CN101351982B - 在无线通信系统中相干和非相干发射的自动选择 - Google Patents

Abstract

基于对因移动终端运动引起的多普勒频移的估计，自动选择相干或非相干发射模式。如果不需要过多导频信号开销用于惟一表示多普勒频移(较低载频与相对速度乘积)，则选择相干模式。如果惟一表示多普勒频移(较高载频与相对速度乘积)需要过多导频信号开销，则选择非相干模式。对其各自的载频与相对速度乘积，相干和非相模式均具有各自的优点。

Description

在无线通信系统中相干和非相干发射的自动选择

技术领域

本发明涉及在无线通信系统中在相干与非相干发射之间进行切换的方法与装置，特别是，根据对于漫游移动通信部件的多普勒频移(frequency shift)估计在相干与非相干发射进行切换的方法和装置。

背景技术

在高速列车上的无线宽带服务应用是新兴的市场。使用标准移动蜂窝技术，如UMTS，可接受的无线通信性能通常受限于与车载应用有关的移动终端速度，这是由于由多普勒频移造成的限制。传统蜂窝技术最初考虑基于汽车的车辆速度，而非针对以远高于车速的速度(通常达到400km/h)行进的高速列车。

因移动终端运动引起的来自从基站发射的载波信号频率的最大多普勒频率离差(frequency deviation)由下式给出

$f_m=\frac{v{f}_c}{c}---\left(1\right)$

其中，f_c表示载波信号频率，c表示光速，v表示发射器与接收器之间的相对速度。公式(1)显示出，多普勒频移与移动终端速度和载频成正比，因此，如果载频高于在系统构建期间假设的频率，因多普勒效应引起的性能限制也对终端速度较低的情形起作用。根据移动终端相对于基站的运动，最大多普勒频率离差将为±f_m，其中，+f_m表示移动终端正朝向基站行进，-f_m表示移动终端正远离基站行进。

图1表示，对于2GHz的载频，多普勒频移随移动终端速度变化的绘图。所有的值均为正，表示移动终端正朝向基站行进。如果移动终端远离基站行进，则值将为负。一般而言，高速列车以200km/h和400km/h(它们分别等于370Hz和740Hz的最大多普勒频率离差)之间的速度行进。如果在信号处理中没有补偿这些频移，则会使无线通信信能降低。

对于诸如M元移相键控(MPSK)(当运作在无噪声条件下时，M∈(2，4，8))之类的数字调制方案而言，最大可容许相位偏移为±π/M。图2表示出多普勒频移对2元PSK调制的影响。绘图相当于用于2元PSK调制方案的信号空间。信号空间为复数，纵轴201相当于虚部分量；横轴202相当于实部分量。如果发射连续位流，对应于恒定调制相位状态为π/2，且第一调制符号203在π/2的适当相位位置到达接收器，则信道中的频偏(frequency offset)导致随后调制符号经历累加相位偏移，直至最后调制符号204。这如图2所示，图2显示出从第一到最后调制符号的相位轨迹205。

由图2得出，如果复调制符号的虚部为负，则认为调制符号出现错误。可以看到，最后调制符号到实轴的距离D2(207)大大小于第一调制符号到实轴的距离D1(206)，即，D1＞D2。如果调制符号因噪声或干扰而被破坏，则最后调制符号出错的概率将高于第一调制符号出错概率。

以上内容表示出，在采用数字调制方案的高移动性通信系统中，需要多普勒频移缓解方案。

发明内容

根据本发明的实施例，由移动终端(UE)基于对因移动终端运动引起的多普勒频移的估计，自动选择相干或非相干发射模式。如果提供足够的导频开销用于缓解频偏，则相干发射模式与非相干模式相比，可提供出众的噪声性能。然而，随着移动终端速度引起的多普勒频移增大，如果保持链路性能不变，则所需导频开销会变多，从而降低了数据吞吐量和系统效率。对于给定导频开销，相干方案的链路性能将随着多普勒频移的增大而降低，直至非相干发射方案胜过相干发射方案为止。

本发明的实施例提供了在无线通信系统中为移动终端选择相干或非相干发射模式的方法，包括：对因移动终端相对于基站的运动而引起的多普勒频移进行估计；将估计出的多普勒频移与多普勒频移的阈值进行比较；以及如果估计出的多普勒频移超出阈值，则为移动终端选择非相干发射模式；否则，为移动终端选择相干发射模式。

其他实施例还包括，发射关于是选择相干发射模式还是非相干发射模式的指示，其中，发射的指示可为单个调制符号或调制符号序列。在某些实施例中，通过将移动终端地理坐标(由移动终端中的定位系统确定)随时间的变化和基站的一组已知地理坐标进行比较，对多普勒频移进行估计。

在另一实施例中，在无线通信系统中为基站接收器选择相干或非相干检测模式的方法，包括：接收关于是在相干还是非相干模式中对接收的无线信号进行编码的指示；根据接收的指示，在相应的相干或非相干模式下检测接收的无线信号，其中，发射的指示可为单个调制符号或调制符号序列。

在又一实施例中提供了在无线通信系统中为基站接收器选择相干或非相干检测模式的方法，包括：接收无线信号；在相干模式中检测无线信号；对于在相干模式中检测的无线信号估计信号质量度量；在非相干模式中检测无线信号；对于在非相干模式中检测的无线信号估计信号质量度量；对于随后的处理，基于哪一模式下具有最高信号质量度量，选择相干模式检测无线信号，或选择非相干模式检测无线信号。

本发明的附加实施例包括，其中包括有用于执行以上方法实施例的计算机可读指令的装置和计算机可读介质。

结合附图，通过后面详细的描述，本发明的其它特征和方面将变得显而易见，附图示例性地表示出根据本发明实施例的特征。发明内容并非意在限制本发明的范围，本发明的范围仅由所附权利要求进行限定。

附图说明

图1表示多普勒频移(以赫兹为单位)随移动终端速度变化的示例性绘图。

图2表示多普勒频移对2元PSK调制的影响。

图3表示，根据本发明的实施例，通过相位扰动对多普勒频移进行估计的方法。

图4A表示，根据本发明的一个实施例的用于对应于适中的移动终端速度的较低多普勒频移的导频发射开销以及相应最大相位旋转。

图4B表示，根据本发明的另一实施例的用于对应于较高移动终端速度的较高多普勒频移的导频发射开销以及相应最大相位旋转。

图4C表示，根据本发明的另一实施例的用于对应于在第一导频平均周期处的较高移动终端速度的较高多普勒频移的连续导频发射开销以及相应最大相位旋转。

图4D表示，根据本发明的又一实施例用于对应于在第二较短的导频平均周期处的较高移动终端速度的较高多普勒频移的连续导频发射开销以及相应最大相位旋转。

图5表示，对于本发明的相干和非相干检测实施例，作为多普勒频移的函数的所需信噪比的绘图。

图6显示出根据本发明实施例的发射器体系结构。

图7显示出根据本发明另一实施例的接收器体系结构。

图8显示出根据本发明又一实施例的接收器体系结构。

图9表示根据本发明实施例的收发器体系结构的框图。

各附图中同样编号的绘图元件表示本发明实施例的共用元件。附图所示实施例的绘图并没有必要按比例绘出。附图中所示实施例的绘图仅出于说明的目的，不应将其视为对本发明范围的限制。

具体实施方式

在以下描述中，将参照示出本发明数个实施例的附图而展开。应该理解，还可使用其他实施例，并且，在不偏离本发明精神和范围的条件下，可进行机械、组分、结构、电气和操作方面的变化。下面详细的描述不具有限制意义，本发明实施例的范围仅由所披露发明的权利要求进行限定。

下面详细描述中的某些部分用程序、步骤、逻辑块、处理，以及可在计算机存储器上执行的对数据位的操作的其他符号表示而提供。在此，将程序、计算机执行步骤、逻辑块、处理等视为导致预期结果的步骤或指令的自一致序列。步骤是对物理量进行物理操作。这些量可采用能够在计算机系统中进行存储、传输、组合、比较，以及其他操作的电、磁或无线信号的形式。有时，可将这些信号称为位、值、元素、符号、字符、项、编号等。可通过硬件、软件、固件，以及其组合执行每个步骤。

尽管在此在M元PSK数字调制方案的情形中对本发明进行描述，本领域技术人员应该理解，本发明，包括最大可容许相位偏移的概念，还可应用到其他调制方案，例如，正交幅度调制(QAM)和正交频分复用(OFDM)。

在本发明的实施例中，有两种技术可用于缓解频偏，它们是相干检测和非相干检测。

一般而言，诸如UMTS的蜂窝系统对于上行链路和下行链路采用相干检测。在这样的实施例中，通过数据发射专用导频或训练序列，以便使调制信息得以恢复。导频确定定时、相位和频率信息。

估计多普勒频移的过程如图3所示。当移动终端朝基站行进时，频偏表现为随时间变化的相位斜坡(ramp)，定义如下：

φ(t)＝ω_mt  (2)

其中，ω_m＝2πf_m。

相位频率关系由下式给出

$\frac{\mathrm{d\φ}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}={\mathrm{\ω}}_m---\left(3\right)$

在一个实施例中，通过获得载波相位在时间上的两个或多个采样，由此得到频率估计，例如：

${\hat{f}}_m=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\×\frac{{\mathrm{\φ}}_2-{\mathrm{\φ}}_1}{t_2-t_1}---\left(4\right)$

其中，φ₁表示在时刻t₁的载波相位采样，φ₂表示在时刻t₂的载波相位采样。由导频序列获得φ₁和φ₂是本领域技术人员所熟知的。频率估计器的最小采样率可为2×f_m，以便惟一地估计f_m的多普勒频移。估计多普勒频移与采样速率之间的关系将是本领域技术人员所熟知的，这将作为来自接收信号的

补偿。

根据式(1)，最大多普勒频率离差直接与移动终端的速度呈正比。如果多普勒频移要被惟一地表征，则对于最大多普勒频移增大，采样速率也相应增大。该要求直接将导频开销的增加(即，要分配的多个发射开销)转换成导频符号，而非数据符号。结果造成数据吞吐量减小。

这如图4A和4B所示。在图4A中，因多普勒频移造成的最大相移为在导频之间的π弧度。在图4B中，最大多普勒频移增大，但导频数量也增加，以适合该更高的多普勒频移。如图4B所示在导频之间的相移仍为π弧度，但如果将图4B的相移与图4A的导频配置进行比较可以看出，在导频之间存在2π弧度相位旋转。对于该情形显然得出，如图4A所示导频将不能惟一地解决如图4B所示的频偏。对于图4B，在导频之间的最大相移为π弧度，以解决多普勒频移。对于以较高移动终端速度的相干检测，相干检测需要的导频开销负担将是不允许的。该附加开销降低了数据吞吐量。尽管示出将在图4A和图4B中的导频信号进行交织，应该理解，可将类似解释应用于连续发射导频的系统，通过对载波在时间上求平均来获得载波相位估计。需进行平均，以便由导频积累足够能量以形成对载波相位的足够精确估计。通过缩短求平均时间可支持更高多普勒频移，然而，为了达到同样的精度，分配给导频的信号功率比例需要增大，从而，减少了数据发射可用的系统资源。这如图4C和4D所示。

非相干检测方案不恢复载波相位信息，但反而依赖于在调制信号中的编码以去除由传播信道生成的任何相位扰动。

在一个实施例中，根据以下规则对4元符号进行编码：

c_k＝c_k-1+b_kmod4，k＝(1，2，3，K，N)(5)

其中，b_k∈(0，1，2，3)，b_k＝2a_2k-1+a_2k，N为符号数量，且a_i∈(0，1)为数据位。复调制符号由下式给出：

$u_k=j^{c_k}---\left(6\right)$

其中， $j=\sqrt{-1}.$ 出于方便起见，将天线处的接收信号描述为

$y_k=u_k{e}^{j{\mathrm{\θ}}_k}+n_k---\left(7\right)$

其中，

为源自于多普勒频率离差的复数项，n_k表示复噪声项。非相干检测器的输出由下式给出

${\hat{u}}_k=y_k{y}_{k-1}^{*}---\left(8\right)$

将(7)代入(8)，得到

${\hat{u}}_k=u_k{u}_{k-1}^{*}{e}^{j({\mathrm{\θ}}_k-{\mathrm{\θ}}_{k-1})}+z_k+n_k{n^{*}}_{k-1}---\left(9\right)$

其中，

$z_k=n_k{u}_{k-1}{e}^{-j{\mathrm{\θ}}_{k-1}}+n_{k-1}{u}_k{e}^{{\mathrm{j\θ}}_k}---\left(10\right)$

调制符号估计由3项组成，期望项

，相关噪声项z_k(是数据和多普勒频率离差的函数)，和弱噪声项n_kn_k-1 ^*。当期望分量远大于噪声分量时，对调制符号估计的估计由下式给出：

${\hat{u}}_k\≈u_k{u}_{k-1}^{*}{e}^{j({\mathrm{\θ}}_k-{\mathrm{\θ}}_{k-1})}---\left(11\right)$

显然，如果因多普勒频移引起的调制符号之间的相移较小，则对性能的影响是可忽略的，可以得到：

${\hat{u}}_k\≈u_k{u}_{k-1}^{*}---\left(12\right)$

非相干方案的缺陷在于相关噪声项z_k。当与相干方案进行比较时，非相干方案的性能因z_k的存在而更差。性能的差异作为最大多普勒频率离差的函数如图5所示。图5示出对相干501和非相干502检测方案实现目标差错率性能所需的信噪比。对于f_m＜A，相干检测方案胜过非相干检测方案。当f_m＞A时，非相干检测方案胜过相干检测方案。所出现的最大多普勒频移是前面部分所述的导频开销的函数。高导频开销意味着在图中相干与非相干检测之间的交叉点将更接近点B。这是以数据吞吐量为代价。低导频开销意味着交叉点将是在最大多普勒频移的更低值处。对于非相干方案，点B与符号率有关，因此，对于相干方案而言为接近非相干方案所表现出的多普勒容限，导频开销需接近符号率。

概括而言，如果提供足够的导频开销以缓解频偏，则相干方案比非相干方案执行得更好。然而，随着速度增加，导频开销会变大。结果是降低了数据吞吐量。非相干方案不需要导频来应对频偏；而是采用编码来克服频偏。这样的编码意味着相对于相干方案而言性能会降低。然而，当导频开销不能解决频偏时，非相干方案就胜于相干方案。

假设以足够小的间隔发射导频序列，则相干检测胜于非相干检测。然而，导频序列占用可能用于发射数据的物理资源。因此，一旦移动终端的速度超过特定阈值，有利的是切换到非相干发射。下面，在图6中显示出发射器的框图。它包括多普勒估计器601、编码器603、调制器602和指示符606。

在一个实施例，发射器自治性地决定是否应用非相干编码。多普勒估计器确定出因移动终端运动引起的频偏。移动终端处的多普勒估计器的实施例可使用定位系统接收器对移动终端地理坐标随时间的变化进行比较，以便确定移动终端相对于具有已知地理坐标的基站的运动。这样定位系统的示例包括但不限于：(i)全球定位系统(GPS)，(ii)LORAN和(iii)GLONASS。某些无线通信系统可允许移动终端基于对于从多个基站接收的下行链路信号的到达的时间差(TDOA)估计其位置。还可对多个基站从移动终端接收的上行链路信号应用TDOA。其他方法可将上述定位系统和方法的多个方面进行组合。此外，本领域技术人员应该理解，还存在有众多技术用于直接估计相对速度或多普勒频移。

多普勒频移估计器使得发射器能够判定是否应对UE发射应用非相干编码。如果估计出的多普勒频移大于定义的阈值，则在发射器中启动非相干编码器。如果估计出的多普勒频移小于阈值，则非相干编码器是透明的。

由于UE发射器自治性地进行判定，它需要通知基站接收设备是否已将非相干编码应用到发射。因此，本发明包括在多普勒频移估计器601内的用于将指示符插入到发射信号中的功能。这如在图6中对于调制器块602的输入所示。还应理解，接收设备还将自治性地检测在发射器处关于非相干编码的使用。本领域技术人员应该理解，一种非相干编码技术是差分编码。在此，将随后调制符号之间的相位差进行编码。可将此视为相位差的累加。

在一个实施例中，指示符为总是被编码的单个调制符号，或在其他实施例中，它可为调制符号的预定序列。不管哪种方式，指示符定义在接收方是已知的。在优选实施例中，指示符应具有足够的保护以便使得它能够在较高多普勒频移值下运作。

在示例性实施例中，本发明的基站接收设备如图7所示。指示符由指示符检测器块701进行检测。基于恢复的指示符值，应用相干或非相干检测。使得开关SWA 702和SWB 703进行同步，以便如果指示符表示非相干编码失效，则从相干检测块704获得估计符号，同样，如果指示符表示启动了非相干编码，则从非相干检测块705获得估计符号。

在另一实施例中，如图8所示，非相干检测器803和相干检测器802都能够试图检测同一接收无线信号801。通过使用信号质量估计(805和804)都可对于检测信号估计出各自信号质量度量。然后，可将信号质量估计器的输出发送到比较器806，比较器806激励开关选择具有最高感知质量的信号，以便进行随后的处理808。

尽管图7和8将多个功能显示为不同的功能块，在其他实施例中，可通过公共数字电路、或微处理器或在软件控制之下的数字信号处理器，执行不同功能块的功能。

图9表示，根据本发明的实施例，可应用于移动终端或基站的无线收发器的框图。天线网络901将天线920与接收器902和发射器907耦合连接。天线网络901的目的是，使得接收器902和发射器907共享公共天线920。天线网络901的另一目的可为，为无线信号的发射和接收提供滤波。天线网络901的又一目的可为，设置发射器907与反射发射信号的隔离。天线网络901可包括用于频分双工(FDD)系统的双工滤波器，或它可包括用于时分双工(TDD)系统的发射/接收(T/R)开关(具有或不具有RF滤波)。通过在操作上相连接的控制逻辑909，T/R开关状态将与发射和接收相同步。在另一实施例中，天线网络901可包括循环器(具有或不具有RF滤波)。

接收器902可包括用于以下一个或多个功能的电路：射频(RF)滤波；中频(IF)滤波；RF放大；IF放大；本机振荡器或频率合成器；频率转换器；基带滤波；基带放大；功率电平检测；和模数转换。在操作上，接收器902的输出与检测器903相连。检测器903可为模拟或数字电路。检测器903进行相干或非相干检测。检测器903的某些实施例如图7和8所示。更普遍而言，检测器903通过现代系统中的数字电路实现，在接收器902中设置有模数转换。检测器903的输出在操作上与接收基带电路904耦合连接，接收基带电路904能够执行诸如滤波、定时恢复、差错控制解码、格式转换等之类的附加功能，以便将接收数据转发到节点910以进行随后处理。

发射基带电路905可接收来自数据输入端口912的数据输入。发射基带电路905能够执行诸如格式化、编码、交织、插入控制数据等之类的功能。在现代系统中，发射基带电路905的输出通常是数字的，并在操作上与编码器906的输入相连接。图6表示出编码器906的实施例。编码器906能够相干或非相干地对用于发射的数据进行编码，并可选地，插入根据本发明多个实施例使用的编码类型的指示。编码器906还可在进行数模转换之前和/或之后对用于发射的数据进行调制。现代系统经常在编码器906中包括数模转换。编码器906还可提供数字和/或模拟信号滤波和调节。

发射器907可获得来自编码器906的模拟输出，并可包括用于执行以下一个或多个功能的电路：IF滤波；RF滤波；IF增益；RF增益；RF功率电平检测；频率转换；和本机振荡器和/或频率合成器。一般来讲，在发射器和接收器之间共享本机振荡器和/或频率合成器。

控制逻辑909根据来自端口911的控制输入对收发器的多个功能的操作进行监测和控制。一般而言，控制逻辑909使用包括发射基带905和接收基带904的同样数字电路实现。有时，该电路还包括至少部分检测器903和编码器906。

附图仅出于表示的目的给出，可以不必按比例画出。可以将其某些部分放大，而其他部分缩小。附图意在表示出本发明的多个实现方式，以便能够为本领域普通技术人员所理解和适当实现。

因此，应该理解，在所附权利要求的精神和范围内进行修改和变型的情况下，能够实现本发明。说明书的目的并不意在穷举或将本发明限制在所披露的确切形式。应该理解，本发明可通过修改例和变型例实现，本发明仅由权利要求及其等效方面进行限定。

Claims (14)

1.一种使用正交频分复用将数据传递给移动通信网络的方法，所述正交频分复用包括根据OFDM符号的导频序列设置在数据符号之中的导频符号，所述方法包括：

对因移动终端相对于基站的运动而引起的多普勒频移进行估计；

将估计出的多普勒频移与多普勒频移的阈值进行比较，所述阈值是根据多普勒频移与对于OFDM符号的所述导频序列的相干和非相干检测来说实现目标差错率性能所需的信噪比之间的关系，以及根据能够使用非相干检测以比相干检测低的信噪比实现目标差错性能时的多普勒频移值确定的；以及

如果估计出的多普勒频移超出阈值，则为移动终端选择非相干发射模式；

否则，为移动终端选择相干发射模式。

2.根据权利要求1的方法，还包括：发射关于是选择相干发射模式还是选择非相干发射模式的指示。

3.根据权利要求2的方法，其中，发射的指示为单个调制符号。

4.根据权利要求2的方法，其中，发射的指示为调制符号序列。

5.根据前面任一权利要求的方法，其中，通过将移动终端的地理坐标随时间的变化和基站的一组已知地理坐标进行比较，对多普勒频移进行估计，其中移动终端的地理坐标由移动终端中的定位系统接收器确定。

6.根据权利要求1的方法，包括：如果选择非相干发射模式则编码数据以用于发送，以及

使用OFDM发射编码的数据。

7.根据权利要求6的方法，其中编码数据是对数据进行差分编码。

8.一种在无线通信系统中从移动终端向基站接收器通信的方法，所述方法包括：

接收由移动终端根据权利要求6的方法发射的OFDM信号；

接收对于以相干还是非相干模式对接收的信号进行编码的指示；以及

根据接收的指示，在相应的相干或非相干模式下检测接收的信号，

其中，接收的指示为单个调制符号。

9.一种在无线通信系统中从移动终端向基站接收器通信的方法，所述方法包括：

接收由移动终端根据权利要求6的方法发射的OFDM信号；

接收对于以相干还是非相干模式对接收的信号进行编码的指示；以及

根据接收的指示，在相应的相干或非相干模式下检测接收的信号，

其中，接收的指示为调制符号序列。

10.一种使用正交频分复用将数据传递给移动通信网络的移动终端，所述正交频分复用包括根据OFDM符号的导频序列设置在数据符号之中的导频符号，所述移动终端包括能够选择相干或非相干发射模式的、用于无线通信系统的发射器，所述发射器包括：

多普勒频移估计器，用于对因移动终端相对于基站的运动而引起的多普勒频移进行估计；

选择器，能够操作为将估计出的多普勒频移与阈值进行比较，所述阈值是根据多普勒频移与对于OFDM符号的所述导频序列中的导频符号进行的相干和非相干检测来说实现目标差错率性能所需的信噪比之间的关系，以及根据能够使用非相干检测以比相干检测低的信噪比实现目标差错性能时的多普勒频移值确定的，以在估计出的多普勒频移超出多普勒频移阈值时，为移动终端选择非相干发射模式；否则，为移动终端选择相干发射模式。

11.根据权利要求10的移动终端，还包括：编码器，用于对指示是启动发射的非相干模式还是相干模式的至少一个调制符号进行编码。

12.根据权利要求10的移动终端，其中，所述多普勒频移估计器用于将移动终端的地理坐标随时间的变化和基站的一组已知地理坐标进行比较来确定移动终端和基站的相对运动，其中移动终端的地理坐标由移动终端中的定位系统接收器确定。

13.根据权利要求10的移动终端，其中，编码器被设置为如果启动了非相干模式则编码至少一个调制器符号。

14.根据权利要求10的移动终端，其中，编码器能够操作为使用差分编码来编码至少一个调制符号。

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