CN101325376A - 开关器件的驱动电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种开关器件的驱动电路，本发明采用变压器隔离驱动，所述的变压器为两个，两个变压器的原边分别连接两个驱动调制器，高频载波信号的输入端、驱动信号的输入端连接第一驱动调制器的输入端，驱动信号的输入端连接一个反向器后与高频载波信号的输入端连接第二驱动调制器的输入端，第一变压器的第一副边连接一个在驱动信号高电平期间可以提供开关器件开通所需的电压的电源供应电路，第二变压器的第一副边连接一个在驱动信号低电平期间可以将开关器件的开通电压释放为低电平的电压释放电路。因此不需要现有变压器隔离驱动中的对管放大电路，所以推动功率大，并且没有采用光偶隔离元件，从而使用寿命也比较长。

Description

开关器件的驱动电路

技术领域

本发明涉及一种开关器件的驱动电路，主要用在功率变换领域。

背景技术

目前在功率变换领域，开关器件需要快速可靠的驱动电路。常见的隔离驱动电路方式主要分为变压器隔离驱动和光耦隔离驱动。变压器隔离驱动电路如图1所示：驱动信号经对管放大后，直接推动变压器，变压器的副边经电阻后，推动MOS(场效应晶体管)。该电路的特点是MOS管的驱动不需要单独的电源，信号和电源均由变压器提供。电路简单，成本低，寿命长，但驱动脉冲的需要瞬间提供很大的脉冲电流，故需要较大的对管来产生驱动电流，并要求变压器的阻抗较小，变压器的体积就较大。故适于小功率的推动装置。光耦隔离驱动如图2所示：IGBT(绝缘三双极型功率管)的电源由单独的电源变换器产生正负电源。信号经光耦HCPL 3120来传送，驱动的信号和电源分别进行传送，它的特点是驱动功率较大，但电路较复杂，并光耦传送信号有延迟，适于20kHz以下的信号传送，若更高频率的信号，需要使用特殊的高频光耦，价格较贵。另光耦还有一个较大的缺点是：光耦中的LED发光强度随时间而逐渐衰减，到一定的时间就不能正确的传送信号了，一般寿命5～10万小时。同时由于MOS和IGBT是电压驱动器件，栅极与源极之间具有较大的输入电容，在MOS和IGBT需要开通时，在输入电容上必须建立驱动的高电平电压，而在MOS和IGBT需要关断时，需要立即将输入电容上的电压释放掉，甚至建立一个反向的电压，输入电容的能量就在充电和放电的过程中，通过驱动回路的电阻损耗掉了。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种使用寿命长、推动功率大的开关器件的驱动电路。

本发明所述的开关器件的驱动电路，包括变压器、驱动信号输入端、开关器件，驱动信号输入端连接变压器的原边，开关器件连接变压器的副边，其特征在于：所述的变压器为两个，两个变压器的原边分别连接两个驱动调制器，第一变压器T1的原边的一端接地，另一端连接第一驱动调制器U1A的输出端，高频载波信号的输入端、驱动信号的输入端连接第一驱动调制器U1A的输入端，第二变压器T2的原边的一端接地，另一端连接第二驱动调制器U2A的输出端，驱动信号的输入端连接一个反向器U3A的输入端，反向器U3A的输出端、高频载波信号的输入端连接第二驱动调制器U2A的输入端，第一变压器T1的副边连接一个在驱动信号高电平期间可以提供开关器件开通所需的电压的电源供应电路，第二变压器T2的副边连接一个在驱动信号低电平期间可以将开关器件的开通电压释放为低电平的电压释放电路。

所述的第一变压器T1的副边为两个，所述的电源供应电路包括一个电解电容C1、一个栅极与源极分别连接第一变压器T1的第二副边的两个输出端的电源充电驱动开关管Q1，第一变压器T1的第一副边经过整流后并联电解电容C1，电解电容C1的负极端连接开关器件QS的源极，电解电容C1的正极连接电源充电驱动开关管Q1的漏极，开关器件QS的栅极连接电源充电驱动开关管Q1的源极。这样设计可以在驱动信号高电平期间，电解电容C1通过电源充电驱动开关管的开关和断开给开关器件的栅极提供开通所需的电压。

所述的第二变压器T2的副边为一个，所述的电压释放电路包括一个能量消耗元件，一个栅极与源极分别连接第二变压器副边的两个输出端的释放电压驱动开关管Q2，开关器件QS的栅极串联能量消耗元件后连接释放电压驱动开关管Q2的漏极，开关器件QS的源极连接释放电压驱动开关管的源极。这样设计可以在驱动信号低电平期间，通过释放电压驱动开关管的开通将开关器件的开通电压释放为低电平。这种电路比较简单，适于MOS管在小功率的应用。

所述的第二变压器T2的副边为两个，所述的电压释放电路包括一个能量消耗元件，一个栅极与源极分别连接第二变压器的第二副边的两个输出端的释放电压驱动开关管Q2，开关器件QS的栅极串联一个能量消耗元件后连接释放电压驱动开关管Q2的漏极，释放电压驱动开关管Q2的源极连接第一变压器T1、第二变压器T2的第一副边整流后的输出低电压的输出端，第二变压器T2的第一副边经过整流后并联所述的电解电容C1。这样可以在驱动高电平、低电平期间都能对作为开关器件辅助电源的电解电容C1进行充电，从而能保证作为开关期间辅助电源的电解电容的电压的稳定，从而保证主开关管MOS或IGBT能得到稳定幅值的驱动脉冲。

所述的能量消耗元件是一个电感L1，开关器件QS的栅极与电源充电驱动开关管Q1的源极之间通过串联所述电感L1连接，开关器件QS的栅极与电源充电驱动开关管Q1的漏极正向串联一个二极管D9，开关器件QS的栅极与第一变压器T1、第二变压器T2的第一副边整流后的输出低电压的输出端之间反向串联一个二极管D10。这样可以让电感L1和电解电容C1、开关器件的栅极和源极之间的等效电容C2组成LC无损电路，使等效电容C2、电感L的能量没有被损耗，而是通过电感L再回馈给电解电容C1。

所述的释放电压驱动开关管Q2的源极、电解电容C1的负端连接于第一变压器T1、第二变压器T2的第一副边整流后的输出低电压的同一输出端。这样设计释放电压驱动开关管Q2的源极和电解电容C1的负端的都处于接地状态，它们之间不存在电压差。

所述的二极管D10的正端、释放电压驱动开关管Q2的源极、电解电容C1的负端连接于第一变压器T1、第二变压器T2的第一副边整流后的输出低电压的同一输出端。这样设计二极管D10的正端、释放电压驱动开关管Q2的源极和电解电容C1的负端的都处于接地状态，它们之间不存在电压差。

所述的开关器件为IGBT，整流二极管D1、整流二极管D2、电解电容C4、电解电容C5组成第一变压器的第一副边的输出端的半桥整流电路，第一变压器T1的第一副边的输出端的一端分别连接整流二极管D1的正极端、整流二极管D2的负极端，整流二极管的D1的负极端与整流二极管D2的正极端之间顺序正向串联电解电容C4、电解电容C5，第一变压器的第一副边的输出端的另一端连接电解电容C4、电解电容C5之间，整流二极管D5、整流二极管D6、电解电容C6、电解电容C7组成第二变压器的第一副边的输出端的半桥整流电路，第二变压器的第一副边的输出端的一端分别连接极管D5的正极端、整流二极管D6的负极端，整流二极管的D5的负极端与整流二极管D6的负极端之间顺序正向串联电解电容C6、电解电容C7，第二变压器的第一副边的输出端的另一端连接电解电容C6、电解电容C7之间；电解电容C1的负极端连接于电解电容C4与电解电容C5之间、电解电容C6与电解电容C7之间，电解电容C5、C7的负极端与二极管D10之间正向串联一个稳压管D16，电解电容C3、电阻R4并联，电解电容C3的正极一端连接电解电容C1的负极端，电解电容C3的负极一端连接稳压管D16的负极端。这样二极管D10的正端、释放电压驱动开关管Q2的源极端的电压相同，而它们与电解电容C1的负极端之间存在一个负偏压来抗干扰。

所述的开关器件为MOS，在第一驱动调制器U1A输出端与第一变压器T1的原边之间串联一个电容C8，在第二驱动调制器U2A输出端与第一变压器T2的原边之间串联一个电容C9。串联电容C8，C9是隔直电容，是为了防止驱动变压器由于直流偏置而饱和。

本发明采用两个变压器隔离，利用高频载波的方式，将信号和电源进行了综合，两个变压器分别传送高电平和低电平来实现开关器件的驱动，变压器的副边连接有可以提供开关器件开通所需的电压的电源供应电路，电源供应电路可以提供瞬间的大电流，消除了对变压器的依赖。因此不需要现有变压器隔离驱动中的对管放大电路及大的推动对管，且减小了变压器的体积，所以适于大功率的推动装置。并且没有采用光偶隔离元件，从而使用使命也比较长。

附图说明

图1是现有的开关器件的变压器隔离驱动电路图。

图2是现有的开关器件的光偶隔离驱动电路图。

图3是实施例1的开关器件的变压器隔离驱动电路图。

图4是实施例1的Qs开通栅极电压上升时的回路等效电路图。

图5是实施例1的Q1导通期间，Vc2＝Vc1，电感L1中电流维持阶段的等效电路图。

图6是实施例1的Q1关断，电感L1中能量回馈给电容C1时的等效电路图。

图7是实施例1的Q2开通，Qs栅极电压下降时的回路等效电路图。

图8是实施例1的Q2导通期间，Vc2＝0，电感L1中电流维持阶段的等效电路图。

图9是实施例1的Q2关断，电感L1中能量回馈给电容C1时的等效电路图。

图10是实施例2的开关器件的变压器隔离驱动电路图。

图11是实施例3的开关器件的变压器隔离驱动电路图。

具体实施方式

下面结合附图和较佳的实施例对本发明作进一步说明。

实施例1，参考附图3说明本电路的连接结构。

本实施例中的开关器件的驱动电路包括变压器、驱动信号输入端、开关器件，所述的开关器件采用MOS管，所述的变压器为两个，两个变压器的原边分别连接两个驱动调制器，第一变压器T1的原边的一端接地，另一端连接第一驱动调制器U1A的输出端，高频载波信号的输入端、驱动信号的输入端连接第一驱动调制器U1A的输入端，第二变压器T2的原边的一端接地，另一端连接第二驱动调制器U2A的输出端，驱动信号的输入端连接一个反向器U3A的输入端，反向器U3A的输出端、高频载波信号的输入端连接第二驱动调制器U2A的输入端。

所述的第一变压器T1、第二变压器T2的副边为两个，整流二极管D1、整流二极管D2、整流二极管D3、整流二极管D4组成第一变压器的第一副边的输出端的全桥整流电路，第一变压器T1的第一副边的输出端的一端分别连接整流二极管D1的正极端、整流二极管D2的负极端，整流二极管的D1的负极端与整流二极管D2的正极端之间顺序负向串联整流二极管D3、整流二极管D4，第一变压器的第一副边的输出端的另一端连接整流二极管D3、整流二极管D4之间，整流二极管D5、整流二极管D6、整流二极管D7、整流二极管D8组成第二变压器的第一副边的输出端的全桥整流电路，第二变压器的第一副边的输出端的一端分别连接极管D5的正极端、整流二极管D6的负极端，整流二极管的D5的负极端与整流二极管D6的负极端之间顺序负向串联整流二极管D7、整流二极管D8，第二变压器的第一副边的输出端的另一端连接整流二极管D7、整流二极管D8之间。

整流二极管D3、整流二极管D7的负极端连接电解电容C1的正极端，整流二极管D4、整流二极管D8的正极端连接电解电容C1的负极端，第一变压器T1的第二副边的两个输出端分别连接于电源充电驱动开关管Q1的栅极与源极，电解电容C1的正极连接电源充电驱动开关管Q1的漏极，开关器件QS的栅极串联一个电感L1后连接电源充电驱动开关管Q1的源极，电解电容C1的负极端连接开关器件QS的源极。第二变压器T1的第二副边的两个输出端分别连接于释放电压驱动开关管Q2的栅极与源极，开关器件QS的源极连接释放电压驱动开关管Q2的源极，开关器件QS的栅极串联电感L1后连接释放电压驱动开关管Q2的漏极。开关器件QS的栅极与电源充电驱动开关管Q1的漏极正向串联一个二极管D9，开关器件QS的栅极与释放电压驱动开关管Q2的源极反向串联一个二极管D10。

下面结合附图4-附图9说明本电路的工作原理。

驱动信号的高低电平，分别通过两个变压器T1和T2进行传送。当驱动信号为高电平时，驱动信号与占空比为50％的高频载波相与后，U1A输出高频的载波信号，变压器T1原副边得到占空比为50％的高频信号，同时驱动信号经U3A反相后，得到低电平，封锁了U2A的输出，使变压器T2上将没有信号。T1副边的高频信号经二极管D1～D4整流后，给电解电容C1进行充电，由于从变压器T1到二极管D1～D4，限流电阻R3，再到电解电容C1，整个回路的阻抗较小(电阻R3起开机瞬间的限流作用，在回路阻抗可以限制冲击电流时，可以去掉)，电压可以很快的上升到变压器T1副边的峰值电压，电解电容C1上的电压就将作为驱动的辅助电源；在驱动信号的整个高电平期间，占空比为50％的高频载波电压将被二极管D1～D4整流后一直给电容C1充电维持能量，保证该驱动辅助电源的稳定。

变压器T1的另一绕组N3，在脉冲的上升源，将通过电阻R1，控制Q1开通，电解电容C1上的电压将经过Q1，L1，给主开关管Qs的等效电容C2进行充电；L1及C2形成的串联谐振，将很快使开关管Qs的等效电容C2上的电压上升到Vc1上的电压。电路如图4所示。

当Vc2的电压逐渐上升，Vc2＝Vc1时，D9将导通，电感电流将通过L1，二极管D9，开关管Q1，形成维持回路，如图5所示。

当T1的副边电压反向时，开关管Q1将关闭，此时，电感L1中电流将通过开关管的反并联二极管Dq2，电感L1，二极管D9，将能量回馈给电解电容C1。具体的电路如图6所示。

从上述的Qs的开通过程中，从图4，图5和图6，可以看出，驱动开关管Q1的开通和断开给主管Qs栅极提供了开通所需要的电压，并该电压被驱动辅助电源电压Vc1(即电解的兼容两端的电压)所钳位；在整个驱动控制的高电平器件，Q1的不断开通和断开，维持了主开关管Qs栅极电压的稳定。并电感L1中能量没有被损耗。

当驱动控制信号为低电平时，该信号经反相器U3A反相后，得到高电平，再与占空比为50％的高频载波相与后，在U2A输出端得到高频的载波信号，变压器T2原副边得到占空比为50％的高频信号，同时该低电平的驱动控制信，封锁了U1A的输出，使变压器T1上将没有信号。变压器T2的绕组N2上电压，将通过二极管D5～D8整流后，继续给电解电容C1充电，维持驱动的辅助电源电压的稳定。

T2的另一绕组N3，通过电阻R2，将控制Q2开通，主开关管Qs栅极等效电容C2上的电压将经过Q2，L1形成放电的回路，将电容C2上的能量转化为L1中的磁场能量，电感L1中的电流逐渐上升，电容C2上电压逐渐下降。电路如图7所示。

当Vc2的电压逐渐下降到零，D10将导通，电感电流将通过L1，二极管D10，开关管Q2，形成维持回路，如图8所示。

当T1的副边电压反向时，开关管Q2将关闭，此时，电感L1中电流将通过开关管Q1的反并联二极管Dq1，电感L1，二极管D10，将能量回馈给电解电容C1。具体的电路如图9所示。

从上述的Qs的关断过程中，图7，图8和图9，可以看出，驱动管Q2的开通给主管Qs栅极提供了关断所需要的电压释放回路，并该Qs栅极电压被D10钳位到0V；电容C2中的能量被转移到电感，然后回馈到辅助电源C1上。

从驱动控制信号的开通和关断过程可以看到：驱动控制信号的高低电平分别通过变压器T1和变压器T2，完成了辅助电源和信号的传送。并主开关管Qs栅极上的能量通过电感L1，驱动开关管Q1，Q2，二极管D9，D10，辅助电源C1和栅极电容C2，分别形成了谐振回路，进行了能量的交换，实现了无损驱动。

本实施例中的开关器件的驱动电路利用两个变压器来传送驱动信号及驱动电源，变压器T1传送高电平的信号及辅助电源，变压器T2传送低电平的信号及辅助电源。由于信号和辅助电源通过高频调制方式，减小了变压器的体积和成本。

在驱动的回路中，利用LC无损回路，在主开关器件QS的开通期间，驱动电路不停补充新的能量，并电感能量通过二极管回路，被辅助电源钳位，将回馈到辅助电源。在主开关器件关断时，驱动电路将栅极的能量通过LC电路，将能量回馈到驱动辅助电源，并通过驱动回路，保持了栅极的低电平。

实施例2，参考附图10说明本电路的连接结构。

本实施例中的开关器件的驱动电路包括变压器、驱动信号输入端、开关器件，所述的开关器件采用IGBT管，所述的变压器为两个，两个变压器的原边分别连接两个驱动调制器，第一变压器T1的原边的一端接地，另一端连接第一驱动调制器U1A的输出端，高频载波信号的输入端、驱动信号的输入端连接第一驱动调制器U1A的输入端，第二变压器T2的原边的一端接地，另一端连接第二驱动调制器U2A的输出端，驱动信号的输入端连接一个反向器U3A的输入端，反向器U3A的输出端、高频载波信号的输入端连接第二驱动调制器U2A的输入端。

所述的第一变压器T1、第二变压器T2的副边为两个，整流二极管D1、整流二极管D2、电解电容C4、电解电容C5组成第一变压器的第一副边的输出端的半桥整流电路，第一变压器T1的第一副边的输出端的一端分别连接整流二极管D1的正极端、整流二极管D2的负极端，整流二极管的D1的负极端与整流二极管D2的正极端之间顺序正向串联电解电容C4、电解电容C5，第一变压器的第一副边的输出端的另一端连接电解电容C4、电解电容C5之间，整流二极管D5、整流二极管D6、电解电容C6、电解电容C7组成第二变压器的第一副边的输出端的半桥整流电路，第二变压器的第一副边的输出端的一端分别连接极管D5的正极端、整流二极管D6的负极端，整流二极管的D5的负极端与整流二极管D6的负极端之间顺序正向串联电解电容C6、电解电容C7，第二变压器的第一副边的输出端的另一端连接电解电容C6、电解电容C7之间。

电解电容C4、电解电容C5的正极端连接电解电容C1的正极端，电解电容C1的负极端连接于电解电容C4与电解电容C5之间、电解电容C6与电解电容C7之间，第一变压器T1的第二副边的两个输出端分别连接于电源充电驱动开关管Q1的栅极与源极，电解电容C1的正极连接电源充电驱动开关管Q1的漏极，开关器件QS的栅极串联一个电感L1后连接电源充电驱动开关管Q1的源极，电解电容C1的负极端连接开关器件QS的源极。第二变压器T1的第二副边的两个输出端分别连接于释放电压驱动开关管Q2的栅极与源极，开关器件QS的栅极串联电感L1后连接释放电压驱动开关管Q2的漏极。开关器件QS的栅极与电源充电驱动开关管Q1的漏极正向串联一个二极管D9，开关器件QS的栅极连接二极管D10的负极端，电解电容C5、C7的负极端与二极管D10的正极端之间正向串联一个稳压管D16。电解电容C3、电阻R4并联，电解电容C3的正极一端连接电解电容C1的负极端，电解电容C3的负极一端连接稳压管D16的负极端。这样在C1两端得到正的驱动电压，在C3两端形成负的驱动电压。工作原理与图3类似，在控制信号的高电平时，高频调制信号使Q1高频通断，在C2两端产生与C1相等的正的驱动电压，使主开关管Qs导通。在控制信号的低电平时，高频调制信号使Q2高频通断，在C2两端产生与C3相等的负的驱动电压，使主开关管关断，并维持负的驱动电压，提高抗干扰能力。

实施例3，参考图11，说明本电路的连接结构。

本电路的其他结构如实施例1，不同之处在于增加了两个串联电容，即在第一驱动调制器U1A输出端与第一变压器T1的原边之间串联一个电容C8，在第二驱动调制器U2A输出端与第一变压器T2的原边之间串联一个电容C9。串联电容C8，C9的作用是防止驱动变压器由于直流偏置而饱和，其余部分的工作原理与图3类似。

Claims (9)

1、开关器件的驱动电路，包括变压器、驱动信号输入端、开关器件，驱动信号输入端连接变压器的原边，开关器件连接变压器的副边，其特征在于：所述的变压器为两个，两个变压器的原边分别连接两个驱动调制器，第一变压器T1的原边的一端接地，另一端连接第一驱动调制器U1A的输出端，高频载波信号的输入端、驱动信号的输入端连接第一驱动调制器U1A的输入端，第二变压器T2的原边的一端接地，另一端连接第二驱动调制器U2A的输出端，驱动信号的输入端连接一个反向器U3A的输入端，反向器U3A的输出端、高频载波信号的输入端连接第二驱动调制器U2A的输入端，第一变压器T1的副边连接一个在驱动信号高电平期间可以提供开关器件开通所需的电压的电源供应电路，第二变压器T2的副边连接一个在驱动信号低电平期间可以将开关器件的开通电压释放为低电平的电压释放电路。

2、根据权利要求1所述的开关器件的驱动电路，其特征在于：所述的第一变压器T1的副边为两个，所述的电源供应电路包括一个电解电容C1、一个栅极与源极分别连接第一变压器T1的第二副边的两个输出端的电源充电驱动开关管Q1，第一变压器T1的第一副边经过整流后并联电解电容C1，电解电容C1的负极端连接开关器件QS的源极，电解电容C1的正极连接电源充电驱动开关管Q1的漏极，开关器件QS的栅极连接电源充电驱动开关管Q1的源极。

3、根据权利要求1所述的开关器件的驱动电路，其特征在于：所述的第二变压器T2的副边为一个，所述的电压释放电路包括一个能量消耗元件，一个栅极与源极分别连接第二变压器副边的两个输出端的释放电压驱动开关管Q2，开关器件QS的栅极串联能量消耗元件后连接释放电压驱动开关管Q2的漏极，开关器件QS的源极连接释放电压驱动开关管的源极。

4、根据权利要求2所述的开关器件的驱动电路，其特征在于：所述的第二变压器T2的副边为两个，所述的电压释放电路包括一个能量消耗元件，一个栅极与源极分别连接第二变压器的第二副边的两个输出端的释放电压驱动开关管Q2，开关器件QS的栅极串联一个能量消耗元件后连接释放电压驱动开关管Q2的漏极，释放电压驱动开关管Q2的源极连接第一变压器T1、第二变压器T2的第一副边整流后的输出低电压的输出端，第二变压器T2的第一副边经过整流后并联所述的电解电容C1。

5、根据根据权利要求4所述的开关器件的驱动电路，其特征在于：所述的能量消耗元件是一个电感L1，开关器件QS的栅极与电源充电驱动开关管Q1的源极之间通过串联所述电感L1连接，开关器件QS的栅极与电源充电驱动开关管Q1的漏极正向串联一个二极管D9，开关器件QS的栅极与第一变压器T1、第二变压器T2的第一副边整流后的输出低电压的输出端之间反向串联一个二极管D10。

6、根据根据权利要求4所述的开关器件的驱动电路，其特征在于：所述的释放电压驱动开关管Q2的源极、电解电容C1的负端连接于第一变压器T1、第二变压器T2的第一副边整流后的输出低电压的同一输出端。

7、根据权利要求5所述的开关器件的驱动电路，其特征在于：所述的二极管D10的正端、释放电压驱动开关管Q2的源极、电解电容C1的负端连接于第一变压器T1、第二变压器T2的第一副边整流后的输出低电压的同一输出端。

8、根据权利要求5所述的开关器件的驱动电路，其特征在于：所述的开关器件为IGBT，二极管D1、二极管D2、电解电容C4、电解电容C5组成第一变压器的第一副边的输出端的半桥整流电路，第一变压器T1的第一副边的输出端的一端分别连接二极管D1的正极端、二极管D2的负极端，二极管的D1的负极端与二极管D2的正极端之间顺序正向串联电解电容C4、电解电容C5，第一变压器的第一副边的输出端的另一端连接电解电容C4、电解电容C5之间，二极管D5、二极管D6、电解电容C6、电解电容C7组成第二变压器的第一副边的输出端的半桥整流电路，第二变压器的第一副边的输出端的一端分别连接极管D5的正极端、二极管D6的负极端，二极管的D5的负极端与二极管D6的负极端之间顺序正向串联电解电容C6、电解电容C7，第二变压器的第一副边的输出端的另一端连接电解电容C6、电解电容C7之间；电解电容C1的负极端连接于电解电容C4与电解电容C5之间、电解电容C6与电解电容C7之间，电解电容C5、C7的负极端与二极管D10之间正向串联一个稳压管D16，电解电容C3、电阻R4并联，C3的正极一端连接电解电容C1的负极端，C3的负极一端连接稳压管D16的负极端。

9、根据权利要求5所述的开关器件的驱动电路，其特征在于：所述的开关器件为MOS，在第一驱动调制器U1A输出端与第一变压器T1的原边之间串联一个电容C8，在第二驱动调制器U2A输出端与第一变压器T2的原边之间串联一个电容C9。

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