的值。在这样的情况下，在存储电感器L与二极管D1之间的电势V2不具有根据存储电感器L的充磁状态可明确识别的电势跳变(参见图1和3)。因此，电势V2在这样的情况下不具有接着存储电感器消磁之后的明显电势跳变以便接通开关元件T1。此外，该电势也不再可以用作保持信号，通过该保持信号使开关元件T1在存储电感器L消磁期间保持关断。在图1中的电路装置中，这例如可能会导致的是，开关元件T1通过电阻R4不受控地接通，即使还有电流流经存储电感器L。这样，开关元件T1的不希望的高频切换是可能的。

图5现在示出了一种根据本发明的电路装置。图5中所示的升压调节器电路(该电路为根据本发明的电子镇流器的组成部分)在电网过压的情况下保证了开关元件T1的最小接通频率，并且同时防止了开关元件的不受控的接通。

图5中的电路正如图1或者3中一样通过整流后的交流电压来馈电。图1中的包括中间回路电容器C2、二极管D1和存储电感器L的串联电路在此也存在，并且同样地连接。此外，正如图1中一样，由开关元件T1和测量电阻Rsense构成的串联电路与二极管D1和中间回路电容器C2并联连接。对于这些器件，在图1和5中使用相同的参考标记。

在图5中看到的是保持电路HS。该保持电路具有专用的供电电势端子VCC。在供电电势VCC与存在于开关元件T1和测量电阻Rsense之间的节点V4之间连接有包括电阻R24和电阻R28的串联电路。该串联电路的中间抽头与比较器AMP2的反向输入端相连。在比较器AMP2的非反向输入端上存在参考电压Vref2。比较器AMP2的输出端通过驱动器D与开关元件T1的控制输入端相连。为了供电，比较器AMP2连接在供电电势VCC与参考电势GND之间。与电阻R24并联连接有包括双极性晶体管T22、电阻R25和二极管D22的串联电路。在双极性晶体管T22的控制输入端与比较器AMP2的输出端之间连接有由电容器C23和电阻R27构成的串联电路。与电阻R27并联连接有二极管D24，与电容器C23和电阻R27并联连接有电容器C24。在晶体管T22的控制输入端与供电电势VCC之间连接有电阻R26，与电阻R26并联连接有二极管D23。

不同于图1或者图3，在存储电感器L与二极管D1之间的电势V2并不是通过电容器(在图1和3中为C1)而是通过存储电感器L上的次级绕组LS耦合输出(自然在此也可以以电容性方式耦合输出消磁信号)。在次级绕组LS与参考电势GND之间顺序地连接有电阻R21、电容器C21和电阻R22。在电阻R25与二极管D22之间的节点V22与参考电势GND之间连接有电阻R23和晶体管T21的开关路径。晶体管T21的控制输入端与在电容器C21与电阻R22之间的节点相连。与电阻R22并联连接有二极管D21。

在节点V22上连接有信号电路IS1并且在比较器AMP2的反向输入端上连接有信号线路FF。

图6示出了通过升压调节器的电流IL的分布和几个对如下情况相关的电势分布：交流电压供给具有电网过压，并且在存储电感器L与二极管D1之间的电势V2的电势跳变在存储电感器L消磁之后不可以被耦合输出。

正如在图1和图3的电路装置中一样，在接通开关元件T1时，通过该开关元件的电流随时间增加。在开关元件T1与测量电阻Rsense之间的节点V4上的电势相应地升高。由于比较器AMP2的反向输入端通过电阻R28与节点V4相连，所以在该节点上电势也升高。只要该电势保持在用作门限的参考电压Vref2之下，则比较器AMP2的输出端相对于参考电势GND是高阻值的(逻辑1)。如果在比较器AMP2的反向输入端上的电势达到门限Vref2，则比较器AMP2的输出端变为低阻值的(逻辑0)并且开关元件T1通过驱动器D关断。于是电流流经电阻R26、电容器C23和电阻R27的串联电路。通过接着在电阻R26上下降的电压接通双极性晶体管T22。电容器C23首先放电并且随持续的电流而越来越多地被充电。电容器C23的充电时间确定了电流可以多长时间地流经该电容器并且在电阻R26上的保持晶体管T22接通的电压可以多长时间地下降。

只要晶体管T22接通，电流就流经包括晶体管T22的开关路径、电阻R25、二极管D22、电阻R28和测量电阻Rsense的串联电路。该电流将在二极管D22与电阻R28之间的节点V24上的电势(即在阈值元件AMP2的反向输入端上的电势)调节到大于Vref2的值，参见图6a和6b。由此，比较器AMP2的输出端保持逻辑0，尽管电流不再流经开关元件T1。该保持信号与存储电感器L和二极管D1之间的电势V2的分布无关。

电容器C23的充电时间确定了保持时间tH。如果电容器充分充电，则不再可以有足够的电流流动，并且在电阻R26上不再下降足够的电压；晶体管T22被关断，参见图6e。由此，在比较器AMP2的反向输入端上的电势V24不再受构成第一分压器的电阻R25和R28影响，而是受到经过构成第二分压器的电阻R24和R28的电流的影响。该分压器被设计为，使得在比较器AMP2的反向输入端上的电势下降到低于参考电势Vref2的值，并且比较器AMP2现在通过驱动元件D又接通开关元件T1。

在图6a和6b中看到的是节点V22和V24上的电势，开关元件T22并非无穷快速地关断，因为边沿并非无穷陡。

由于电网过压，通过升压调节器T1的电流IL可以具有不规则的分布，这通过图6d中的相应曲线形状来表示。

图7示出了通过升压调节器的电流和一些对于图5中所示的电路装置的正常工作(即没有电网过压)的相关电势分布。

在这样的情况下，通过次级绕组LS可以耦合输出在存储线圈L与二极管D1之间的电势V2的明显指示存储线圈L的消磁的电势跳变。如果次级绕组LS检测到相应强烈的电势下降，则由此接通晶体管T21。节点V22上的电势降低到在参考电势Vref2之下的值。接着，比较器AMP2通过驱动器D接通开关元件T1。

图7b示出在存储电感器L中的电流在开关元件T1接通的情况下在时间间隔ta期间如何增加。如果通过开关元件T1的电流超过其通过阈值Vref2确定的值，则通过比较器AMP2和驱动器D又关断开关元件T1。因此，在正常工作时，电流也流经电容器C23和电阻R27，并且晶体管T22通过电阻R26接通。于是，由电阻R25和R28构成的分压器将比较器AMP2的反向输入端上的电势V24拉到在参考电压Vref2之上的值，并且这样通过比较器AMP2和驱动器D保持开关元件T1关断。

在时间tb之后，次级绕组LS又检测存储线圈L的消磁并且重新接通晶体管T21。节点V22上的电势下降到在参考电势Vref2之下的值，二极管D22截止，比较器AMP2的反向输入端上的电势通过第二分压器R24、R28确定，并且开关元件T1又被接通。与图6a和6b不同，在节点V22上的电势(参见图7a)在接通开关元件T1之前具有极其陡的边沿。

在没有电网过压的情况下，通过升压调节器的电流IL随着存储电感器L的增加的消磁而线性地下降。

二极管D24与电阻R27并联而二极管D23与电阻R26并联，由此在开关元件T1接通的时间内电容器C23尽可能快速地放电。由此，可以保证的是，电容器C23在开关元件T1下次关断时完全放电。

晶体管T22的接通通过电容器C24来加速，因为该电容器将比较器AMP2的输出电势的下降微分地传输给晶体管T22的控制输入端。晶体管T22的接通由此与比较器AMP2的输出端上的电势的绝对值无关。这防止了比较器输出的跳动(Prellen)。

节点V22通过信号线路IS1与电子镇流器的控制装置连接。通过该控制装置，可以在任何时刻与存储电感器L的磁化状态和电容器C23的充电状态无关地接通开关元件T1。对此，节点V22上的电势仅需被拉到在参考电势Vref2之下的值。由此，升压调节器以“连续模式”工作也是可能的。

第二分压器R24、R28的中间抽头通过信号线路FF同样与电子镇流器的控制电路连接。通过该信号线路FF为比较器AMP2的反向输入端增加与交流电压AC成比例的电压。这例如引起参考电势Vref2的相应调制，并且导致升压调节器电路的切断电流门限的正弦形调制。

图8示出了图5中的电路装置的一种修改方案。消磁信号在该电路装置中完全未被耦合输出，并且相应地也未用作开关元件T1的接通时刻的指示器。该电路装置也给出了一种有效的升压调节器。工作原理对应于没有可靠的消磁信号的、按照图5和图6所阐述的工作原理。开关元件T1的接通时刻如上所述地通过带有定时部件R27、C23的保持电路HS确定。

图9示出了根据本发明的用于识别电子镇流器是直接借助供电电网驱动还是借助相位截止衰减器驱动的电路装置。电容器CD作为微分元件连接到电力线N或者L中之一上。与该电容器CD串联的是电阻RD，该电阻将电容器CD与参考电势GND相连。在电容器CD与电阻RD之间的节点上连接有二极管DS的正极，该二极管的负极与另一电容器CS串联地同样连接到参考电势GND上。该电路为在电阻RD上出现的电压的峰值检测电路。在电容器CS与二极管DS之间的节点上通过电阻RS连接有晶体管T的基极。发射极与参考电势GND相连而集电极TC与升压调节器的如下元件相连：这些元件可以影响升压调节器工作的过程。在下面说明了具体的布线。

当电子镇流器直接连接到电网电源上时，未出现供电电压中的明显跳变。图9中的电路装置的器件设计为，在RD上的电压的峰值通过二极管DS存储在电容器CS中，而在电容器CS上的电压不能接通晶体管T。

当电子镇流器通过相位截止衰减器连接到供电电网上时，供电电压显现明显的跳变。在这样的情况下，在电阻RD上出现高的峰值，使得电容器CS与在没有相位截止衰减器的情况下的工作相比被充电到明显更高的值。在电容器CS上的电压现在可以通过电阻RS将晶体管T置于导通状态，由此晶体管TC的集电极侧的输出端大约被置于参考电势GND上。通过晶体管T的输出端TC可以使升压调节器动作，使得切断电流门限下降。

在图1中通过电阻R2和R3确定切断电流门限。如果电阻通过开关T从节点V7上的电势连接至参考电势GND，则当开关T接通时，得到的额定值更大。

在图3中，通过参考电势Vref确定切断电流门限。电压Vref可以通过由电阻构成的分压器电路产生。电阻可以通过开关T与这些电阻中之一并联。由此，参考电压Vref通过接通和关断开关T而改变。

Claims (26)

1.一种用于放电灯的具有升压调节器(L，D1，T1，C2)的电子镇流器，所述升压调节器具有存储电感器(L)、二极管(D1)、中间回路电容器(C2)和开关元件(T1)，

其特征在于，所述电子镇流器设计为，在达到流经开关元件(T1)的电流的最大电流值时关断升压调节器(L，D1，T1，C2)中的开关元件(T1)，

并且所述电子镇流器具有带定时部件(R27，C23)的保持电路(HS)，该保持电路设计为，在开关元件(T1)关断时设置定时部件(R27，C23)，并且当通过定时部件(R27，C23)确定的时间到期时，接通开关元件(T1)。

2.根据权利要求1所述的电子镇流器，该电子镇流器此外还设计为，在存储电感器(L)的消磁之后，通过消磁信号，即通过在存储电感器(L)的消磁之后在存储电感器(L)与二极管(D1)之间的电势的跳变，接通开关元件(T1)。

3.根据上述权利要求中任一项所述的电子镇流器，其中保持电路(HS)具有:

阈值元件(AMP2)，用于切换开关元件(T1)和用于设置定时部件(R27，C23)，

其中对应于通过开关元件(T1)的电流的信号被输送给阈值元件(AMP2)的控制输入端(V24)，

并且其中保持电路(HS)设计为，在达到通过阈值元件(AMP2)的阈值确定的流经开关元件(T1)的最大电流时，通过阈值元件(AMP2)关断开关元件(T1)，以及通过阈值元件(AMP2)设置定时部件(R27，C23)。

4.根据权利要求3所述的电子镇流器，其中保持电路(HS)具有:

保持开关(T22)，

第一分压器(R25，R28)，该第一分压器具有两个阻抗(R25，R28)，所述分压器的中间抽头(V24)与阈值元件(AMP2)的控制输入端(V24)相连，

其中保持开关(T22)的开关路径和分压器(R25，R28)串联连接，

其中保持电路(HS)设计为，在达到通过开关元件(T1)的最大电流时，通过阈值元件(AMP2)接通保持开关(T22)，使得电流流经第一分压器(R25，R28)，并且

在阈值元件(AMP2)的控制输入端(V24)上的电势通过第一分压器(R25，R28)的中间抽头(V24)调节，使得开关元件(T1)保持关断。

5.根据权利要求2和根据权利要求3或者4所述的电子镇流器，其中保持电路(HS)具有:

第二分压器(R24，R28)，所述第二分压器具有两个阻抗(R24，R28)，所述第二分压器的中间抽头(V24)与阈值元件(AMP2)的控制输入端(V24)相连，

所述保持电路(HS)设计为，使用消磁信号经第二分压器(R24，R28)调节阈值元件(AMP2)的控制输入端(V24)上的电势，使得开关元件(T1)通过阈值元件(AMP2)被接通。

6.根据权利要求4和5所述的电子镇流器，其中保持电路(HS)具有隔离二极管(D22)，该隔离二极管连接在第一分压器的两个阻抗(R25，R28)之间，并且也连接在阈值元件(AMP2)的控制输入端(V24)与朝着保持开关(T22)连接的阻抗(R25)之间，其中电子镇流器设计为:

响应于消磁信号，让隔离二极管(D22)与朝着保持开关(T22)连接的阻抗(24)之间的连接节点(V22)经历电势推移，使得隔离二极管(D22)截止，以及通过第二分压器(R24，R28)调节阈值元件(AMP2)的控制输入端上的电势(V24)，使得开关元件(T1)通过阈值元件(AMP2)接通。

7.根据权利要求4和上述权利要求中任一项所述的电子镇流器，其中保持电路(HS)具有:

第二分压器(R24，R28)，所述第二分压器具有两个阻抗(R24，R25)，所述第二分压器的中间抽头(V24)与阈值元件(AMP2)的控制输入端(V24)相连，并且其中保持电路设计为:

一旦通过定时部件(R27，C23)确定的时间到期，则关断保持开关(T22)，以及

通过第二分压器(R24，R28)调节在阈值元件(AMP2)的控制输入端(V24)上的电势，使得开关元件(T1)通过阈值元件(AMP2)接通。

8.根据权利要求6也结合权利要求7所述的电子镇流器，所述电子镇流器具有晶体管(T21)，所述晶体管的开关路径连接在连接节点(V22)与参考电势(GND)之间，其中所述连接节点(V22)在第一分压器(R25，R28)的朝着保持开关(T22)的阻抗(R25)与隔离二极管(D22)之间，并且所述晶体管通过其控制输入端由消磁信号接通，使得连接节点(V22)上的电势经历电势推移并且隔离二极管(D22)截止。

9.根据权利要求4和上述权利要求中任一项所述的电子镇流器，其中保持电路(HS)具有隔离二极管(D22)，所述隔离二极管连接在第一分压器的两个阻抗(R25，R28)之间，并且也连接在阈值元件(AMP2)的控制输入端(V24)与朝着保持开关(T22)连接的阻抗(R25)之间，所述电子镇流器具有第一信号线路(IS1)，该第一信号线路通过隔离二极管(D22)将阈值元件(AMP2)的控制输入端(V24)与电子镇流器的控制装置相连，使得所述控制装置能够通过第一信号线路(IS1)接通开关元件(T1)。

10.根据上述权利要求中任一项所述的电子镇流器，其中定时部件(R27，C23)具有包括电阻(R27)和电容器(C23)的串联电路，并且其中保持电路(HS)具有与定时部件(R27，C23)的电阻(R27)并联的二极管(D24)，以便在定时部件复位之后能够实现电容器(C23)的迅速放电。

11.根据上述权利要求中任一项所述的电子镇流器，其中电容器(C24)与定时部件(R27，C23)并联。

12.根据权利要求3至11中任一项所述的电子镇流器，所述电子镇流器具有第二信号线路(FF)，所述第二信号线路将阈值元件(AMP2)的控制输入端(V24)与电子镇流器的控制装置相连，其中所述控制装置设计为向所述控制输入端输送调制电压。

13.根据权利要求12所述的电子镇流器，其中电子镇流器的控制装置设计为:通过第二信号线路(FF)将与电源(AC)的电压的瞬时值成比例的电压输送给阈值元件(AMP2)的控制输入端(V24)。

14.根据权利要求2至13中任一项所述的电子镇流器，所述电子镇流器具有连接至升压调节器(L，D1，T1，C2)的二极管(D1)与存储电感器(L)之间的电势(V2)上的电容器(C1)，用于将存储电感器(L)消磁之后存储电感器(L)与二极管(D1)之间的电势跳变耦合输出。

15.根据权利要求2至13中任一项所述的电子镇流器，所述电子镇流器具有针对升压调节器(L，D1，T1，C2)的存储电感器(L)的次级绕组(LS)，用于检测存储电感器(L)的消磁。

16.根据上述权利要求中任一项所述的电子镇流器，所述电子镇流器具有第三信号线路(SD)，所述第三信号线路与开关元件(T1)的控制输入端(V8)相连，使得开关元件(T1)能够被控制电路通过第三信号线路(SD)阻塞。

17.根据上述权利要求中任一项所述的电子镇流器，所述电子镇流器具有连接在中间回路电容器(C2)的供电电势(V3)与开关元件(T1)的控制输入端(V8)之间的电阻(R4)，通过所述电阻在中间回路电容器(C2)上的电压接通开关元件(T1)，用于振荡的自动起振。

18.根据权利要求14也结合权利要求16或者17所述的电子镇流器，其中升压调节器(L，D1，T1，C2)的阈值元件(T2，AMP)的用于激励开关元件(T1)的控制输入端(V7)不仅通过电容器(C1)和至少一个电阻(R1)与在存储电感器(L)和二极管(D1)之间的电势(V2)相连，而且通过至少一个电阻(R3)与在开关元件(T1)和测量电阻(Rsense)之间的电势(V4)相连。

19.根据上述权利要求中任一项所述的电子镇流器，所述电子镇流器具有第四信号线路(IS2)，所述第四信号线路将阈值元件(T2，AMP)的控制输入端(V7)和用于激励升压调节器(L，D1，T1，C2)的控制电路相连，并且借助所述第四信号线路能够由控制电路切换阈值元件(T2，AMP)，使得能够启动开关元件(T1)的自激振荡。

20.根据上述权利要求中任一项所述的电子镇流器，所述电子镇流器具有比较器(AMP，AMP2)和连接在比较器(AMP，AMP2)之后的驱动电路(TS，D)，用于激励升压调节器(L，D1，T1，C2)中的开关元件(T1)。

21.根据权利要求20所述的电子镇流器，其中比较器(AMP)的输入端(V7)与在存储电感器(L)和二极管(D1)之间的电势(V2)通过至少一个电阻(R2)和电容器(C1)相连，其中所述电阻(R2)与电容器(C3)并联，使得在存储电感器(L)消磁之后在存储电感器(L)与二极管(D1)之间的电势(V2)的电势跳变微分地传输给比较器(AMP)的输入端(V7)。

22.根据权利要求20或者21所述的电子镇流器，其中比较器(AMP)的输入信号(V7)叠加有直流电压，使得在参考电势(GND)与所述输入信号(V7)之间的信噪比增大。

23.根据权利要求20至22中任一项所述的电子镇流器，其中为比较器(AMP)输送与电源(AC)的电压的瞬时值成比例的参考电势(Vref)。

24.根据上述权利要求中任一项所述的电子镇流器，用于可选地直接借助电网电源或者借助相位截止衰减器驱动放电灯，其中在供电电压中的跳变通过连接在镇流器的参考电势与电力线之间的微分器(CD，RD)耦合输出并且被提供给镇流器的控制装置(R2，R3，Vref，Vref2)，使得所述控制装置(R2，R3，Vref，Vref2)能够区分借助相位截止衰减器的驱动与借助电网电源的驱动。

25.根据权利要求24所述的电子镇流器，其中控制装置(R2，R3，Vref，Vref2)控制升压调节器，使得其在借助电网电源驱动时具有较小的切断电流门限，使得与借助相位截止衰减器驱动时相比，升压调节器从电网电源中吸收更低幅度的电流。

26.一种放电灯，其具有根据上述权利要求中任一项所述的集成的电子镇流器。

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