CN101325450A

CN101325450A - 一种同步方法、频偏估计方法、同步装置、频偏估计装置

Info

Publication number: CN101325450A
Application number: CNA2008101172813A
Authority: CN
Inventors: 翟海涛; 冯心睿; 牟秀红
Original assignee: Beijing T3G Technology Co Ltd
Current assignee: Beijing T3G Technology Co Ltd
Priority date: 2008-07-28
Filing date: 2008-07-28
Publication date: 2008-12-17
Anticipated expiration: 2028-07-28
Also published as: CN101325450B

Abstract

本发明提供了一种同步方法、频偏估计方法、同步装置、频偏估计装置，其中，同步方法包括步骤：对接收序列进行低通滤波得到低频接收序列；将低频接收序列滑动后得到的与本地特征序列长度相同的滑动接收序列分别与本地特征序列对应点相乘，获取乘积序列；对乘积序列按照第一分段原则进行分段，并对分段后的序列分别求和，得到第一分段相关值序列；根据第一分段相关值序列得到的最大峰值检测同步信号位置。本发明将接收到的序列分为多个段，对分成的多个段进行相关运算，以此降低了现有技术对一段式序列进行相关运算时，对收发机之间的频偏比较敏感的缺点，提高了时间同步和频偏估计的准确性。

Description

一种同步方法、频偏估计方法、同步装置、频偏估计装置

技术领域

本发明涉及无线通信系统领域，特别涉及一种应用在第三代伙伴计划长期演进(3GPP LTE，3rd Generation Partnership Project Long-Term Evolution)系统中，用于小区初搜的下行同步方法、频偏估计方法及应用该方法的装置。

背景技术

随着社会的发展以及技术的进步，人们对移动通信的要求不断提高，希望系统能提供大容量，高速率，低延时的数据传输服务。为了满足这种日益增长的需求。3GPP组织提出了3G系统的长期演进计划(LTE)。LTE系统采用了正交频分复用(OFDM，Orthogonal frequency-division multiplexing)的传输技术，在这种传输技术下，系统采用了互相正交的载波，提高了频谱效率以及系统对频率选择性信道的鲁棒性。但是，相对于单载波系统而言，这种系统对收发机之间的频率偏移比较敏感。

现有的同步技术主要分为两种类型：数据辅助型和非数据辅助型。前者的典型技术如在发射信号的频域中间隔的插入用于同步的信号，使得发射信号在时域上表现为具有重复的一段信号。例如无线局域网(WLAN，Wireless LocalArea Network)和全球微波接入互操作性(WIMAX，Worldwide Interoperabilityfor Microwave Access)系统中的长、短前导训练序列(preamble)。后者的典型技术如基于循环前缀(CP，Cyclic Prefix)的同步方法。这两种技术的根本点都在于利用时域上两段重复的信号，通过寻找滑动相关的峰值来进行时间同步，然后利用前后两段信号的相位差来进行频偏估计。所以这两种技术的效果依赖于时域上能否找到这样的重复信号，其频偏估计的性能也依赖于重复信号之间的间隔。

最新的LTE系统标准中规定的物理层数据帧结构如图1所示。

从图2a的LTE频分双工(LTE-FDD，LTE-Frequency Division Dual)系统和图2b的LTE时分双工(LTE-TDD，LTE-Time Division Duplex)系统的同步信号的映射图案可以看出，在时域上，除CP之外，LTE系统并没有特定的重复信号。因此，目前WLAN等系统利用时域上的重复信号来进行时间同步和频偏估计的方法不适用于LTE系统。而基于CP的同步技术虽然可以用于LTE系统，但其性能依赖于系统的子载波个数，对于LTE所允许的1.4M系统带宽的配置来说，其同步性能会由于子载波个数较少而有所恶化。

目前LTE系统是利用接收信号与本地产生的同步信号进行相关来进行时间同步。但是，这种方法对于收发机之间的频率偏移具有很强的敏感性。

发明内容

为了在LTE系统中利用时域上的重复信号进行同步，同时克服现有同步技术对收发机之间的频偏比较敏感的缺点，本发明提供了一种正交频分复用系统的同步方法，包括步骤：

对接收序列进行低通滤波得到低频接收序列；

将所述低频接收序列滑动后得到的与本地特征序列长度相同的滑动接收序列分别与所述本地特征序列对应点相乘，获取乘积序列；

对所述乘积序列按照第一分段原则进行分段，并对分段后的序列分别求和，得到第一分段相关值序列；

根据所述第一分段相关值序列得到的最大峰值检测同步信号位置。

所述第一分段原则为将所述乘积序列的连续点分在一段，或者，将所述乘积序列的间隔预定个数的点分在一段。

所述得到第一分段相关值序列的步骤之后还包括对所述第一分段相关值序列进行幅度归一化处理的步骤：

求第一分段相关值序列中每一序列的自相关值之和，得到第一分段自相关序列；

将所述第一分段相关值序列除以第一分段自相关序列，获得修正后的分段相关序列；

所述检测同步信号位置的步骤中，利用所述修正后的分段相关序列得到最大峰值。

所述检测同步信号位置的步骤具体包括：

对所述第一分段相关值序列求模平方和得到模平方和序列；

根据所述模平方和序列的最大峰值位置判断同步信号位置；

所述第一分段相关值序列为多个同步信号周期、多个天线的分段相关值之和。

本发明还提供了一种频率偏移估计方法，包括步骤：

对乘积序列按照第二分段原则进行分段，并对分段后的序列分别求和，得到第二分段相关值序列；

根据所述第二分段相关值序列分两组得到的两组分段相关值序列以及同步信号位置计算出最大频率偏移值，得到频率偏移范围；

所述乘积序列由接收序列经低通滤波得到的低频接收序列进行滑动，滑动后得到的与本地特征序列长度相同的滑动接收序列分别与本地特征序列对应点相乘得到；

所述同步信号位置是对所述乘积序列按照第一分段原则进行分段并对分段后的序列分别求和，得到第一分段相关值序列，然后根据所述第一分段相关值序列得到的最大峰值检测得到。

所述第二分段原则为将所述乘积序列的连续点分在一段，或者，将所述乘积序列的间隔预定个数的点分在一段。

所述两组的对应点之间的长度和相位差均相等。

所述计算频率偏移的步骤具体包括：

计算所述两组分段相关值序列的分段相关互相关序列；

计算所述分段相关互相关序列的相位序列；

将所述同步信号位置分别带入所述相位序列的计算公式，得到频率偏移值，所述频率偏移值中的最大值的正负值的范围为频率偏移范围；

所述分段相关互相关序列为多个同步信号周期和多个天线的分段相关互相关序列之和。

所述检测同步信号位置的步骤具体包括：

对所述第一分段相关值序列求模平方和得到模平方和序列；

根据所述模平方和序列的最大峰值位置判断同步信号位置；

本发明进一步提供了一种同步装置，包括：

低通滤波模块，用于对接收序列进行低通滤波得到低频接收序列；

序列点乘模块，用于将所述低频接收序列滑动后得到的与本地特征序列长度相同的滑动接收序列分别与所述本地特征序列对应点相乘，获取乘积序列；

时间分段相关模块，用于对所述乘积序列按照第一分段原则进行分段并对分段后的序列分别求和，得到第一分段相关值序列；

时间同步模块，用于根据所述第一分段相关值序列检测同步信号位置。

所述序列点乘模块包括：

滑动单元，用于将低频接收序列进行滑动，得到与本地特征序列相同长度的滑动接收序列；

乘积单元，用于将滑动接收序列与本地特征序列的对应点相乘，获得乘积序列。

所述时间分段相关模块包括：

第一乘积序列分段单元，用于对所述乘积序列按照第一分段原则分段；

第一乘积序列求和单元，用于对所述第一乘积序列分段单元分段后的序列分别求和，得到第一分段相关值序列。

所述同步装置还包括：归一化处理模块，用于对分段相关值序列进行幅度归一化处理，得到修正后的分段相关序列；

所述时间同步模块，用于根据所述修正后的分段相关序列检测同步信号位置。

所述时间同步模块包括：

模方和计算单元，用于对所述第一分段相关值序列求模平方和得到模平方和序列；

峰值检测单元，用于根据所述模平方和序列的最大峰值位置判断同步信号位置；

本发明进一步提供了一种频率偏移估计装置，包括：

频偏分段相关模块，用于对乘积序列按照第二分段原则进行分段并对分段后的序列分别求和，得到第二分段相关值序列；

频偏估计模块，用于根据所述第二分段相关值序列分两组得到的两组分段相关值序列以及同步信号位置计算出最大频率偏移值，得到频率偏移范围；

所述频偏分段相关模块包括：

第二乘积序列分段单元，用于对所述乘积序列按照第二分段原则进行分段；

第二乘积序列求和单元，用于对所述第二乘积序列分段单元分段后的序列分别求和，得到第二分段相关值序列。

所述频偏估计模块包括：

分组互相关单元，用于计算所述两组分段相关值序列的分段相关互相关序列；

相位计算单元，用于计算所述分段相关互相关序列的相位序列；

频偏计算单元，用于将所述同步信号位置分别带入所述相位序列的计算公式，得到频率偏移值，所述频率偏移值中的最大值的正负值的范围为频率偏移范围；

本发明将接收到的序列分为多个段，对分成的多个段进行相关运算，以此降低了现有技术对一段式序列进行相关运算时，对收发机之间的频偏比较敏感的缺点，提高了时间同步和频偏估计的准确性。

附图说明

图1为最新的LTE系统标准中规定的物理层数据帧结构示意图；

图2a为LTE频分双工系统中同步信号的映射图案；

图2b为LTE时分双工系统中同步信号的映射图案；

图3为本发明的同步方法与频偏估计方法流程图；

图4为本发明的同步装置及频偏估计装置的结构框图。

具体实施方式

本发明的一个核心在于在计算接收序列和本地特征序列的互相关时，对接收序列进行了分段，利用分段计算多个互相关值，然后利用模平方和求峰值，以获得同步信号位置。

本发明的另一个核心在于利用同步信号的横幅特性，采用对分段相关值进行组合，并构造出两个只有相位差别的向量，以获得频偏估计范围。

相对于传统的利用单个互相关值进行同步的方法，本发明提高了对频偏的鲁棒性。

为使本技术领域的人员更好的理解本发明的方案，下面以LTE(同时适用于TDD和FDD)系统为例，结合附图对本发明的实施方式作进一步详细说明。

恒包络零自相关(CAZAC，Constant Amplitude Zero Auto Correlation)序列由于具有非常好的衡幅和零自相关特性。本发明的方法也正是利用了同步信号的这种衡幅和零自相关特性。利用具有衡幅、零自相关的序列进行同步的方法是本发明的最佳实施例，但是只要序列具有较好的相关性就可以应用本发明实现同步。另外，衡幅的要求也可以适当放宽，此时的应用仍然不离开本发明的保护范围。

参考图3，图3示出了本发明的同步方法及频偏估计方法流程图，包括以下步骤：

步骤1：获取接收序列r(n)；

要获得接收序列，既可以对一个子帧长度的接收数据进行采样，也可以对多个子帧的接收数据的采样值进行累加。当移动通信系统采用正交频分复用(OFDM)方式，对接收数据进行采样时，获取的接收序列的长度为半帧长度加一个OFDM信号长度。

假设系统采样频率为fs，用户设备(UE，User Equipment)接收信号后，经过滤波和采样生成接收序列。考虑到小区初搜时同步信号的位置没有确定，同步信号的位置可能出现在接收序列的末端而产生检测遗漏，因而接收序列的长度为半帧长度加一个OFDM信号长度，得到接收序列：

r_i，i＝1，2，......，N_HF+N_FFT，

其中，

i为接收序列包括的信号数目；

N_FFT为一个OFDM信号的快速傅立叶变换(FFT，fast Fourier transform)长度；

N_HF为半帧长度。

步骤2：将所述接收序列r_i经过低通滤波，获得低频接收序列；

对接收序列经过一个低通滤波器进行滤波，将同步信号所处频段以外的数据滤除后，获取与同步信号带宽相等的低频接收序列，即低通滤波器的截止频率与同步信号所映射的频域宽度一致。其作用是消除高频数据信号对同步信号相关性的影响。

步骤3：将低频接收序列滑动，并将滑动后得到的滑动接收序列与本地特征序列s^*(n)对应点相乘，获取乘积序列ρ_d(n)；其中，n均表示接收信号数目；d表示滑动窗在低频接收序列中的位置。

该步骤具体包括：

步骤3.1：利用滑动窗对低频接收序列滑动取值，取得与本地特征序列相同长度的滑动接收序列r_n，n＝d，d+1，...，d+N_FFT-1。

本地特征序列长度为N_FFT。本地特征序列为发端采用的同步信号的时域样值的复共轭。

步骤3.2：将得到的滑动接收序列与本地特征序列的对应点相乘，获得乘积序列：

ρ_d(n)＝r(n+d)·s^*(n)，其中，n＝0，1，...，N_FFT-1。

s^*(n)为Zadoff-Chu序列经过FFT处理后求共轭得到的序列。

在OFDM系统中存在3个本地特征序列，因此，用滑动接收序列分别与这3个本地特征序列相乘，得到3个乘积序列。然后，分别对这3个乘积序列执行以下操作。

步骤4：对乘积序列进行分段，并求和，以获得M个分段相关值序列R_d(m)。

该步骤具体又包括：

步骤4.1：将N点乘积序列按照一定的原则分为M段，每段L个点(N＝ML)。1≤M≤N，1≤L≤N；

分段的原则可以根据以下两个原则中的任意一个：

原则1：将N点乘积序列中连续的L点分为一组。

表示n除以L的向上的算子，0≤n≤N-1，1≤m≤M。

原则2：将N点乘积序列中间隔M的点分为一组。m＝rem(n，M)+1，其中，rem(n，M)表示n除以M的余数。

假设每段N/2个点，即L＝N/2，此时M＝2。

假设每段1个点，即L＝1，此时M＝N。

本实施例采用上述第二个假设，令L＝1，此时M＝N。

步骤4.2：对每段中的L个点求和，获得M个分段相关值序列

R_{d} (m) = Σ_{n = n_{m, l}}^{n_{m, L}} ρ_{d} (n),

其中，n_m，l表示第m段中的第l个点，n_m，L表示第m段中的第L个点，该公式表示，对第m段中的第l点至第L点求和，1≤m≤M。

本实施例的分段相关值序列为：

R_d(m)＝ρ_d(m)，m＝0，1，...，N_FFT-1。

在求得分段相关值序列之后，还可以对其进行幅度归一化处理。

对分段相关值序列进行幅度归一化处理的步骤包括：

步骤4.3：求每段的分段相关值序列的自相关之和，获得M个自相关值组成的分段自相关序列：

P_{d} (m) = Σ_{n = n_{m, l}}^{n_{m, L}} r^{*} (n + d) r (n + d),

其中，n＝0，1，...，N_FFT-1

步骤4.4：将分段相关值序列除以分段自相关序列，获得修正后的分段相关序列：

{\overset{&OverBar;}{R}}_{d} (m) = \frac{R_{d} (m)}{P_{d} (m)}

步骤5：利用M个分段相关值序列进行时间同步，获得同步信号位置

该步骤具体又包括：

步骤5.1：对M个分段相关值序列R_d(m)求模平方和，获得与滑动窗位置相关的分段相关模方和序列：

R^{'} (d) = Σ_{m = 1}^{M} {| R_{d} (m) |}^{2} .

为了获得较高的同步性能，R′(d)可以对多个同步信号周期(对于LTE而言就是半帧)，多个天线上的值进行累加，用以平滑不同天线，不同时间上的波动，以此提高计算的准确性。此时R′(d)的表达式变为：

R^{'} (d) = Σ_{p = 1}^{P} Σ_{q = 1}^{Q} Σ_{m = 1}^{M} {| Σ_{n = (m - 1) L}^{mL - 1} S^{*} (n) r_{p, q} (n + d) |}^{2},

其中P为天线个数，Q为同步信号出现的周期数。

步骤5.2：检测分段相关模方和序列的最大峰值，判决峰值出现的位置为同步信号所在的位置

\hat{d} = \arg \max {R^{'} (d) | 0 \leq d \leq N_{f} - 1},

其中N_f为一个本地特征序列出现的周期，arg max{R′(d)|0≤d≤N_f-1}表示R′(d)取得极大值时，d的值。对于LTE系统来讲，N_f即为半帧长度。

在本实施例中，检测出序列R′(d)的峰值位置为：

\hat{d} = \arg \max {R^{'} (d) | 0 \leq d \leq N_{FFT} + N_{HF} - 1} .

由于在步骤3.2中是对3个本地特征序列执行的上述操作，因此，得到了3个峰值，利用这3个峰值中最大峰值所在的序列，可以判断出同步信号所在的位置，同时获取小区分组信息。

在实际系统中，由于衰落信道的影响，步骤5获得的模方和序列可能会随着信号功率的变化而变化，从而影响到同步信号位置判断的准确性，为了克服这种影响，本发明在上述步骤4后，对分段相关值序列进行了幅度归一化处理。如果实际操作中执行了幅度归一化处理，那么在步骤5中采用修正后的分段相关序列计算同步信号所在位置，如果实际操作中没有执行幅度归一化处理，那么步骤5中仍然采用修正前的分段相关序列。

步骤6：对步骤3得到的乘积序列进行分段，并求和，获得W个分段相关值序列R_d(w)；

该步骤具体又包括：

步骤6.1：将N点乘积序列按照一定的原则分为W段，每段Z个点(N＝WZ)，1≤W≤N，1≤Z≤N。

分段的原则可以根据以下两条原则中的任意一条：

(1)将N点乘积序列中连续的Z点分为一组。

表示n除以Z得到的向上的算子，0≤n≤N-1，1≤w≤W。

(2)将N点乘积序列中间隔W的点分为一组。w＝rem(n，W)+1，其中，rem(n，W)表示n除以W的余数。

假设每组N/2个点，即Z＝N/2，此时W＝2。

本实施例中，假设W＝N完成粗同步，此时，Z＝1。

步骤6.2：对每组中的Z点求和，获得W个分段相关值序列

R_{d} (w) = Σ_{n = n_{w, l}}^{n_{w, Z}} ρ_{d} (n) .

本实施例中，W个分段相关值序列R_d(w)＝ρ_d(w)，w＝0，1，...，N_FFT-1。

步骤7：利用W个分段相关值序列进行频率偏移估计

该步骤具体又包括：

步骤7.1：将W个分段相关值序列R_d(w)，分为两组序列{R_d，1(w_1，i)，R_d，2(w_2，i)}，其中1≤w_1，i，w_2，i≤W。

将分段相关值序列分组时采取的原则，优选的，是两组对应点之间的长度相等，并且对应点之间的相位差相等。

步骤7.2：将上述两组序列求互相关，获得与滑动窗相关的分段相关互相关序列：

H (d) = Σ_{i = 1}^{W / 2} R_{d, 1} {(w_{i})}^{*} R_{d, 2} (w_{i})

为了获得较高性能的频偏估计，可以利用上述分段相关互相关序列对多个同步信号周期(对于LTE而言就是半帧)，以及多个天线的分段相关互相关序列求和。此时H(d)为：

H (d) = Σ_{q = 1}^{Q} Σ_{p = 1}^{P} Σ_{i = 1}^{W / 2} R_{d} {(w_{1, i})}^{*} R_{d} (w_{2, i}),

其中，P为天线个数，Q为同步信号出现的周期数。

步骤7.3：求得分段相关互相关序列的相位序列Φ(d)＝∠H(d)。

步骤7.4：利用步骤5判断出的同步信号的位置来估计频率偏移

\hat{δ} f = \frac{f_{s}}{2 πD} Φ (\hat{d}),

其中，f_s为信号的时域采样频率，D为步骤7.1中两组序列对应点之间的距离。

本实施例中，将分段相关值序列分为两组，分组的原则是两组序列对应点之间的距离相等，相位相等，得到两组分段相关值序列：R_d，1(w)＝R_d(2w-1)，R_d，2(w)＝R_d(2w)，w＝1，2，...W/2。然后，求两组序列的互相关得到分段相关互相关序列：

H (d) = Σ_{i = 1}^{W / 2} R_{d, 1} {(w_{i})}^{*} R_{d, 2} (w_{i}) .

接着，求得分段相关互相关序列的相位序列Φ(d)＝∠H(d)，此时根据同步信息来估计频率偏移

\hat{δ} f = \frac{f_{s}}{2 πD} Φ (\hat{d}),

其中D＝1。由于步骤3中得到的是3个乘积序列，因此，这里得到的也是3个相位序列，将步骤5中的同步信息的值带入上述频率偏移公式，得到了3个频偏估计范围，取其中最大值，可以获得最大频偏估计值

此时频偏估计范围为

其中N为FFT点数，Δf为OFDM系统的频率偏移。但是其频偏估计精度不高，所以之后，调整W值，即重新对分段相关值序列进行分组，但仍然要求满足两组序列对应点之间的距离相等这一原则。然后，重复步骤6，7进入频率跟踪阶段，不断调整频偏估计的精度。

上述对乘积序列进行分段以分别计算时间同步和频偏估计的分段原则可以相同，也可以不相同。

本发明还提供了一种用于实现OFDM系统的同步方法的同步装置，参考图4，图4为本发明的同步装置及频偏估计装置的结构框图，其中，同步装置包括：接收模块、低通滤波模块、序列点乘模块、时间分段相关模块、时间同步模块，频偏估计装置包括：频偏分段相关模块、频偏估计模块。

接收模块首先对一个子帧长度的接收数据进行采样，或者对多个子帧的接收数据的采样值进行累加，以获取接收序列；低通滤波模块对获取的接收序列进行滤波，将同步信号所处频段以外的数据滤除后，获取与同步信号带宽相等的低频接收序列。

然后，序列点乘模块将低频接收序列进行滑动，并将滑动后得到的滑动接收序列与本地特征序列s^*(n)对应点相乘，得到乘积序列。序列点乘模块中包括：滑动单元和乘积单元。滑动单元将低频接收序列进行滑动，得到与本地特征序列相同长度的滑动接收序列r_n，n＝d，d+1，...，d+N_FFT-1，其中，d表示滑动窗在低频接收序列中的位置。

然后，乘积单元将位于滑动窗内的滑动接收序列与本地特征序列的对应点相乘，获得乘积序列：

ρ_d(n)＝s^*(n)·r(n+d)，其中，n＝0，1，...，N_FFT-1。

s^*(n)为Zadoff-Chu序列经过FFT处理后求共轭得到的序列。

在OFDM系统中存在3个本地特征序列，因此，用滑动接收序列分别与这3个本地特征序列相乘，得到3个乘积序列。然后，利用下述模块分别对这3个乘积序列执行以下操作。

接下来，由时间分段相关模块按照一定原则对序列点乘模块得到的乘积序列进行分段并求和。时间分段相关模块具体又包括：第一乘积序列分段单元和第一乘积序列求和单元。其中，第一乘积序列分段单元将N点乘积序列按照一定的原则分为M段，每段L个点(N＝ML)。1≤M≤N，1≤L≤N；

分段的原则可以根据以下两个原则中的任意一个：

原则1：将N点乘积序列中连续的L点分为一组。0≤n≤N-11≤m≤M。

假设每组N/2个点，即L＝N/2，此时M＝2。

假设每组1个点，即L＝1，此时M＝N。

本实施例采用上述第二个假设，令L＝1，此时M＝N。

第一乘积序列求和单元对每段中的L点求和，获得M个分段相关值序列

R_{d} (m) = Σ_{n = n_{m, l}}^{n_{m, L}} ρ_{d} (n),

本实施例的分段相关值序列为：

R_d(m)＝ρ_d(m)，m＝0，1，...，N_FFT-1。

为了提高同步精度，时间分段相关模块之后还可以包括：归一化处理模块，用于对分段相关值序列进行幅度归一化处理。归一化处理模块首先求出每组内分段相关值序列的自相关，获得M个自相关值组成的分段自相关序列：

P_{d} (m) = Σ_{n = n_{m, l}}^{n_{m, L}} r^{*} (n + d) r (n + d);

然后，上述分段相关值序列除以分段自相关序列，获得修正后的分段相关值序列：

{\overset{&OverBar;}{R}}_{d} (m) = \frac{R_{d} (m)}{P_{d} (m)} .

接着，时间同步模块利用时间分段相关模块计算得到的M个分段相关值序列进行时间同步，获得同步信号位置

时间同步模块包括：模方和计算单元和峰值检测单元。模方和计算单元用来对M个分段相关值序列R_d(m)求模平方和，获得与滑动窗位置相关的分段相关模方和序列：

R^{'} (d) = Σ_{m = 1}^{M} {| R_{d} (m) |}^{2} .

为了获得较高的同步性能，R′(d)可以采用多个同步信号周期(对于LTE而言就是半帧)，多个天线上的值进行累加。此时R′(d)的表达式变为：

R^{'} (d) = Σ_{p = 1}^{P} Σ_{q = 1}^{Q} Σ_{m = 1}^{M} {| Σ_{n = (m - 1) L}^{mL - 1} S^{*} (n) r_{p, q} (n + d) |}^{2},

其中P为天线个数，Q为同步信号出现的周期数。

峰值检测单元用来检测分段相关模仿和序列的最大峰值，判决峰值出现的位置为同步信号所在的位置

\hat{d} = \arg \max {R^{'} (d) | 0 \leq d \leq N_{f} - 1},

其中N_f为一个特征序列出现的周期。对于LTE系统来讲，N_f即为一个半帧长度。

在本实施例中，检测序列R′(d)的峰值位置

\hat{d} = \arg \max {R^{'} (d) | 0 \leq d \leq N_{FFT} + N_{HF} - 1} .

频偏分段相关模块也按照一定原则对序列点乘模块得到的乘积序列进行分段并求和。频偏分段相关模块包括：第二乘积序列分段单元和第二乘积序列求和单元。第二乘积序列分段单元对上述的N点乘积序列按照一定的原则分为W段，每段Z个点(N＝WZ)。1≤W≤N，1≤Z≤N

分段的原则可以根据以下两条原则中的任意一条：

(1)将N点乘积序列中连续的Z点分为一段。1≤w≤W

(2)将N点乘积序列中间隔M的点分为一段。w＝rem(n，W)+1，其中，rem(n，W)表示n除以W的余数。

可以假设每段N/2个点，即Z＝N/2，此时W＝2。

本实施例中，令W＝N完成粗同步，此时Z＝1。

第二乘积序列求和单元用来对每段中的Z点求和，获得W个分段相关值序列

R_{d} (w) = Σ_{n = n_{w, l}}^{n_{w, Z}} ρ_{d} (n) .

然后，频偏估计模块利用频偏分段相关模块计算得到的W个分段相关值序列进行频率偏移估计

频偏估计模块包括：分组单元、分组互相关单元、相位计算单元、频偏计算单元。分组单元用来将W个分段相关值序列R_d(w)，分为两组序列{R_d，1(w_1，i)，R_d，2(w_2，i)}，其中1≤w_1，i，w_2，i≤W。

将分段相关值序列分组时采取的原则，优选的，是两组序列长度相等，并且对应点之间的相位差相等。

本实施例中，将分段相关值序列分为两组：R_d，1(w)＝R_d(2w-1)，R_d，2(w)＝R_d(2w)，w＝1，2，...W/2。

分组互相关单元用来将上述两组序列求复相关，获得与滑动窗相关的分段相关互相关序列：

H (d) = Σ_{i = 1}^{W / 2} R_{d, 1} {(w_{i})}^{*} R_{d, 2} (w_{i})

优选的，为了获得较高性能的频偏估计，所述分段相关互相关序列可以采用多个同步信号周期(对于LTE而言就是半帧)，以及多个天线上的值进行累加。此时H(d)为：

H (d) = Σ_{q = 1}^{Q} Σ_{p = 1}^{P} Σ_{i = 1}^{W / 2} R_{d} {(w_{1, i})}^{*} R_{d} (w_{2, i}),

其中，P为天线个数，Q为同步信号出现的周期数。

相位计算单元根据分组互相关单元计算得到的分段相关互相关序列求得分段相关互相关序列的相位序列Φ(d)，Φ(d)＝∠H(d)。

频偏计算单元利用同步信号的位置

来估计频率偏移

\hat{δ} f = \frac{f_{s}}{2 πD} Φ (\hat{d}),

其中，f_s为信号的时域采样频率，D为分组单元得到的两组序列对应点之间的距离。由于序列点乘模块得到的是3个乘积序列，因此，这里得到的也是3个相位序列，将上文中同步信息的值带入上述频率偏移公式，得到了3个频偏估计范围，当D＝1，取其中最大值，可以获得最大频偏估计值此时频偏估计范围为

但是精度不高，所以之后，调整W值，重新对分段相关值序列进行分组，但仍然要求满足两组序列对应点之间的距离相等这一原则。然后，重复步骤6，7进入频率跟踪阶段。

当D＝N/2，可以求得频偏估计范围为[-NΔf，NΔf]。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims

1.一种同步方法，其特征在于，包括步骤：

对接收序列进行低通滤波得到低频接收序列；

2.如权利要求1所述的同步方法，其特征在于，所述第一分段原则为将所述乘积序列的连续点分在一段，或者，将所述乘积序列的间隔预定个数的点分在一段。

3.如权利要求1所述的同步方法，其特征在于，所述得到第一分段相关值序列的步骤之后还包括对所述第一分段相关值序列进行幅度归一化处理的步骤：

4.如权利要求1所述的同步方法，其特征在于，所述检测同步信号位置的步骤具体包括：

对所述第一分段相关值序列求模平方和得到模平方和序列；

根据所述模平方和序列的最大峰值位置判断同步信号位置；

5.一种频率偏移估计方法，其特征在于，包括步骤：

6.如权利要求5所述的频率偏移估计方法，其特征在于，所述第二分段原则为将所述乘积序列的连续点分在一段，或者，将所述乘积序列的间隔预定个数的点分在一段。

7.如权利要求5所述的频率偏移估计方法，其特征在于，所述两组的对应点之间的长度和相位差均相等。

8.如权利要求5所述的频率偏移估计方法，其特征在于，所述计算频率偏移的步骤具体包括：

计算所述两组分段相关值序列的分段相关互相关序列；

计算所述分段相关互相关序列的相位序列；

9.如权利要求5所述的频率偏移估计方法，其特征在于，所述第一分段原则为将所述乘积序列的连续点分在一段，或者，将所述乘积序列的间隔预定个数的点分在一段。

10.如权利要求5所述的频率偏移估计方法，其特征在于，所述检测同步信号位置的步骤具体包括：

对所述第一分段相关值序列求模平方和得到模平方和序列；

根据所述模平方和序列的最大峰值位置判断同步信号位置；

11.一种同步装置，其特征在于，包括：

12.如权利要求11所述的同步装置，其特征在于，所述序列点乘模块包括：

13.如权利要求11所述的同步装置，其特征在于，所述时间分段相关模块包括：

14.如权利要求11所述的同步装置，其特征在于，所述第一分段原则为将所述乘积序列的连续点分在一段，或者，将所述乘积序列的间隔预定个数的点分在一段。

15.如权利要求11所述的同步装置，其特征在于，还包括：归一化处理模块，用于对分段相关值序列进行幅度归一化处理，得到修正后的分段相关序列；

16.如权利要求11所述的同步装置，其特征在于，所述时间同步模块包括：

17.一种频率偏移估计装置，其特征在于，包括：

18.如权利要求17所述的频率偏移估计装置，其特征在于，所述第二分段原则为将所述乘积序列的连续点分在一段，或者，将所述乘积序列的间隔预定个数的点分在一段。

19.如权利要求17所述的频率偏移估计装置，其特征在于，所述频偏分段相关模块包括：

20.如权利要求17所述的频率偏移估计装置，其特征在于，所述频偏估计模块包括：

21.如权利要求17所述的频率偏移估计装置，其特征在于，所述第一分段原则为将所述乘积序列的连续点分在一段，或者，将所述乘积序列的间隔预定个数的点分在一段。