背景技术
近年来,电池被广泛地使用在可携式电子装置上,例如:膝上型计算机(laptop computer)、手机、个人数字助理(personal digital assistant,PDA)、收音机、无线电话、立体声卡带播放器等。而电池可分为可充电式及不可充电式两种类型。其最大的不同在于使用寿命结束时的电压特性及等效串联电阻。如碱性(alkaline)电池之类的不可充电式电池,其制造的目的不是作为可再次充电的电池。可充电式电池包括镍镉(nickel-cadmium,Ni-Cd)电池、镍氢(nickel-hydrogen,Ni-H)电池、锂(lithium-ion)电池、镍金属氢化物(nickel metal-hydride,Ni-MH)电池,其应于不同的充电条件下会有不同的充电速率。
上述的电子装置的电力来自可充电式电池,当充电式电池的电荷状态过低时,会将可充电式电池装进电池充电器中。
图1用以绘示充电器的运作条件。在恒电压(Constant Voltage,CV)模式下,当电池电压接近最终电压时,充电电流几乎为0。在恒电流(ConstantCurrent,CC)模式下,电池电压会超过最终电压很多,并且充电电流会一直维持在预设电流值。另外,在恒温(constant temperature)模式下,充电器会注重于利用充电电流控制其内部充电温度,以固定其充电温度。
图2及图3分别为传统充电器的控制电路100和200的电路图。图2的控制电路100至少包括电阻110、电压控制电流源120、130、放大器140、150及前置电路160。请参照图2,前置电路160具有输入端A及B与输出端Out。前置电路160会将输入端A及B中接收电压较低的一端耦接输出端Out。藉此,流过电压控制电流源120及130的电流会等于流过电阻110以形成电压V1的电流需求与流过负载Z1以形成电压V2的电流需求的其 中之一,也就是谁电流最低就选谁。电压节点V3最好为连续提供信息,以调整每一次充电电流的强度。此最高电流为选择传送至负载。
图2中控制电路100的运作条件如下述。当负载为未充电时的电池时,则“V1/R110”(R110为参照电阻110的电阻值)为其需求电流,以及电压V2为此电池所需求的最终浮动电压。当开始充电时,电压V4(为电池的电压)会比电压V2低很多,并且放大器150的输出端会因为其需求最大电压而转动其正提供路径。
接着,前置电路160耦接放大器140的输出至电流源的控制电压及忽略放大器150的输出。接着,电流V1/R110被传送到负载Z1。
如果电池为充电状态及电压V4接近电压V2,则放大器150的输出会开始减少。当电池电压V4到达电压V2时,负载的电压会保持固定,其电流需求会开始减少至低于电流V1/R110。放大器140会尝试以强迫电流V1/R110灌进电池里,但是由于电压V4会大于电压V2,会造成放大器150的输出电压会快速降低。放大器150输出会减少是因为前置路电160会选择放大器150的输出作为电流源的控制电压。此时,放大器140的输出会被忽略。当电压V4维持于电压V2时,负载的电流需求会低于电压V1/R110,所以电阻110的电压V3会降低至低于电压V1,以及放大器140的输出会改变其正向路径,并且前置电路160会持续选择恒电压回路以提供电流至负载Z1。总而言之,传送至负载Z1的电流最好为电流V1/R110,直到负载Z1的电压等于电压V2。接着,传送到负载Z1的电流会减少以维持负载Z1的电压为电压V2。到此完成恒电流/恒电压的充电循环。
现在请参照图3。图3中控制电路200的PMOS晶体管210及220功能如电压控制电流源。二极管230及240及下拉电流源250执行二极管性质的功能,以实现如图2中的前置电路160执行的前置功能。
图3的电路其运作方式如下述。PMOS晶体管210及220的栅极耦接二极管230及240。另外,由通常知识可以得知,当增加PMOS晶体管的栅极电压,且保持其来源固定时,PMOS晶体管的漏极电流会减少。这就表示,鉴于电压控制电流源120及130会相应于较高的电压以提供较高的电流,而PMOS晶体管则会相应于较高的电压以提供较低的电流。此外,图3中的放大器140及150的极性连接方式与图2中放大器140及150的极性连接方式相反。
在图3中电路的恒电流相位中,当负载Z1的电压低于电压V2时,放大器140设定其流至负载的电流为V1/R110。放大器140的输出最好其电压需求为非反相输入端所具有的电压V3会等于电压V1。在电路的恒电流相位中,放大器150的输出为反路径电压。放大器150输出的反路径电压为防止来自二极管240对PMOS晶体管210及220栅极的影响。藉此,在此相位中放大器140的输出会控制传送至负载的电流。
在图3中电路的恒电压相位中,当负载的电压高于或等于电压V2时,放大器150设定其传送至负载的电流最好为低于V1/R110。在电路的恒电压相位中,放大器140的输出为负路径电压。放大器140输出的反路径电压为防止来自二极管230对PMOS晶体管210及220栅极的影响。藉此,在此相位中放大器150的输出会控制传送至负载的电流。
如前所述,无论放大器140或放大器150的输出电压压谁比较高,都会控制传送至负载的电流。因此,二极管230及240和PMOS晶体管210及220的功能之一为选择放大器140及放大器150输出数值较高者以提供较低的有效值或需求电流至负载。下拉电流源250设定PMOS晶体管210及220栅极的电压基准线为零,故放大器的较高的输出可以用来精确地设定栅极的电压。
理想状态下,在恒电流相位中的电压V1会等于电压V3。由于放大器140增益的限制,偏移电压Δ1存在于放大器140的电压V1与电压V3之间,以产生其输出。假如放大器140设计为零系统偏移,偏移电压Δ1主要来自于二极管230与电流源250驱动能力的不匹配。由于二极管230及电流源250具有不同的控制信号,所以它们的驱动能力无法产生良好的匹配。而处理差异会恶化二极管230及电流源250的不匹配,如此会增加偏移电压Δ1。更糟的是,许多的案件中,电阻110为芯片的外接元件,并且电阻110与寄生电容在节点V3所产生的极性会阻止使用高增益放大器140,以防止其所产生不稳定的恐惧。而低增益的放大器140会产生高偏移电压Δ1。藉此,传送至负载的充电电流不能准确地足够。
理想状态下,在恒电压相位中的电压V2会等于电压V4。然而,由于放大器150增益的限制,偏移电压Δ2存在于放大器150的电压V2与电压V4之间,以产生其输出。假如放大器140设计为零系统偏移,偏移电压Δ2主要来自于二极管240与电流源250驱动能力的不匹配。由于二极管240及电流源250具有不同的控制信号,所以其驱动能力无法产生良好的匹配。而处理差异会恶化二极管240及电流源250的不匹配,如此会增加偏移电压Δ2及降低电池最终电压的准确度。
具体实施方式
以下的叙述将伴随着实施例的图示,来详细对本发明所提出的实施例进行说明。在各图示中所使用相同或相似的参考标号,是用来叙述相同或相似的部分。
第一实施例
图4为依据本发明第一实施例充电器的恒电流及恒电压的电流供应器的电路图。依据本发明第一实施例恒电流及恒电压的电流供应器400提供充电电流ICHG至负载。此负载例如为可充电电池BAT。依据第一实施例恒电流及恒电压的电流供应器400包括驱动晶体管410、检测晶体管420、下拉晶体管450、恒电压控制器、恒电流控制器及外接电阻480。此恒电压控制器至少包括运算放大器460及PMOS晶体管430。此恒电流控制器至少包括运算放大器470及PMOS晶体管440。运算放大器460可以为一电压放大器(Voltage Amplifier,VA)。运算放大器470可以为一电流放大器 (Current Amplifier,CA)。
驱动晶体管410的源极端耦接电源供应器VC,其栅极端耦节点N1,以及其漏极端耦接负载BAT。驱动晶体管410被用于提供充电电流ICHG至负载BAT。驱动晶体管410在此以PMOS晶体管为例用以说明。
检测晶体管420的源极端耦接电源供应器VC,其栅极端耦节点N1,以及其漏极端耦接电流放大器470及电阻480。
下拉晶体管450的源极端耦接接地电压,其栅极端耦接电流放大器470的输出端,以及其漏极端耦接节点N1。下拉晶体管450用以拉低节点N1的电压至接地电压。下拉晶体管410在此以NMOS晶体管为例用以说明。
恒电压控制器耦接驱动晶体管410、检测晶体管420及下拉晶体管450。恒电流控制器耦接驱动晶体管410、下拉晶体管450及恒电流控制器。
PMOS晶体管430为上拉晶体管。PMOS晶体管430的源极端耦接电源供应器VC,其栅极端耦接电压放大器460的输出端,以及其漏极端耦接节点N1。上拉晶体管450用以拉高节点N1的电压。
电压放大器460的第一输入端耦接参考电压REF1,其第二输入端耦接负载BAT,以及其输出端耦接上拉晶体管430的栅极端。换句话说,电压放大器460比较参考电压REF1与负载BAT的输出电压VBAT,以控制晶体管430的驱动能力。
PMOS晶体管440亦为上拉晶体管。PMOS晶体管440的源极端耦接电源供应器VC,其栅极端耦接电流放大器470的另一个输出端,以及其漏极端耦接节点N1。上拉晶体管440也被用来拉高节点N1的电压。
电压放大器470的第一输入端耦接另一参考电压REF2,其第二输入端耦接电阻480,其第一输出端耦接PMOS晶体管440的栅极端,以及其第二输出端耦接下拉晶体管450的栅极端。电压PROG为电阻480的电压。换句话说,电流放大器470比较参考电压REF2与电压PROG,以控制控制晶体管440及450的驱动能力。
一般而言,节点N1的电压会被晶体管430及440拉高。当负载BAT的电压升高并且接近参考电压REF1时(亦即充电器运作于恒电压模式),晶体管430会由于放大器460而稍微地导通,并且相应地节点N1的电压会稍微提升。同时,驱动晶体管410为微弱导通以对负载BAT充电,直到负载BAT的电压VBAT与参考电压REF1大致相等。换句话说,恒电压控制器 拉高节点N1的电压,以控制驱动晶体管410的传导状态。相应地,在电压控制模式下,负载BAT的电压VBAT会大致维持与参考电压REF1相等。
反之,当负载BAT的电压VBAT大幅降低至低于参考电压REF1时(亦即充电器运作于恒电流模式),晶体管430会由于放大器460而关闭,同时节点N1的电压会由于晶体管450被拉低至接地电压。那么,晶体管410及420会导通,以及电压PROG会由于电流IS而提升。如果电压PROG变成高于参考电压REF2,晶体管440及450的驱动能力会各别地及同步地被增加及减少,以提升节点N1的电压。经由放大器470的回路调整执行后,电压PROG为几乎与参考电压REF2相等,亦即IS≈REF2/R480(R480参照电阻480的电阻值)。在本实施例中,晶体管410与420的尺寸比(通道长与宽的比例W/L)为1000:1。因此,充电电流ICHG≈1000×IS≈1000×(REF2/R480)。也就是说,在恒电流模式,充电电流ICHG会被限制。
图5为图4中的电流放大器470的电路图。请参照图5,电流放大器470包括恒电流源510、520、530、电流镜550、晶体管540、560、570及580。
晶体管570例如为PMOS晶体管,其源极端耦接恒电流源510,其栅极端作为电流放大器470的第二输入端,以及其漏极端耦接恒电流源520。
晶体管580例如为PMOS晶体管,其源极端耦接恒电流源510,其栅极端作为电流放大器470的第一输入端,以及其漏极端耦接恒电流源530。
晶体管540例如为PMOS晶体管,其源极端耦接电源供应器VC,其栅极端作为电流放大器470的第一输出端,以及其漏极端耦接恒电流源530。晶体管540与晶体管440形成电流镜。
晶体管560例如为NMOS晶体管,其源极端耦接接地电压,其栅极端作为电流放大器470的第二输出端,以及其漏极端耦接其栅极端。
电流镜550为耦接电源供应器VC、恒电流源530及晶体管560的漏极端。第一电流镜550包括晶体管551及552。晶体管551例如为PMOS晶体管,其源极端耦接电源供应器VC,其栅极端耦接恒电流源530,以及其漏极端耦接恒电流源530。晶体管552例如为PMOS晶体管,其源极端耦接电源供应器VC,其栅极端耦接恒电流源530,以及其漏极端耦接晶体管560的漏极。
第二实施例
图6为依据本发明第二实施例充电器的恒电流恒电压及恒温的电流供应器的电路图。在第一与第二实施例中,相似的元件会具有相似的参考符号,以及省略其细节以简化说明。
在第二实施例中,恒定功率控制器690被用来产生及控制参考电压REF2,以达到热控制的功能。在恒电流相位中,驱动晶体管610会消耗几瓦特的功率,以及造成核心温度的浪涌效应。为了防止热扩散,当核心温度到达预设温度Tp时,驱动晶体管610的功率消耗必须限制。假如核心温度增加至大于预设温度Tp,则恒定功率控制器690会拉低参考电压REF2,以减少驱动晶体管610提供的充电电流ICHG。这样可以经由驱动晶体管610减少其功率消耗,以及相应地核心温度会低于预设温度Tp。
图7及图8为本发明两不同实施例中恒定功率控制器690的电路图。请参照图7,恒定功率控制器690包括运算放大器710、720、晶体管730、740及分压器。此分压器包括电阻750及760。
运算放大器710的第一输入端耦接参考电压REF3,其第二输入端耦接晶体管730及分压器,以及其输出端耦接晶体管730。运算放大器710的输出控制晶体管730的驱动能力。
晶体管730例如为PMOS晶体管,其源极端耦接电源供应器VC,其栅极端作为运算放大器710的输出端,以及其漏极端耦接运算放大器710的第二输入端。
运算放大器720的第一输入端耦接参考电压REF4,其第二输入端耦接正温度系数电压VPTAT,以及其输出端耦接晶体管740。运算放大器720的输出控制晶体管740的驱动能力。举例来说,当核心温度低于预设温度TP时,参考电压REF4会高于正温度系数电压VPTAT,以致于晶体管740会关闭。反之,当核心温度高于预设温度TP时,正温度系数电压VPTAT会升高到高于参考电压REF4,以致于晶体管740会导通。如果核心温度越高于预设温度TP,晶体管具有的驱动能力就越强。
晶体管730例如为NMOS晶体管,其源极端耦接接地电压,其栅极端作为运算放大器720的输出端,以及其漏极端耦接参考电压REF2。
分压器具有串联的电阻750及760。
当核心温度小于温度TP时,晶体管730会导通且晶体管740会关闭。分压器会产生分压至运算放大器的第二输入端以提供参考电压REF2。换句 话说,在本申请例中,REF2=REF3×R760/(R760+R750),其中R750及R760分别参照电阻750及760的电阻值。
在另一方面,当核心温度升高至大于温度TP时,参考电压REF2会被晶体管740拉低(亦即参考电压REF2会等于晶体管740的电压VDS)。晶体管730会导通且晶体管740会关闭。分压器会产生分压至运算放大器的第二输入端以提供参考电压REF2。换句话说,在本申请例中,REF2=REF3×R760/(R760+R750),其中R750及R760分别参照电阻750及760的电阻值。众所周知,在回路由于电流放大器670而变得稳定之后(请参照图6),PROG=REF2以及IS=PROG/R680(R680参照电阻680的电阻值)。所以如果参考电压REF2降低时,接着电流IS也会降低,而电荷电流ICHG也会相应地降低。换句话说,当核心温度升高至大于预设温度Tp时,电荷电流ICHG会很低,并且相应地驱动晶体管610的功率消耗也会减少,所以核心温度就能保持固定于预设温度Tp。
请参照图8,恒定功率控制器690包括运算放大器810、820、晶体管830、840、841、880及分压器。在图7与图8中,相似的元件具有相似的参考符号,以及其细节描叙在此略过。
晶体管840例如为NMOS晶体管,其源极端耦接接地电压,其栅极端作为运算放大器820的输出端,以及其漏极端耦接晶体管870及880的栅极。
晶体管870及880形成电流镜,其耦接在电源供应器VC、运算放大器810的第二输入端与晶体管841的源极端之间。
此分压器包括电阻851、850及860。电阻851耦接在晶体管830的源极端及运算放大器810的第二输入端之间。
当核心温度低于预设温度Tp时,晶体管830会导通,同时晶体管840、840、870及880会关闭。分压器用以提供分压至运算放大器810的第二输入端作为参考电压REF2。换句话说,在本申请例中,REF2=REF3×R860/(R860+R850+R851),其中R860、R850及R851分别参照电阻860、850、851的电阻值。
如果核心温度升高至大于预设温度Tp,晶体管840及841皆会导通。晶体管840的导通用以拉低参考电压REF2,并且相应地减少提供至驱动晶体管610的电荷电流ICHG。晶体管841的导通会产生电流通过晶体管870。 此电流会被晶体管880镜射进拉高电流I880,其中电流I880为通过晶体管880通道的电流。电流I880通过电阻851会产生电压降,以拉高节点N2的电压到超过参考电压REF3。在反应输入偏移电压的改变下,放大器810会增加其输出电压,并且减少晶体管830的驱动能力,直到节点N2的电压等于参考电压REF3。此处理会连续提升温度到晶体管830完全关闭。
进一步来看,在高温的案例中,通过晶体管840的电流I880会小于通过晶体管740的电流(此电流为REF3/R750)。换句话说,在高温的案例中,图8中的参考电压REF2会低于图7中的参考电压REF2。
请参照图4及图6,电阻480及680为外接元件。电极P1会由于电阻480及680与节点PROG的寄生电容而产生。由于电阻480及680用来规划电荷电流,其电阻值可以具有数百次的变化。所以,电极P1的频率也会具有数百次的变化。藉此,电极P1不适于作为恒电流调整回路的区域电极,以及必须增加额外的电极P2以传送区域电极。由于电极P1不是区域电极,其必须位于高于增益频率之上以确保其稳定。一种实现的方法是拉低区域电极P2至非常低的频率。然而,此方法需要大容量的电容以产生电极P2。一种方法是使用低增益放大器的小尺寸芯片作为放大器470及670。然而,低增益放大器为容易受到偏移电压的影响。藉此,在本实施例中,电流放大器470及670会设计为输出以同步控制上拉晶体管440及640与下拉晶体管450及650。因此会于低增益放大器形成AB级区段及最小的偏移。在另一方面,电压放大器440及460的输出控制上拉晶体管460及660,此形成A级区段。然而,电压放大器460及660可使用高增益放大器以减少其A区段输出的偏移。随着电流放大器470及460具有AB级输出区段与电压放大器460及660具有高增益电压,本发明的实施例可以达到电流/电压准确、小电路尺寸及共用电极的交流补偿具有最佳的效能。本实施例还具有其他优点,例如减少恒电流模式及恒电压模式的偏移及可轻易达到交流补偿。
图9用以绘示电荷电流ICHG的特性曲线图。此电流通过晶体管740及780为绝对温度比例(proportional to absolute temperature,PTAT),当电荷的核心温度为大于预设温度值(例如为118℃)时,在此参考电压REF2会为线性减少至接近接地电压。由于ICHG=1000×REF2/R480,电荷电流ICHG会线性减少至0。
请参照图5、图7及图8,当热控制运作时,参考电压REF2会经由晶体管740及840下拉接近接地电压。如图5所示的放大器,当参考电压REF2接近0时,此放大器会具有输入动态变化下降至接地以及运作良好。
请参照图6,恒定功率控制器690为非直接耦接至节点N1。此简化的交流补偿由于节点N1控制于晶体管630、640及650,与恒定功率控制器的运作与否没有关联。
当参考电压REF2减少至一数值(此数值为NMOS晶体管740及780进入线性区),参考电压REF2(亦即电荷电流ICHG)的减少速率会减缓,以及参考电压REF2(亦即电荷电流ICHG)不会为0。然而,此情况只发生于非常高的环境温度下,在此情况下典型充电电池将无法再使用。藉此,在典型应用中不会介意电荷电流不为0的环境。
虽然本发明已以实施例公开如上,然其并非用以限定本发明,本领域技术人员,在不脱离本发明的精神和范围内,当可作些许的更动与润饰,因此本发明的保护范围当视所附权利要求书所界定者为准。