CN101326741B - 多输入多输出(mimo)系统的多流同相的方法、装置与系统 - Google Patents

Abstract

用于从多个发送天线的子集发送多个独立数据流的系统和方法。该方法包括：由接收机(50)确定(11)发送天线分割，其包括要应用至每个发送天线的相对相位旋转，在可能的分割中该分割产生最高信道容量。然后接收机(50)提供(12)分割信息至发射机(40)，包括发送天线子集的数量，在每个子集中包含哪些发送天线，要从每个天线子集发送的数据流的容量，以及要应用至每个子集中的天线的相对相位旋转。发射机(40)根据分割信息将多个发送天线分割(35)成互斥子集，将相对相位旋转应用(38)至每个发送天线，并且从发送天线的每个子集以不大于流容量的速率发送(39)独立数据流。

Description

多输入多输出(MIMO)系统的多流同相的方法、装置与系统

技术领域

本发明涉及无线电通信系统。本发明尤其针对，而不局限于，用于从多个无线电天线发送独立数据流的设备和方法。 

背景技术

无线信道的容量能够通过利用多发送和多接收天线而得到很大提高。这已经通过开环多输入多输出(MIMO)方案，例如贝尔实验室分层空时(BLAST)体系结构而得到证实。开环MIMO方案不需要任何如闭环MIMO方案中的从接收机到发射机的反馈链路。然而，通过利用如闭环MIMO方案中的由接收机向发射机提供的瞬时信道状态信息，信道容量得到进一步提高。闭环MIMO方案包括作为最优闭环MIMO方案的本征模式(eigenmode)-BLAST，以及能够达到开环MIMO容量的每天线速率控制(PARC)。在PARC中，从每个发送天线发送独立编码和调制的数据流。每个数据流的编码率由接收机经由反馈机制来提供。 

最优闭环MIMO方案需要大量从接收机反馈至发射机的瞬时信道信息，而PARC则需要较少的反馈。然而，PARC在某些条件下表现不良，例如：低信噪比(SNR)条件下，具有相关天线的系统，接收天线少于发送天线的系统，以及具有莱斯(Ricean)衰落的信道。在这些条件下，MIMO信道通常不能够支持与发送天线数量相同的数据流的传输(当在PARC中进行时)。这就限制了PARC的容量。这个问题通过选择性PARC(S-PARC)得以部分解决，S-PARC是PARC的扩展。S-PARC通过使用与数据流数量相同的发送天线来发送与信道能够支持的数据流数量相同的数据流。在上述条件下，S-PARC比PARC表现更好。然而，由于S-PARC可能并不利用全部发送天线，因而其容量显著地低于最优闭环MIMO。 

因此，本领域中需要的是一种闭环MIMO方案，其通过利用全部发送天线来发送适应性(adaptive)数量的数据流从而克服了传统系统和方法的不足。本发明提供了这样的系统和方法。 

发明内容

本发明是用于在无线电通信系统中实施闭环MIMO方案的系统和方法，在一个实施例中，所述闭环MIMO方案利用全部发送天线来发送适应性数量的数据流。这通过将发送天线集分割(partition)成互斥子集以在“同相”之后发送独立数据流来实现。术语“同相(co-phasing)”指一种过程，在该过程中相对相位旋转被应用至从多个天线发送的数据流。同相的概念与波束赋形(beamforming)类似，除了同相是根据由接收机反馈至发射机的瞬时信道状态信息来执行的。相对相位旋转(同相角)被设计为使接收信号功率最大化，其使得信道容量近似最大化。可以使用迭代算法来寻找(find)同相角。该方案，此处被称为“多流同相”(MSC)，需要与S-PARC类似的复杂度和反馈。然而，MSC显著地优于S-PARC并且对很多所关心的信道而言实现了接近于最优闭环MIMO的容量。 

因此，一方面，本发明针对一种从多个发送天线的子集发送多个独立数据流的方法。该方法包括由接收机确定对多个发送天线的分割，该分割在所有可能的分割中提供最高信道容量，以及向发射机提供有关所确定的分割的信息。发射机根据所确定的分割的信息将多个发送天线分割成互斥子集，对每个天线应用相对相位旋转，并且从每个分割的天线子集发送独立数据流。 

另一方面，本发明针对一种从多个发送天线的选定子集发送数据流的方法。该方法包括由接收机将多个发送天线分割成多个子集；并且由接收机为每个子集计算要应用至子集中的每个发送天线的相对相位旋转，以及应用了相对相位旋转的子集的流容量。然后接收机选择具有最高流容量的子集并且把有关选定子集的信息发送给发射机。然后在将相对相位旋转应用至选定子集中的发送天线之后，发射机从发送天线的选定子集发送数据流。 

再一方面，本发明针对一种从多个发送天线的子集发送多个独立数据流的无线电系统。接收机包括用于确定对多个发送天线的分割的装置，该分割在所有可能的分割中提供最高信道容量，以及用于将有关所确定的天线分割的信息发送至发射机的装置。发射机包括用于根据所确定的分割信息将多个发送天线分割成互斥子集的装置；用于将相对相位旋转应用至每个发送天线的装置；以及用于从发送天线的每个分割子集发送独立数据流的装置。 

再另一方面，本发明针对一种从多个发送天线的选定子集发送数据流的无线电系统。该系统包括接收机，该接收机具有用于将多个发送天线分割成多个子集的装置；以及用于为每个子集计算要应用至子集中的每个发送天线的相对 相位旋转以及应用了相对相位旋转的子集的流容量的装置。接收机还选择具有最高流容量的子集，并且将有关选定子集的信息发送至发射机。系统还包括发射机，该发射机包括用于在将同相角应用至选定子集中的发送天线之后从发送天线的选定子集发送数据流的装置。 

附图说明

在后续部分中，将参考在附图中图示的示例性实施例来描述本发明，其中： 

图1是图示出根据本发明的教导的、由发射机和接收机执行的示例性总的(overall)多流同相过程的步骤的流程图； 

图2是图示出根据本发明的教导的、由接收机计算信道状态反馈信息的示例性过程的步骤的流程图； 

图2B是图示出根据本发明的教导的、由接收机计算信道状态反馈信息的可替换的示例性过程的步骤的流程图； 

图3是图示出根据本发明的教导的、由发射机利用信道状态反馈信息来使传输容量最大化的示例性过程的步骤的流程图； 

图4是本发明的发射机的实施例的简化框图； 

图5是本发明的接收机的实施例的简化框图； 

图6是本发明的系统的实施例的简化框图。 

具体实施方式

图1是图示出根据本发明的教导的、由发射机和接收机执行的示例性的总的多流同相过程的步骤的流程图。在步骤11，接收机确定信道状态信息，该过程在图2和图2B中被更详细地示出。在优选实施例中，信道状态信息包括分割成K个子集的最优天线分割，每个天线的同相角，以及最优天线分割的流容量(即速率)信息。在步骤12，接收机发送信道状态信息至发射机。在步骤13，发射机根据从接收机接收的天线分割信息将输入信号分离(demultiplex)成K个独立流。每个流可以被以不大于流容量的速率进行编码和调制。每个流也可以被缩放(scale)。在步骤14，发射机将天线分割成K个子集并根据信道状态信息将同相角应用至每个天线。在步骤15，发射机从K个天线子集发送K个数据流。 

因此，根据通过反馈信道从接收机接收到的瞬时信道信息，发射机把输入信号分成K个单独的流，并发送数据符号(流)的并行序列至多个天线。应用于每个天线的不同的相位旋转减少了相互干扰。通过并行地发送K个流，发送K个 符号所需要的传输时间减少到一个信道使用的时间。总传输速率是所有单独流速率的总和。 

图2是图示出根据本发明的教导的由接收机计算信道状态反馈信息的示例性过程的步骤的流程图。接收机分析每种可能的分割并在所有可能的分割中确定提供最高信道容量(即总传输速率)的分割。如果发射机不支持所有可能的分割，则接收机可以只分析发射机所支持的那些分割。每种分割确定天线子集的数量，在每个子集中有哪些天线，从每个天线子集发送的数据流的容量，以及要对每个子集中的天线应用什么同相角。 

过程开始于步骤21，其中对J种分割中的第一种分割n进行分析。给定发送和接收天线的数量，接收机确定所有可能的(或所希望的)发送天线集分割。接收机还知道(或估计)信道响应矩阵H和噪声变量N₀。在步骤22，同相角θ_m ^k(n)通过使用等式(9)和下面所述的迭代技术来确定。在步骤23，使用等式(4)计算预滤波(prefilter)权矩阵W(n)。在步骤24，使用等式(5)将预滤波信道G(n)作为W(n)和信道脉冲响应矩阵H的乘积来计算。在步骤25，使用等式(6)来估算(evaluate)第一种分割的信道容量C(n)。在步骤26，该过程确定是否所有J种分割都已被分析。如果否，该过程在步骤27迭代n＝n+1，并且返回到步骤21以分析下一种可能的分割。如果所有的J种分割都已被分析，则该过程进入步骤28，其中接收机选择使容量最大化的分割(例如 )。在步骤29，确定 是否等于1，这里的 是与选定分割相对应的输入流的数量。如果 $\hat{K}=1,$ 该过程进入步骤30并确定流容量。如果 $\hat{K}>1,$ 该方法进入步骤31，其中使用等式(12)来获得每个输入流k＝1，2，K， 的流容量。在步骤32，接收机发送预定义的信道状态信息至发射机。 

图2B是图示出根据本发明的教导的、由接收机计算信道状态反馈信息的可替换的示例性过程的步骤的流程图。接收机分析每种可能的分割，并在所有可能的分割中确定提供最高信道容量(即总传输速率)的分割。如果发射机不支持所有可能的分割，则接收机可以只分析发射机所支持的那些分割。每种分割确定天线子集的数量，每个子集中有哪些天线，从每个天线子集发送的数据流的容量，以及要对在每个子集中的天线应用什么同相角。 

过程开始于步骤210，其中对J种分割中的第一种分割n进行分析。给定发送和接收天线的数量，接收机确定所有可能的(或所希望的)发送天线集分割。 接收机还知道(或估计)信道响应矩阵H和噪声变量N₀。在步骤220，接收机从第n种分割中的最后一个数据流开始。在步骤230，同相角θ_m ^k(n)通过使用等式(14)和下面所述的迭代技术来确定。在步骤240，使用等式(17)来估计第K个数据流的容量。在步骤250，该过程确定是否所有数据流都已经被估算。如果否，则该过程在步骤260迭代k＝k-1。在步骤270，使用等式(18)计算第n种分割的总容量。在步骤280，该过程确定是否所有J种分割都已经被分析。如果否，则该过程在步骤290迭代n＝n+1，并且返回到步骤210以分析下一种可能的分割。如果所有的J种分割都已被分析，则该过程进入步骤300，其中接收机选择使容量最大化的分割(例如 )。在步骤310，接收机发送预定义的信道状态信息至发射机。 

图3是图示出根据本发明的教导的、由发射机利用信道状态反馈信息使传输容量最大化的示例性过程的步骤的流程图。在步骤34，发射机接收到来自接收机的瞬时信道状态信息。在一个实施例中，信道状态信息包括分割成K个子集的最优天线分割，每个天线的同相角，以及最优天线分割的流容量(即速率)信息。在步骤35，发射机如信道状态信息所指示的那样将发送天线分割成K个子集。在步骤36，输入信号被分离成K个独立的数据流，其在步骤37被可选地编码、调制和缩放。在步骤38，发射机将同相信息应用至每个子集中的天线，并且在步骤39，通过每个天线子集并行发送独立的数据流。下面的部分将更详细地描述在接收机和发射机这二者中执行的过程。 

考虑具有M个发送天线和N个接收天线的通信系统(即，M×N MIMO系统)。假设信道是准静态和平坦衰落的。基带系统模型可写为： 

y＝Hx+w    (1) 

其中[x₁，x₂，K，x_M]^T是发送信号，[y₁，y₂，K，y_N]^T是接收信号，H＝{h_i，j}是N×M信道脉冲响应矩阵，[w₁，w₂，K，w_N]^T是均值为0并且协方差矩阵为N₀I_N的高斯噪声矢量，其中I_N表示N×N单位矩阵。总的平均发射功率为P_T， 

E[x ^H x]＝P_T    (2) 

所得到的发送信号为： 

x＝Ws    (3) 

其中[s₁，s₂，K，s_K]^T是被分离成K≤M个能够被独立编码和调制的流的输入信号，W是M×K预滤波权矩阵。下面描述一利确定预滤波权矩阵的方法。假设在接收 机已知信道脉冲响应矩阵H和噪声变量N₀。本领域技术人员将会理解的是，真值能够由它们的估计值来代替。 

设A(n)＝{a₁(n)，a₂(n)，K，a_K(n)}为发送天线集索引(index){1，2，K，M}的第n种分割。集合a_k(n)包含用来发送第n种分割中的第k个输入流的天线索引。包含在分割中的集合都被约束为互斥的，并且每个集合至少包含一个元素。第n种天线集分割的预滤波权矩阵由下式给出： 

$W\left(n\right)=\sqrt{\frac{P_T}{K}}\left[\begin{array}{cccc}\frac{1}{\sqrt{\left|a_2\left(n\right)\right|}}{\underset{\‾}{\mathrm{\φ}}}_1\left(n\right)& \frac{1}{\sqrt{\left|a_2\left(n\right)\right|}}{\underset{\‾}{\mathrm{\φ}}}_2\left(n\right)& \·\·\·& \frac{1}{\sqrt{\left|a_K\left(n\right)\right|}}{\underset{\‾}{\mathrm{\φ}}}_K\left(n\right)\end{array}\right]---\left(4\right)$

其中φ_k(n)是M×1列矢量，其中在m∈a_k(n)行中为|a_k(n)|非零元素 而在其余行中为零元素。其中θ_m ^k(n)是第k个数据流和第m个发送天线(对应于预滤波权矩阵的第m行和第k列)的同相角的弧度表示，|a|指集合a的大小。 

预滤波信道由下式给出： 

$G\left(n\right)=\mathrm{HW}\left(n\right)$

$=\sqrt{\frac{P_T}{K}}\left[\begin{array}{cccc}\frac{1}{\sqrt{\left|a_1\left(n\right)\right|}}\underset{m\∈a_1\left(n\right)}{\mathrm{\Σ}}{\underset{\‾}{h}}_m{e}^{j{\mathrm{\θ}}_m^1\left(n\right)}& \frac{1}{\sqrt{\left|a_2\left(n\right)\right|}}\underset{m\∈a_2\left(n\right)}{\mathrm{\Σ}}{\underset{\‾}{h}}_m{e}^{j{\mathrm{\θ}}_m^2\left(n\right)}& \·\·\·& \frac{1}{\sqrt{\left|a_K\left(n\right)\right|}}\underset{m\∈a_K\left(n\right)}{\mathrm{\Σ}}{{\underset{\‾}{h}}_{m}e}^{j{\mathrm{\θ}}_m^K\left(n\right)}\end{array}\right]---\left(5\right)$

该方案的容量由下式给出： 

$C\left(n\right)={\log }_2\det (I_N+\frac{1}{N_0}G\left(n\right)G^H\left(n\right))$ (6) 

$={\log }_2\det (I_K+\frac{1}{N_0}{G}^H\left(n\right)G\left(n\right))$

同相角θ_m ^k(n)可以通过最大化信道容量来寻找。能够看到，在低SNR情况下，这相当于最大化预滤波信道自相关矩阵G^H(n)G(n)的迹(trace)： 

$\mathrm{Trace}\left(G^H\left(n\right)G\left(n\right)\right)=\frac{P_T}{K}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{\left|a_k\left(n\right)\right|}{\left|\right|\underset{m{\∈a}_k\left(n\right)}{\mathrm{\Σ}}{\underset{\‾}{h}}_m{e}^{j{\mathrm{\θ}}_m^k}\left|\right|}^2---\left(7\right)$

以寻找同相角。迹度量(trace metric)等于总的接收信号功率，也是角度的非线性函数。然而，迹度量在输入流中去耦(decouple)，这使得为每个数据流独立地寻找同相角得以实现。根据该迹度量，对于每一个m∈a_k(n)，第k个流的同相角能够通过使用偏导数来寻找： 

$\frac{\∂}{{\∂\mathrm{\θ}}_m^k\left(n\right)}{\left|\right|\underset{l\∈a_k\left(n\right)}{\mathrm{\Σ}}{\underset{\‾}{h}}_l{e}^{j{\mathrm{\θ}}_l^k\left(n\right)}\left|\right|}^2=0---\left(8\right)$

能够看到，最优同相角 满足等式： 

${\widehat{\mathrm{\θ}}}_m^k\left(n\right)={\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\left\{{\mathrm{\γ}}_m^k\left(n\right)\right\}}{\mathrm{Re}\left\{{\mathrm{\γ}}_m^k\left(n\right)\right\}}\right)---\left(9\right)$

其中 

${\mathrm{\γ}}_m^k\left(n\right)={\underset{\‾}{h}}_m^H\left(\underset{l\≠m}{\underset{l\∈a_k\left(n\right)}{\mathrm{\Σ}}{\underset{\‾}{h}}_l}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_l^k\left(n\right)}\right)---\left(10\right)$

注意到对于每个数据流，其中一个发送天线的同相角能够被任意设为零(或者其他值)，即对于一个m′∈a_k(n)， ${\widehat{\mathrm{\θ}}}_{m^{\′}}^k\left(n\right)=0.$ 还应注意到等式(9)对于同相角是非线性的，除了当|a_k(n)|＝2时。在这种情况下， ${\widehat{\mathrm{\θ}}}_{m^{\′}}^k\left(n\right)=0,$ 且对于a_k(n)＝{m′，m″}： 

${\widehat{\mathrm{\θ}}}_{m^{\′\′}}^k\left(n\right)={\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\left\{{{\underset{\‾}{h}}_{m^{\′\′}}^H\underset{\‾}{h}}_{m^{\′}}\right\}}{\mathrm{Re}\left\{{\underset{\‾}{h}}_{m^{\′\′}}^H{\underset{\‾}{h}}_{m^{\′}}\right\}}\right)---\left(11\right)$

对于|a_k(n)|＞2，能够使用迭代算法确定同相角。最初，所有的同相角可以被设为0(或者某一其它值)。在每次迭代中，角度都通过使用等式(9)以并行或者串行的形式更新。在并行情况下，仅使用先前迭代中的角度来确定当前迭代的角度，而在串行情况下，当前迭代中的角度通过使用先前迭代中的角度和当前迭代中的预更新的角度来确定。 

接收机执行如前面图2所示的过程，如果在步骤29确定 $\hat{K}>1,$ 则每个输入流k＝1，2，K， 的流容量在步骤31获得为： 

$C_k\left(\hat{n}\right)={\log }_2[1+\frac{1}{N_0}{\underset{\‾}{g}}_k^H\left(\hat{n}\right){(I_N+G_{k+1}\left(\hat{n}\right)G_{k+1}^H\left(\hat{n}\right))}^{-1}{\underset{\‾}{g}}_k\left(\hat{n}\right)]---\left(12\right)$

其中 是矩阵 的第k列， 是由 $G_k\left(\hat{n}\right)=[{\underset{\‾}{g}}_k\left(\hat{n}\right),{\underset{\‾}{g}}_{k+1}\left(\hat{n}\right),K,{\underset{\‾}{g}}_{\hat{K}}\left(\hat{n}\right)]$ 给出的 矩阵。所选分割 与 速率 (其中r_k是最大比特每符号速率，其小于或等于发射机支持的容量 )，以及 同相角  $\{{\widehat{\mathrm{\θ}}}_m^k\left(\hat{n}\right),k=\mathrm{1,2},K,\hat{K},m{\∈a}_k\left(\hat{n}\right)\}$ (不是任意集)一起被发送给发射机。因此所需要的反馈量就是M个实系数加上log₂J比特的整数，这里J是可能的(或者所希望的)分割的数量。 

接下来我们将描述本发明中用于寻找同相角的可替换方法。信道容量还能够被表达为： 

$C\left(n\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{C}_k\left(n\right)---\left(13\right)$

其中C_k(n)是第k个数据流的容量(流容量)，由下式给出： 

$C_k\left(n\right)={\log }_2[1+\frac{1}{N_0}{w}_k{\left(n\right)}^H{H}^H{(I_N+W_{k+1}\left(n\right)H{H}^H{W}_{k+1}{\left(n\right)}^H)}^{-1}{\mathrm{Hw}}_k\left(n\right)]---\left(14\right)$

其中w_k(n)是矩阵W(n)的第k列，且W_k(n)是由W_k(n)＝[w_k(n)，w_k+1(n)，K，w_K(n)]给 出的N×(K-k+1)矩阵。能够通过最大化信道容量来寻找同相角θ_m ^k(n)。然而，因为信道容量是角度的复合非线性函数，所以难以实现最优化。作为替代，我们提出在给出高阶(higher order)流的同相角的情况下，为数据流寻找使流容量最大化的同相角。这一方案将在下面详细描述。 

第K个数据流的同相角可以通过最大化第K个数据流的容量来首先获得，由下式给出： 

$C_K\left(n\right)={\log }_2[1+\frac{1}{N_0}{w}_K{\left(n\right)}^H{H}^H{\mathrm{Hw}}_K\left(n\right)]$ (15) 

$={\log }_2[1+\frac{P_T}{N_{0}K\left|a_K\left(n\right)\right|}{\left|\right|\underset{m{\∈a}_K\left(n\right)}{\mathrm{\Σ}}{\underset{\‾}{h}}_m{e}^{{\mathrm{j\θ}}_m^K\left(n\right)}\left|\right|}^2]$

这相当于最大化第K个数据流的接收信号增益，由下式给出： 

$g_K\left(n\right)={\left|\right|\underset{m\∈a_K\left(n\right)}{\mathrm{\Σ}}{\underset{\‾}{h}}_m{e}^{{\mathrm{j\θ}}_m^K\left(n\right)}\left|\right|}^2---\left(16\right)$

在描述实际上如何为第K个数据流计算同相角之前，让我们考虑一下为了计算其他数据流的角度而必须最大化的度量。假设k+1，k+2，...，K个数据流的同相角已经被估计，且分别为 ${\widehat{\mathrm{\θ}}}_m^{k+1}\left(n\right),{\widehat{\mathrm{\θ}}}_m^{k+2}\left(n\right),....,{\widehat{\mathrm{\θ}}}_m^K\left(n\right).$ 给出这些估计值，第k个数据流的角度能够通过最大化相应的流容量来寻找，这相当于最大化白化的(whitened)接收信号增益，由下式给出： 

${\hat{g}}_k\left(n\right)={\left|\right|\underset{m{\∈a}_k\left(n\right)}{\mathrm{\Σ}}{\underset{\‾}{\overset{~}{h}}}_m{e}^{j{\mathrm{\θ}}_m^k\left(n\right)}\left|\right|}^2---\left(17\right)$

其中 是以下矩阵的第m列： 

${(I_N+{\hat{W}}_{k+1}\left(n\right)H{H}^H{\hat{W}}_{k+1}{\left(n\right)}^H)}^{-1/2}H---\left(18\right)$

其中 是矩阵W_k+1(n)中的θ_m ^k+1(n)，θ_m ^k+2(n)，....，θ_m ^k(n)被其相应的估计值  ${\widehat{\mathrm{\θ}}}_m^{k+1}\left(n\right),{\widehat{\mathrm{\θ}}}_m^{k+2}\left(n\right),....,{\widehat{\mathrm{\θ}}}_m^K\left(n\right)$ 代替所得的矩阵。为了包括第K个数据流的情况，我们设  ${\hat{W}}_{k+1}\left(n\right)=0.$ 在第K个数据流的情况下，接收信号是白化的，并且因此白化的接收信号增益等于接收信号增益。 

接下来我们描述如何使用以上度量来计算同相角。对于每个m∈a_k(n)，第k个数据流的同相角能够通过使用由下面的偏导数来寻找： 

$\frac{\∂}{{\∂\mathrm{\θ}}_m^k\left(n\right)}{\left|\right|\underset{l{\∈a}_k\left(n\right)}{\mathrm{\Σ}}{\underset{\‾}{\overset{~}{h}}}_l{e}^{{\mathrm{j\θ}}_l^k\left(n\right)}\left|\right|}^2=0---\left(19\right)$

能够看到，最优同相角 满足等式： 

${\widehat{\mathrm{\θ}}}_m^k\left(n\right)={\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\left\{{\widetilde{\mathrm{\γ}}}_m^k\left(n\right)\right\}}{\mathrm{Re}\left\{{\widetilde{\mathrm{\γ}}}_m^k\left(n\right)\right\}}\right)---\left(20\right)$

其中 

${\widetilde{\mathrm{\γ}}}_m^k\left(n\right)={\underset{\‾}{\overset{~}{h}}}_m^H\left(\underset{l\≠m}{\underset{l\∈a_k\left(n\right)}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{\overset{~}{h}}}_l{e}^{j{\mathrm{\θ}}_l^k\left(n\right)}\right)---\left(21\right)$

注意到对于每个数据流k，在子集a_k(n)中的发送天线之一(比方说m′)的同相角能够被任意设定为零(或者其它值)，即 ${\widehat{\mathrm{\θ}}}_{m^{\′}}^k\left(n\right)=0.$ 还应注意到等式(20)对于同相角是非线性的，除了当|a_k(n)|＝2时。在这种情况下， ${\widehat{\mathrm{\θ}}}_m^k\left(n\right)=0,$ 且对于 a_k(n)＝{m′，m″}： 

${\widehat{\mathrm{\θ}}}_{m^{\′\′}}^k\left(n\right)={\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\left\{{\underset{\‾}{\overset{~}{h}}}_{m^{\′\′}}^H{\underset{\‾}{\overset{~}{h}}}_{m^{\′}}\right\}}{\mathrm{Re}\left\{{\underset{\‾}{\overset{~}{h}}}_{m^{\′\′}}^H{\underset{\‾}{\overset{~}{h}}}_{m^{\′}}\right\}}\right)---\left(22\right)$

如前所述，能够使用迭代算法来确定|a_k(n)|＞2时的同相角。 

利用同相角估计，第k个数据流的容量被估计为： 

${\hat{C}}_k\left(n\right)={\log }_2[1+\frac{P_T{\hat{g}}_k\left(n\right)}{N_{0}K\left|a_k\left(n\right)\right|}]---\left(23\right)$

第n种分割的总容量被估计为所有流容量之和 

$\hat{C}\left(n\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{C}}_k\left(n\right)---\left(24\right)$

接收机选择使总容量最大化的分割 

图4是本发明发射机40的实施例的简化框图。如所示，输入信号41被传到分离器(demultiplexer)42，在其中输入信号被分离成 个信号，所述 个信号在编码器/调制器43₁-43 中分别被以速率 独立地编码和调制，以生成 个流 然后 个流由定标器(scaler) 进行缩放，并在传输之前由相位旋转器45独立地进行相位旋转。第k个流被以 进行缩放，并在以角度  $m\∈a_k\left(\hat{n}\right)$ 进行同相(相位旋转)后，使用发送天线的子集 进行发送。天线集分割，流速率，和同相角由接收机提供。 

图5是本发明的接收机50的实施例的简化框图。如所示，输入信号y由接收机利用最小均方差判决反馈(MMSE-DFE)连续解码器 进行处理。图5中的粗线表示矢量，普通线条表示标量。第k个流(阶)的MMSE前馈滤波器和反馈滤波器分别由下式给出： 

${\underset{\‾}{f}}_k\left(\hat{n}\right)={(I_N+\frac{1}{N_0}{G}_{k+1}\left(\hat{n}\right)G_{k+1}^H\left(\hat{n}\right))}^{-1}{\underset{\‾}{g}}_k\left(\hat{n}\right)---\left(25\right)$

以及 

${\underset{\‾}{b}}_k\left(\hat{n}\right)=-{\underset{\‾}{g}}_k\left(\hat{n}\right)---\left(26\right)$

第k个解码器的输入为： 

$z_k={\underset{\‾}{f}}_k^H\left(\hat{n}\right)(\underset{\‾}{y}+\underset{l=1}{\overset{k-1}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{b}}_l\left(\hat{n}\right){\hat{s}}_l)---\left(27\right)$

第k个解码器生成第k个输入流的估计 

实例 

考虑4×2MIMO系统的例子。根据MIMO信道理论，我们知道能够被发送的输入数据流的最优数量少于或等于min(M，N)＝2。这种情况下有8种可能的发送天线集分割：一种具有单输入流(K＝1)，其他具有两个输入流(K＝2)。所述分割如下： 

A(1)＝{{1，2，3，4}}，A(2)＝{{1，2，3}，{4}}，A(3)＝{{1，2，4}，{3}}，A(4)＝{{1，3，4}，{2}}， 

A(5)＝{{2，3，4}，{1}}，A(6)＝{{1，2}，{3，4}}，A(7)＝{{1，3}，{2，4}}和 

A(8)＝{{1，4}，{2，3}}. 

对应于这些天线集分割的预滤波权重矩阵在下面按顺序给出： 

$\{W\left(n\right),n=\mathrm{1,2},K,8\}=\{\sqrt{\frac{P_T}{4}}\left[\begin{array}{c}1\\ e^{j{\widehat{\mathrm{\θ}}}_2^1\left(1\right)}\\ e^{{j\widehat{\mathrm{\θ}}}_3^1\left(1\right)}\\ e^{{j\widehat{\mathrm{\θ}}}_4^1\left(1\right)}\end{array}\right],P^{\′}\left[\begin{array}{cc}1& \\ e^{j{\widehat{\mathrm{\θ}}}_2^1\left(2\right)}& \\ e^{j{\widehat{\mathrm{\θ}}}_3^1\left(2\right)}& \\ 0& 1\end{array}\right],P^{\′}\left[\begin{array}{cc}1& \\ e^{j{\widehat{\mathrm{\θ}}}_2^1\left(3\right)}& \\ 0& 1\\ e^{j{\widehat{\mathrm{\θ}}}_4^1\left(3\right)}& 0\end{array}\right],P^{\′}\left[\begin{array}{cc}1& \\ 0& 1\\ e^{j{\widehat{\mathrm{\θ}}}_3^1\left(4\right)}& 0\\ e^{j{\widehat{\mathrm{\θ}}}_4^1\left(4\right)}& 0\end{array}\right],P^{\′}\left[\begin{array}{cc}0& 1\\ 1& 0\\ e^{j{\widehat{\mathrm{\θ}}}_3^1\left(5\right)}& 0\\ e^{j{\widehat{\mathrm{\θ}}}_4^1\left(5\right)}& 0\end{array}\right],$

$\sqrt{\frac{P_T}{4}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ e^{j{\widehat{\mathrm{\θ}}}_2^1\left(6\right)}& 0\\ 0& 1\\ 0& e^{j{\widehat{\mathrm{\θ}}}_4^2\left(6\right)}\end{array}\right],\sqrt{\frac{P_T}{4}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\\ e^{j{\widehat{\mathrm{\θ}}}_3^1\left(7\right)}& 0\\ 0& e^{j{\widehat{\mathrm{\θ}}}_4^2\left(7\right)}\end{array}\right],\sqrt{\frac{P_T}{4}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\\ 0& e^{j{\widehat{\mathrm{\θ}}}_3^2\left(8\right)}\\ e^{j{\widehat{\mathrm{\θ}}}_4^1\left(8\right)}& 0\end{array}\right]\},---\left(28\right)$

其中 

$P^{\′}=\left[\begin{array}{cc}\sqrt{\frac{P_T}{6}}& 0\\ 0& \sqrt{\frac{P_T}{2}}\end{array}\right]---\left(29\right)$

一个3比特的整数可用于把所选分割用信号通知给发射机。对应于上述分割的这个整数的8种可能结果分别为  和 

接收机反馈信道状态信息至发射机。在本发明的优选实施例中，反馈信息包括分割选择(可通过上文描述的整数来用信号通知)，以及选定分割的速率和角度。 

图6是本发明的系统的实施例的简化框图。该系统包括处于第一节点(节点1)52中的接收机50以及处于第二节点(节点2)53中的发射机40。从功能上讲，接收机除了常规接收机组件外，还可以包括最优分割确定单元54和反馈信道55。最优分割确定单元为接收信号56确定信道状态信息。信道状态信息可能包括与把发送天线57分割成K个子集的最优分割相关的分割信息。分割确定单元54还确定要从每个子集发送的数据流的容量，以及每个子集中的发送天线的同相角。反馈信道55把该信息58发送至发射机40。 

在发射机40中，天线分割分离器42根据从接收机接收的天线分割信息将输入信号41分离成K个独立流。每个流可以被以不大于流容量的速率进行编码和调制。每个流还可以被缩放。发射机将发送天线57分割成K个子集，并且天线相位旋转单元45根据接收机50所提供的信息将同相角应用至每个发送天线。然后发射机从天线57的K个子集发送K个数据流59。 

在对多流同相(MSC)和S-PARC的复杂度进行比较时，可以得出：两者的复杂度在同一等级。两种方案的发射机需要类似的复杂度，对于MSC仅需要增加相位旋转这一附加要求。两种方案的接收机相同。MSC和S-PARC之间复杂度的唯一区别就在于如何计算反馈系数。对于S-PARC，反馈系数是通过计算发送天线集中所有可能的子集的容量以及随后为所选子集计算每个流各自的容量(流容量)来获得的。对于MSC，反馈系数是通过计算发送天线集中所有可能的分割的容量以及随后计算选定分割的流容量来获得的。 

发送天线集(除了空集)的子集数量是2^M-1。已经发现，对于2×2，3×3和4×4的MIMO系统，天线集分割的数量分别为2，5和15。例如：对于4×4系统(除了前面给出的4×2系统的分割)，分割为： 

A(9)＝{{1，2}，{3}，{4}}，A(10)＝{{1，3}，{2}，{4}}，A(11)＝{{1，4}，{2}，{3}}， 

A(12)＝{{2，3}，{1}，{4}}，A(13)＝{{2，4}，{1}，{3}}，A(14)＝{{3，4}，{1}，{2}}，和 

A(15)＝{{1}，{2}，{3}，{4}}. 

对于2×2，3×3和4×4的MIMO系统，分割数量(分别为2，5和15)小 于或等于子集数量(分别为3，7和15)。因此两个方案需要相似次数的容量估算。MSC的一个附加要求是为每个分割计算同相角。闭合形式表达式，等式(11)，被用于计算单个同相角。使用迭代算法来计算多个同相角。已经发现，前面所描述的对串行迭代算法的两次迭代可以提供很好的估计。因此，MSC和S-PARC的复杂度是同一等级的。 

在本发明另一个实施例中，称作选择性MSC(S-MSC)，如在选择性PARC(S-PARC)中那样对发送天线进行选择性地利用。在S-MSC中，所有可能的(或所希望的)发送天线集的子集都被考虑用于发送输入流。达到最高容量的子集被选择。通过把集合S分割成所有可能的(或所希望的)分割(与在MSC中一样)并估算分割的容量来寻找每个子集 $S\⊆\{\mathrm{1,2},K,M\}$ (除了空集)的容量。集合S的容量是所有分割中的最大容量。S-MSC在低SNR时有用，此时它可以较好地不在具有弱信号功率(低于或不太高于噪声电平)的天线上浪费发射功率。接收机通过假设发送天线的每个(或每个所希望的)子集以及寻找该子集的最佳分割和容量来执行S-MSC的天线选择。使容量最大化的子集也连同分割一起被选择。然后接收机用信号将该信息通知给发射机。 

在再一个实施例中，仅考虑某一(所希望的)分割。例如，对于4×4的MIMO系统，可以仅仅考虑分割A(1)＝{{1}，{2}，{3}，{4}}和A(2)＝{1，2，3，4}。第一种分割对应于在四个天线上发送四个独立的输入流，第二种分割对应于在同相之后在所有四个天线上发送一个输入流。 

本发明的其它实施例包括：(a)使用替换方法(度量)来产生同相角，(b)量化用于反馈的速率和/或角度信息，(c)根据天线增益差异的知识或估计，使用不同的流功率定标(power scaling)，以及(d)使用天线相关信息。 

已经发现，MSC在包括低SNR，相关的接收天线，接收天线比发送天线少的系统、以及莱斯衰落的许多实际情况下远优于S-PARC。这是因为，与S-PARC不同，MSC使用所有天线来发送同相的适应性数量的数据流，这可以实现高SNR。对于具有莱斯衰落(8dB视向分量)的4×4MIMO系统，MSC在3比特每符号的速率下，比S-PARC多获得3.8dB的增益。对于许多所关心的MIMO信道，MSC在整个SNR范围内获得与最优闭环MIMO方案非常接近的容量。这在仅需要和S-PARC相似的复杂度和反馈需求(远远少于最优闭环MIMO的需求)的情况下就可达到。 

本领域技术人员将认识到，本申请中描述的创造性概念可以在广泛的应用范围内被修改和改变。因此，专利主体的范围不应限于前面讨论的任何特定的示例性教导，而是由下述权利要求来限定。 

Claims (6)

1.一种在无线电系统中与第二节点（53）中的发射机（40）进行通信的包含在第一节点（52）中的接收机（50）中的方法，其中多个独立数据流被从多个发送天线（57）的子集发送，所述方法包括：

为每个发送天线确定（22）使接收信号功率最大化的同相角，为每个发送天线确定同相角的所述步骤，其特征在于：

    为每个发送天线子集计算预滤波权矩阵；

    将预滤波信道作为预滤波权矩阵和信道脉冲响应矩阵的乘积来计算； 

    计算预滤波信道自相关矩阵的迹度量；

    最大化迹度量以对输入流进行去耦合；以及

    为每个数据流独立地确定同相角；

确定（28）对多个发送天线（57）的分割，该分割在所有可能的分割中提供最高信道容量，其中确定对多个发送天线（57）的分割的步骤，其特征进一步在于确定发送天线子集的数量，在每个子集中包括哪些发送天线，要从每个发送天线子集发送的数据流的容量；以及

向发射机（40）提供（32）有关为每个发送天线所确定的同相角的信息，以及有关发送天线分割的信息，以使得发射机能够根据所确定的分割信息将多个发送天线（57）分割成互斥子集。

2.根据权利要求1所述的方法，其中确定对多个发送天线（57）的分割的步骤，其特征进一步在于：

假设将发送天线集分割成子集的每种可能的分割；

为每种天线分割，确定要应用至每个子集中的每个发送天线的同相角；

为每种发送天线分割，确定总信道容量；以及

选择提供最高信道容量的发送天线分割。

3.根据权利要求2所述的方法，其中将发送天线集分割成子集的每种可能的分割意指发射机所支持的每个发送天线子集。

4.根据权利要求1所述的方法，其中确定发送天线子集的数量还包括将多个发送天线分割成每种可能的天线子集。

5.一种与第一节点（52）中的接收机（50）进行通信的第二节点（53）中的无线电发射机（40），所述发射机具有多个发送天线（57），其中所述发射机的特征在于包括：

用于从接收机接收有关为每个发送天线所确定的同相角以及在确定了同相角之后由接收机所确定的将多个发送天线（57）分割成子集的分割的信息的装置，所确定的分割在所有可能的分割中提供最高信道容量；

用于根据所确定的分割的信息将多个发送天线分割（42）成互斥子集的装置；

用于根据从接收机接收的同位角将相对相位旋转应用（45）至每个子集中的每个发送天线的装置，其中从接收机接收的所述同位角使接收信号功率最大化；以及

用于从发送天线的每个分割子集发送独立数据流的装置。

6.一种在无线电系统中与第一节点（52）中的接收机（50）进行通信的包括在第二节点（53）中的发射机（40）中的方法，其中多个独立数据流被从多个发送天线的子集发送，所述方法包括：

从接收机（50）接收有关为每个发送天线所确定的同相角以及在确定了同相角之后由接收机所确定的将多个发送天线（57）分割成子集的分割的信息，所确定的分割在所有可能的分割中提供最高信道容量；

根据所确定的分割信息将多个发送天线（57）分割（42）成互斥子集；

根据从接收机接收的同位角将相对相位旋转应用（45）至每个子集中的每个发送天线，其中从接收机接收的所述同位角使接收信号功率最大化；以及

从发送天线的每个分割子集发送独立数据流。