CN101325335A - 一种次同步阻尼控制系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种次同步阻尼控制系统，属于电力系统稳定与控制技术领域。所述系统包括：转速检测与前置处理器、组合式模态滤波器、组合式比例移相器、模态控制信号综合器和非线性变换器。本发明解决了电力系统的多模态次同步谐振和振荡问题，提高了电力系统的次同步稳定性，并降低了大型汽轮发电机的轴系扭振疲劳损耗。

Description

一种次同步阻尼控制系统

技术领域

本发明涉及电力系统稳定与控制技术领域，特别涉及一种次同步阻尼控制系统。

背景技术

随着对远距离大容量输电需求的上升，特别是大型煤电基地由于远离负荷中心，大多采用远距离厂对网输电模式，为了提高输送容量和系统稳定性，越来越多地采用固定串联电容补偿(FSC，Fixed Series Compensation)、高压直流输电(HVDC，High Voltage Direct CurrentTransmission)和一些基于电力电子技术的高速控制装置。然而，这些装置在一定条件下可能会引发次同步谐振(SSR，Subsynchronous Resonance)或次同步振荡(SSO，SubsynchronousOscillation)的问题。轻微的SSR/SSO会降低汽轮发电机轴系的寿命，严重的SSR/SSO可导致汽轮发电机轴系断裂，威胁机组和电力系统的安全稳定运行。

调研显示，我国一些大型煤电基地，如华北电网的托克托电厂、上都电厂、锦界电厂，东北电网的伊敏电厂等，普遍采用远距离大容量厂对网串补输电模式。分析表明，这种远距离(200公里及以上)、中高串补度(30％及以上)的大容量厂对网输电系统，存在不同程度的SSR风险，且常在一定条件下出现不止一个的不稳定或欠阻尼次同步频率模态(即多模态SSR/SSO)；另一方面，与HVDC系统相连的大型火电厂(如：2009年通过呼盟一辽宁直流送出的蒙东火电厂)也可能存在SSO问题；SSR/SSO问题已成为电网安全运行所面临的一个迫切需要解决的现实难题，必须采取必要措施有效化解风险，确保机网安全。

自二十世纪七十年代以来，针对SSR/SSO问题提出的解决方法已有20余种，其中电网侧的措施有：晶闸管控制串联电容器(TCSC，Thyristor-Controlled Series Capacitor)、NGH(N.G.Hingorani)阻尼器等；电厂侧的措施有：附加励磁阻尼控制(SEDC，SupplementaryExcitation Damping Controller)、静止无功补偿器(SVC，Static Var Compensator)和阻塞滤波器(BF，Blocking Filter)等。但这些解决方法可在实际系统应用的实用措施却并不多。

采用SVC抑制SSR/SSO的基本原理是：SVC并联接在发电机出口母线或电厂高压母线上，其次同步阻尼控制(SSDC，Subsynchronous Damping Controller)采用能反映机组轴系扭振的机械或电信号作为反馈，基于适当的控制策略调节SVC的晶闸管控制电抗器(TCR，Thyristor Controlled Reactor)的移相触发角，连续改变其并联电抗值，形成与轴系次同步扭振频率互补频率的电流，进而在机组内部产生对应的电磁转矩，合理控制该电磁转矩的幅值和相位即可达到抑制SSR/SSO的效果。

次同步阻尼控制(SSDC)系统的设计是采用SVC抑制汽轮发电机组次同步谐振或扭振的关键。在实现本发明的过程中，发明人发现现有的SSDC系统主要存在以下不足：

(1)采用单一转速反馈时仅可有效抑制一种模态，多模态SSR/SSO问题解决不好；而如果增加电压或电流控制回路使其具有多模态SSR抑制能力，则控制效果不理想且受机组运行方式影响较大。

(2)SSDC控制器结构多为简单的比例-积分(PI，Proportional-Integral)或比例-积分-微分(PID，Proportional-Integral-Differential)控制，控制参数设计难以兼顾多个模态控制效果和适应运行方式变化，导致实际控制效果不佳。

(3)没有针对多个扭振模态设计不同的控制通道和参数，进行解耦控制，扭振模态之间相互干扰严重，难以达到同时优化抑制多个扭振模态的效果。

发明内容

为了有效抑制多模态次同步谐振和振荡，本发明实施例提供了一种次同步阻尼控制系统。所述技术方案如下：

本发明实施例提供了一种次同步阻尼控制系统，所述系统包括：

转速检测与前置处理器、组合式模态滤波器、组合式比例移相器、模态控制信号综合器和非线性变换器；

所述转速检测与前置处理器的第一端与发电机相连，所述转速检测与前置处理器的第二端与所述组合式模态滤波器的第一端相连；

所述组合式模态滤波器的第二端与所述组合式比例移相器的第一端相连；

所述组合式比例移相器的的第二端与所述模态控制信号综合器的第一端相连；

所述模态控制信号综合器的第二端与所述非线性变换器的第一端相连。

本发明实施例提供的技术方案的有益效果是：

解决了电力系统的多模态次同步谐振和振荡问题，提高了系统的次同步稳定性，并降低了大型汽轮发电机的轴系扭振疲劳损耗。

附图说明

图1是本发明实施例1提供的一种次同步阻尼控制系统示意图；

图2是本发明实施例1提供的一种次同步阻尼控制系统控制SVC应用于发电机的结构示意图；

图3是本发明实施例2提供的一种次同步阻尼控制系统具体实施图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。

本发明实施例提供了一种次同步阻尼控制系统，通过该系统控制的SVC可以应用于存在次同步谐振和振荡的发电机，下面以其应用与汽轮发电机为例进行具体说明，本发明实施例所关注的汽轮发电机有N个(N通常小于6)次同步扭振模态，其角频率从小到大依次为ω₁，ω₃，...ω_N(通常ω₁＞12π，ω_N＜ω₀-12π，ω₀为系统额定角频率)。

该系统适用的SVC包括但不限于如下类型：

(1)三相晶闸管控制电抗器(TCR)；

(2)TCR与晶闸管投切电容器(TSC，Thyristor Switched Capacitor)的组合；

(3)TCR与无源L-C滤波器的组合；

(4)TCR与固定电容器或机械投切电容器的组合。

其中TCR采用工频移相触发控制，要求每个工频周期内晶闸管的控制频度不低于3次。SVC可接在发电机出口低压母线上或通过变压器接在发电机高压母线上。

实施例1

参见图1，本发明实施例提供了一种次同步阻尼控制系统，具体包括：转速检测与前置处理器101、组合式模态滤波器102、组合式比例移相器103、模态控制信号综合器104、非线性变换器105。

其中，转速检测与前置处理器101具体包括：

转速传感器1011，用于检测汽轮发电机轴系端的转速信号，得到转速ω，将检测到的转速ω除以额定转速ω₀进行标么化，得到标么化后的值，然后将标么化后的值减去额定转速标幺值1.0，得到轴系转速偏差值，将轴系转速偏差值作为抑制次同步谐振和振荡的系统的反馈信号，此时的轴系转速偏差值称为轴系转速偏差信号。

轴系转速偏差信号不仅包含次同步频率分量，还包含高频噪声和低频分量。

前置低通滤波器1012，用于滤除转速传感器1011得到的轴系转速偏差信号中的高频干扰信号，得到滤除了高频干扰的轴系转速偏差信号。

前置高通滤波器1013，用于对前置低通滤波器1012得到的滤除了高频干扰的轴系转速偏差信号中的低频和直流分量进行隔离，将滤除了高频干扰的轴系转速偏差信号转化为仅包含次同步频率分量的反馈信号。

需要说明的是，前置低通滤波器1012和前置高通滤波器1013没有先后的顺序关系，也可以按下面顺序执行：

前置高通滤波器1013，用于对转速传感器1011得到的轴系转速偏差信号中的低频和直流分量进行隔离，得到隔离了低频和直流分量的轴系转速偏差信号。

前置低通滤波器1012，用于滤除前置高通滤波器1013得到的隔离了低频和直流分量的轴系转速偏差信号中的高频干扰信号，得到仅包含次同步频率分量的反馈信号。

前置低通滤波器1012和前置高通滤波器1013均采用二阶巴特沃斯(Butterworth)滤波器，前置低通滤波器1012的传递函数为：

$f_L\left(s\right)=\frac{1}{1+s/{\mathrm{\ω}}_L+{(s/{\mathrm{\ω}}_L)}^2}$

其中，ω_L为待设定的低通角频率参数，其可取ω_N+4π(对应最大次同步特征频率加2Hz)和ω₀-8π(对应系统额定频率减4Hz)之间的某个值，其最佳取值为(ω₀+ω_N)/2-2π。

前置高通滤波器1013的传递函数为：

$f_H\left(s\right)=\frac{{(s/{\mathrm{\ω}}_H)}^2}{1+s/{\mathrm{\ω}}_H+{(s/{\mathrm{\ω}}_H)}^2}$

其中，ω_H为待设定的高通角频率参数，其可取8π(对应4Hz)和ω₁-4π(对应最小次同步特征频率减2Hz)之间的某个值，其最佳取值为ω₁/2+2π。

其中，组合式模态滤波器102具体包括：模态滤波器1021、模态滤波器1022、模态滤波器1023…模态滤波器102N-1和模态滤波器102N。

组合式模态滤波器102，用于对转速检测与前置处理器101得到的仅包含次同步频率分量的反馈信号，进行模态滤波，得到次同步频率模态分量信号。其每个模态滤波器具体的处理过程如下：

模态滤波器1021对转速检测与前置处理器101得到的包含次同步频率分量的反馈信号，进行模态滤波，得到次同步频率模态分量信号1；模态滤波器1022对转速检测与前置处理器101得到的包含次同步频率分量的反馈信号，进行模态滤波，得到次同步频率模态分量信号2；模态滤波器1023对转速检测与前置处理器101得到的包含次同步频率分量的反馈信号，进行模态滤波，得到次同步频率模态分量信号3……模态滤波器102N-1对转速检测与前置处理器101得到的包含次同步频率分量的反馈信号，进行模态滤波，得到次同步频率模态分量信号N-1；模态滤波器102N对转速检测与前置处理器101得到的包含次同步频率分量的反馈信号，进行模态滤波，得到次同步频率模态分量信号N。

组合式模态滤波器102由N个模态滤波器(模态滤波器1021、模态滤波器1022…模态滤波器102N)组合而成，每个模态滤波器对应一个次同步扭振模态，这样可将N个次同步扭振模态进行解耦，实现了独立模态空间控制；同时每个模态滤波器都具备足够的带宽，保证了当次同步扭振模态频率跟预设值有一定偏差时，也能顺利通过且幅值、相位波动不大，便于后续的比例-移相控制；即每个模态滤波器需兼顾选择性和鲁棒性。

模态滤波器1022、模态滤波器1023……模态滤波器102N-1，对应次同步扭振模态i＝2，3，...，N-1(即模态滤波器1022对应次同步扭振模态2、模态滤波器1023对应次同步扭振模态3…模态滤波器102N-1对应次同步扭振模态N-1)。模态滤波器1022、模态滤波器1023……模态滤波器102N-1是由1个二阶Butterworth带通滤波器和2个二阶Butterworth带阻滤波器串联构成，其传递函数为：

$f_{\mathrm{mi}}\left(s\right)=\frac{s/{\mathrm{\ω}}_i}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,i}s/{\mathrm{\ω}}_i+{(s/{\mathrm{\ω}}_i)}^2}\frac{1+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i-1})}^2}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,i-1}s/{\mathrm{\ω}}_{i-1}+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i-1})}^2}\frac{1+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i+1})}^2}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,i+1}s/{\mathrm{\ω}}_{i+1}^2+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i+1})}^2}$

其中，ω_i为次同步扭振模态i的角频率，i∈[2，N-1]；ω_i-1，ω_i+1为次同步扭振模态i的相邻次同步扭振模态的角频率；ζ_i，i为待设定的二阶Butterworth带通滤波器的阻尼率系数，其可取2π/ω_i(对应带宽为2Hz)和[min{(ω_i+1-ω_i)，(ω_i-ω_i-1)}-4π]/ω_i(对应带宽为较小的次同步扭振模态频率间隔减去2Hz再乘以2倍)之间的某个值，其较佳取值为3π/ω_i(对应带宽为3Hz)；ζ_i，i-1为待设定的二阶Butterworth带阻滤波器中带阻滤波器1的阻尼率系数，其可取π/ω_i-1(对应带宽为1Hz)和[(ω_i-ω_i-1)-4π]/ω_i-1(对应带宽为次同步扭振模态频率间隔差减去2Hz再乘以2倍)之间的某个值，其较佳取值为2π/ω_i-1(对应带宽为2Hz)；ζ_i，i+1为待设定的二阶Butterworth带阻滤波器中带阻滤波器2的阻尼率系数，其可取π/ω_i+1(对应带宽为1Hz)和[(ω_i+1-ω_i)-4π]/ω_i+1(对应带宽为次同步扭振模态频率间隔差减去2Hz再乘以2倍)之间的某个值，其较佳取值为2π/ω_i+1(对应带宽为2Hz)。

模态滤波器1021，对应次同步扭振模态1，即i＝1(对应最小的次同步扭振模态频率)，没有比i＝1对应的次同步扭振模态频率更低的相邻次同步扭振模态，模态滤波器1021可设置成以下2种情形之一：

第1种情形：由针对次同步扭振模态1的1个二阶Butterworth带通滤波器和针对次同步扭振模态2(即i＝2)、次同步扭振模态3(即i＝3)的2个二阶Butterworth带阻滤波器串联构成，相应的传递函数为：

$f_{\mathrm{mi}}\left(s\right)=\frac{s/{\mathrm{\ω}}_i}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,i}s/{\mathrm{\ω}}_i+{(s/{\mathrm{\ω}}_i)}^2}\frac{1+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i+1})}^2}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,i+1}s/{\mathrm{\ω}}_{i+1}^2+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i+1})}^2}\frac{1+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i+2})}^2}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,i+2}s/{\mathrm{\ω}}_{i+2}+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i+2})}^2}$

其中，ω_i为次同步扭振模态1的角频率；ω_i+1，ω_i+2为次同步扭振模态2、3的角频率；ζ_i，i为待设定的二阶Butterworth带通滤波器的阻尼率系数，其可取2π/ω_i(对应带宽为2Hz)和[(ω_i+1-ω_i)-4π]/ω_i(对应带宽为次同步扭振模态1和2频率间隔减去2Hz再乘以2倍)之间的某个值，其较佳取值为3π/ω_i(对应带宽为3Hz)；ζ_i，i+1为待设定的二阶Butterworth带阻滤波器中针对次同步扭振模态2的带阻滤波器的阻尼率系数，其可取π/ω_i+1(对应带宽为1Hz)和[(ω_i+1-ω_i)-4π]/ω_i+1(对应带宽为次同步扭振模态1和2频率间隔差减去2Hz再乘以2倍)之间的某个值，其较佳取值为2π/ω_i-1(对应带宽为2Hz)；ζ_i，i+2为待设定的二阶Butterworth带阻滤波器中针对次同步扭振模态3的带阻滤波器的阻尼率系数，其可取π/ω_i+2(对应带宽为1Hz)和[(ω_i+2-ω_i)-4π]/ω_i+2(对应带宽为次同步扭振模态1和3频率间隔差减去2Hz再乘以2倍)之间的某个值，其较佳取值为3π/ω_i-1(对应带宽为3Hz)。

第2种情形：由针对次同步扭振模态1的1个二阶Butterworth带通滤波器和1个针对次同步扭振模态2的二阶Butterworth带阻滤波串联构成，相应的传递函数为：

$f_{\mathrm{mi}}\left(s\right)=\frac{s/{\mathrm{\ω}}_i}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,i}s/{\mathrm{\ω}}_i+{(s/{\mathrm{\ω}}_i)}^2}\frac{1+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i+1})}^2}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,i+1}s/{\mathrm{\ω}}_{i+1}^2+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i+1})}^2}$

其中，ω_i为次同步扭振模态1的角频率；ω_i+1为次同步扭振模态2的角频率；ζ_i，i为待设定的二阶Butterworth带通滤波器的阻尼率系数，其可取2π/ω_i(对应带宽为2Hz)和[(ω_i+1-ω_i)-4π]/ω_i(对应带宽为次同步扭振模态1和2频率间隔减去2Hz再乘以2倍)之间的某个值，其较佳取值为3π/ω_i(对应带宽为3Hz)；ζ_i，i+1为待设定的二阶Butterworth带阻滤波器的阻尼率系数，其可取π/ω_i+1(对应带宽为1Hz)和[(ω_i+1-ω_i)-4π]/ω_i+1(对应带宽为次同步扭振模态1和2频率间隔差减去2Hz再乘以2倍)之间的某个值，其较佳取值为2π/ω_i-1(对应带宽为2Hz)。

模态滤波器102N，对应次同步扭振模态N，即i＝N(对应最大的次同步扭振模态频率)，没有比i＝N对应的次同步扭振模态频率更高的相邻次同步扭振模态，模态滤波器N可设置成以下3种情形之一：

第1种情形：由针对次同步扭振模态N的1个二阶Butterworth带通滤波器和针对次同步扭振模态N-1(即i＝N-1)、次同步扭振模态N-2(即i＝N-2)的2个二阶Butterworth带阻滤波器串联构成，相应的传递函数为：

$f_{\mathrm{mi}}\left(s\right)=\frac{s/{\mathrm{\ω}}_i}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,i}s/{\mathrm{\ω}}_i+{(s/{\mathrm{\ω}}_i)}^2}\frac{1+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i-1})}^2}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,i-1}s/{\mathrm{\ω}}_{i-1}^2+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i-1})}^2}\frac{1+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i-2})}^2}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,i-2}s/{\mathrm{\ω}}_{i+2}+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i-2})}^2}$

其中，ω_i为次同步扭振模态N的角频率；ω_i-1，ω_i-2为次同步扭振模态N-1、N-2的角频率；ζ_i，i为待设定的二阶Butterworth带通滤波器的阻尼率系数，其可取2π/ω_i(对应带宽为2Hz)和[(ω_i-ω_i-1)-4π]/ω_i(对应带宽为次同步扭振模态N和N-1频率间隔减去2Hz再乘以2倍)之间的某个值，其较佳取值为3π/ω_i(对应带宽为3Hz)；ζ_i，i-1为待设定的二阶Butterworth带阻滤波器中针对次同步扭振模态N-1的带阻滤波器的阻尼率系数，其可取π/ω_i-1(对应带宽为1Hz)和[(ω_i-ω_i-1)-4π]/ω_i-1(对应带宽为次同步扭振模态N和N-1频率间隔差减去2Hz再乘以2倍)之间的某个值，其较佳取值为2π/ω_i-1(对应带宽为2Hz)；ζ_i，i-2为待设定的二阶Butterworth带阻滤波器中针对次同步扭振模态N-2的带阻滤波器的阻尼率系数，其可取π/ω_i+2(对应带宽为1Hz)和[(ω_i-ω_i-2)-4π]/ω_i-2(对应带宽为次同步扭振模态N和N-2频率间隔差减去2Hz再乘以2倍)之间的某个值，其较佳取值为3π/ω_i-1(对应带宽为3Hz)。

第2种情形：

由针对次同步扭振模态N的1个二阶Butterworth带通滤波器和针对次同步扭振模态N-1的1个二阶Butterworth带阻滤波器串联构成，相应的传递函数为：

$f_{\mathrm{mi}}\left(s\right)=\frac{s/{\mathrm{\ω}}_i}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,i}s/{\mathrm{\ω}}_i+{(s/{\mathrm{\ω}}_i)}^2}\frac{1+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i-1})}^2}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,i-1}s/{\mathrm{\ω}}_{i-1}^2+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i-1})}^2}$

其中，ω_i为次同步扭振模态N的角频率；ω_i-1为次同步扭振模态N-1的角频率；ζ_i，i为待设定的二阶Butterworth带通滤波器的阻尼率系数，其可取2π/ω_i(对应带宽为2Hz)和[(ω_i-ω_i-1)-4π]/ω_i(对应带宽为次同步扭振模态N和N-1频率间隔减去2Hz再乘以2倍)之间的某个值，其较佳取值为3π/ω_i(对应带宽为3Hz)；ζ_i，i-1为待设定的二阶Butterworth带阻滤波器的阻尼率系数，其可取π/ω_i-1(对应带宽为1Hz)和[(ω_i-ω_i-1)-4π]/ω_i-1(对应带宽为次同步扭振模态N和N-1频率间隔差减去2Hz再乘以2倍)之间的某个值，其较佳取值为2π/ω_i-1(对应带宽为2Hz)。

第3种情形：由针对次同步扭振模态N的1个二阶Butterworth带通滤波器和针对次同步扭振模态N-1、系统工频模态ω₀的2个二阶Butterworth带阻滤波器串联构成，相应的传递函数为：

$f_{\mathrm{mi}}\left(s\right)=\frac{s/{\mathrm{\ω}}_i}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,i}s/{\mathrm{\ω}}_i+{(s/{\mathrm{\ω}}_i)}^2}\frac{1+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i-1})}^2}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,i-1}s/{\mathrm{\ω}}_{i-1}^2+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i-1})}^2}\frac{1+{(s/{\mathrm{\ω}}_0)}^2}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,0}s/{\mathrm{\ω}}_0+{(s/{\mathrm{\ω}}_0)}^2}$

其中，ω_i为次同步扭振模态N的角频率；ω_i-1为次同步扭振模态N-1的角频率；ζ_i，i为待设定的二阶Butterworth带通滤波器的阻尼率系数，其可取2π/ω_i(对应带宽为2Hz)和 [(ω_i-ω_i-1)-4π]/ω_i(对应带宽为次同步扭振模态N和N-1频率间隔减去2Hz再乘以2倍)之间的某个值，其较佳取值为3π/ω_i(对应带宽为3Hz)；ζ_i，i-1为待设定的二阶Butterworth带阻滤波器中针对次同步扭振模态N-1的带阻滤波器的阻尼率系数，其可取π/ω_i-1(对应带宽为1Hz)和[(ω_i-ω_i-1)-4π]/ω_i-1(对应带宽为次同步扭振模态N和N-1频率间隔差减去2Hz再乘以2倍)之间的某个值，其较佳取值为2π/ω_i-1(对应带宽为2Hz)；ζ_i，0为待设定的二阶Butterworth带阻滤波器中针对系统工频的带阻滤波器的阻尼率系数，其可取π/ω₀(对应带宽为1Hz)和[(ω₀-ω_i)-4π]/ω₀(对应带宽为工频与次同步扭振模态N频率间隔差减去2Hz再乘以2倍)之间的某个值，其较佳取值为2π/ω_i-1(对应带宽为2Hz)。

上述通过由带通滤波器和带阻滤波器构成的模态滤波器，能在滤出所关注次同步扭振模态信号的同时对相邻次同步扭振模态信号进行大幅衰减，可有效避免相邻次同步扭振模态信号的干扰，从而有利于实现独立模态控制，并兼顾多个模态的优化抑制效果。

其中，组合式比例移相器103具体包括：比例移相器1031、比例移相器1032、比例移相器1033……比例移相器103N-1和比例移相器103N。

组合式比例移相器103，用于将组合式模态滤波器102得到的次同步频率模态分量信号，转化为模态控制信号。其每个比例移相器具体的处理过程如下：

比例移相器1031对模态滤波器1021得到的次同步频率模态分量信号1的大小和相位进行调节，得到模态控制信号1；比例移相器1032对模态滤波器1022得到的次同步频率模态分量信号2的大小和相位进行调节，得到模态控制信号2；比例移相器1033对模态滤波器1023得到的次同步频率模态分量信号3的大小和相位进行调节，得到模态控制信号3……比例移相器103N-1对模态滤波器102N-1得到的次同步频率模态分量信号N-1的大小和相位进行调节，得到模态控制信号N-1；比例移相器103N对模态滤波器102N得到的次同步频率模态分量信号N的大小和相位进行调节，得到模态控制信号N。

组合式比例移相器103，由比例移相器1031、比例移相器1032…比例移相器103N组合而成，每个比例移相器对每个比例移相器相应的模态的次同步频率模态分量信号的大小和相位进行调节，得到模态控制信号。每个比例移相器的传递函数为：

$H_{\mathrm{mi}}\left(s\right)=K_{\mathrm{mi}}{\left(\frac{1-T_{\mathrm{mi}}s}{1+T_{\mathrm{mi}}s}\right)}^M$

其中，K_mi为与次同步扭振模态i对应的比例系数，i∈[1，N]；T_mi为与次同步扭振模态i对应的时间常数；指数M取1或2。

K_mi控制信号的幅值，其值越大，控制输出响应反馈信号的灵敏度越高；T_mi调节信号的相位，在本发明实施例的系统中通常取0～1秒之间的某个值，其值越大，滞后的相位角度也就越大；所设计移相环节分子和分母的时间常数相同，对应的增益总为1，即只改变了信号的相位而不改变增益。跟传统的比例移相器比较，本发明实施例的比例移相器的优点是比例和相移分别由增益和移相环节独立控制，彼此不影响，有利于实际使用时参数的调节。在实际工程中，可根据机组和电网的特性设置各个模态的参数K_mi和T_mi，以使得在不同的系统运行方式和故障情况下均能有效抑制SSR/SSO。

其中，模态控制信号综合器104具体包括：

加法器1041，用于将比例移相器1031得到的模态控制信号1、比例移相器1032得到的模态控制信号2、比例移相器1033得到的模态控制信号3......比例移相器103N-1得到的模态控制信号N-1和比例移相器103N得到的模态控制信号N相加，得到模态控制总和信号；

限幅处理器1042，用于对加法器1041得到的的模态控制总和信号进行限幅处理，得到控制电纳值ΔB_S。

其中，非线性变换器105具体包括：

TCR电纳计算单元1051，用于根据限幅处理器1042得到的控制电纳值ΔB_S、SVC的类型及结构，计算出TCR的电纳值B_r，计算函数为：

$B_r=H\left(\mathrm{\Δ}{B}_S\right)=\frac{\mathrm{\Δ}{B}_S+B_0}{1+X_T(\mathrm{\Δ}{B}_S+B_0)}-B_C$

其中，X_T是接入变压器的电抗标幺值，如果SVC直接接入机组低压母线，则X_T＝0；B₀为SVC的初始偏置电纳；B_C为SVC的等效容性电纳，对于不同类型的SVC，其值的含义具体为：

(1)三相晶闸管控制电抗器(TCR)：B_C＝0；

(2)TCR与晶闸管投切电容器(TSC，Thyristor Switched Capacitor)的组合：B_C为TSC投入电容的基波等效电纳；

(3)TCR与无源L-C滤波器的组合：B_C为无源L-C滤波器的基波等效电纳；

(4)TCR与固定电容器或机械投切电容器的组合：B_C为固定电容器或机械投切电容器投入部分的基波等效电纳。

上述所有的电抗和电纳的值均为标幺值，容量基值可取为变压器的容量或SVC的最大容量，电压基值可取为系统的额定电压，值得说明的是，基值的设置只影响控制系统内部参数的比例关系，不影响最终的控制输出和控制效果。

延迟触发角计算单元1052，用于根据TCR电纳计算单元1051得到的电纳值B_r与延迟触发角α的非线性关系式，计算得到延迟触发角α。

电纳值B_r与延迟触发角α的非线性关系式为：

$B_r=f\left(\mathrm{\α}\right)=B_{r\max }(1-\frac{2\mathrm{\α}+\sin 2\mathrm{\α}}{\mathrm{\π}}),$ $0\≤\mathrm{\α}\≤\frac{\mathrm{\π}}{2}$

其中，B_rmax为TCR可输出的最大电纳值，对应α＝0；延时触发角α以各相TCR两端基波电压π/2电角度处为起点计算；如果计算起点有变化，则可对应调整上述非线性关系式，调整方法为将上述公式中的α用新的延时触发角α′代替

$\mathrm{\α}={\mathrm{\α}}^{\′}+{\mathrm{\α}}_0-\frac{\mathrm{\π}}{2}$

其中，α₀为新的延时触发角α′所采用的计算起点对应的电压电角度。

调整电纳值B_r与延迟触发角α的非线性关系式，并不影响控制结果。

对电纳值B_r与延迟触发角α的非线性关系式进行逆变换，即可得到电纳值B_r与延迟触发角的非线性变换关系式α＝f^-1(B_r)，根据该关系式可以求得延迟触发角α。

实际应用中为方便实现，通常采取查表和插值的方法实现上述逆变换。

最后，由TCR内环控制的脉冲发生器根据延迟触发角α在适当时机触发晶闸管导通，对SVC进行控制。

参见图2，为本发明实施例所述系统控制的SVC应用于发电机的结构示意图。从图中可以看出，转速检测与前置处理器101(包括转速传感器1011、前置低通滤波器1012和前置高通滤波器1013)的第一端与发电机的第二端相连，转速检测与前置处理器101的第二端与组合式模态滤波器102(组合式模态滤波器102包括模态滤波器1021(f_m1)、模态滤波器1022(f_m2)、模态滤波器1023(f_m3)……模态滤波器102N-1(f_mN-1)和模态滤波器102N(f_mN))的第一端相连；组合式模态滤波器102的第二端与组合式比例移相器103(组合式比例移相器103包括比例移相器1031(H_m1)、比例移相器1032(H_m2)、比例移相器1033(H_m3)……比例移相器103N-1(H_mN-1)和比例移相器103N(H_mN))的第一端相连；组合式比例移相器103的的第二端与模态控制信号综合器104的第一端相连；模态控制信号综合器104的第二端与非线性变换器105的第一端相连；非线性变换器105的第二端与SVC的第一端相连；SVC的第二端与升压变压器的第一端相连；升压变压器的第二端与发电机的第一端相连。

上述，转速检测与前置处理器101的第二端具体是与模态滤波器1021的第一端、模态滤波器1022的第一端、模态滤波器1023的第一端……模态滤波器102N-1的第一端和模态滤波器102N的第一端相连；组合式模态滤波器102的第二端与组合式比例移相器103的第一端相连具体是：模态滤波器1021的第二端与比例移相器1031的第一端相连、模态滤波器1022的第二端与比例移相器1032的第一端相连、模态滤波器1023的第二端与比例移相器1033的第一端相连……模态滤波器102N-1的第二端与比例移相器103N-1的第一端相连、模态滤波器102N的第二端与比例移相器103N的第一端相连；组合式比例移相器的的第二端与模态控制信号综合器的第一端相连具体是：比例移相器1031的的第二端、比例移相器1032的的第二端、比例移相器1033的的第二端……比例移相器103N-1的的第二端和比例移相器103N的的第二端分别与模态控制信号综合器的加法器的第一端相连。

通过本发明实施例所示的系统控制SVC，可以解决电力系统的多模态次同步谐振和振荡问题，提高了系统的次同步稳定性，并降低了大型汽轮发电机的轴系扭振疲劳损耗；其中组合式模态滤波器由N个模态滤波器组合而成，每个模态滤波器对应一个次同步扭振模态，可将N个次同步扭振模态进行解耦，实现了独立模态空间控制，并可分别对所关注的次同步模态控制信号进行调节，能在各种运行方式下有效抑制多模态SSR/SSO，且适用于多种类型的SVC装置，具有良好的应用前景；另外，组合式比例移相器由N个比例移相器组成，每个比例移相器可对各个模态的次同步频率分量信号的大小和相位进行独立调节，使得在不同的系统运行方式和故障情况下SSDC均能有效抑制SSR/SSO。

实施例2

如图3所示，对于存在SSR/SSO风险的输电系统，上述实施例1所述的次同步阻尼控制系统，将按照如下步骤进行设计和实施：

301：SSR/SSO特性分析与评估

现场测定存在SSR/SSO风险的汽轮发电机轴系扭振的特性参数，该特性参数包括各个模态的频率及其机械阻尼值；收集存在SSR/SSO风险的输电系统的参数，进行近似线性化系统和非线性电磁暂态系统的建模；采用特征值分析与时域仿真相结合的方法对该输电系统的SSR/SSO特性进行评估，确定需要重点关注的次同步扭振模态。

302：次同步阻尼控制系统的离线参数设计

对于在301中确定的需要重点关注的次同步扭振模态，首先确定次同步阻尼控制系统的各滤波器(前置低通滤波器1012、前置高通滤波器1013、组合式模态滤波器102等)的参数，其次在系统模型上设计该系统各个模态的比例移相参数，即组合式比例移相器103的各个比例移相器的参数，再根据最严重故障情形下SVC能有效抑制SSR/SSO的原则确定SVC的可调容量，选择SVC的主电路类型和参数，然后确定非线性变换器105的参数。

303：次同步阻尼控制系统的工程实现

对次同步阻尼控制系统完成离线参数设计后，接着对其进行工程实现。

次同步阻尼控制系统的工程实现具体为：对传感器、通信线缆和控制器硬件/软件的选择。传感器和通信线缆可根据汽轮发电机端部测速齿轮的齿数、距离控制器的距离等实际情况进行采购；控制器硬件可在SVC原有控制器基础上通过适当扩展得到，也可基于通用的快速控制器硬件平台进行开发；控制软件可采用数字化实现，其相关技术已经非常成熟，此处不再赘述。

304：次同步阻尼控制系统的现场调试

在302中离线设计的比例移相参数是在基于对系统模型分析的基础上得到的，可作为系统的初始设定，考虑到实际运行情况与计算模型有一定差异，比例移相参数往往需要经过一定的调试和投运试验予以修正，以满足实际运行的需要。

以上实施例提供的技术方案中的全部或部分内容可以通过软件编程实现，其软件程序存储在可读取的存储介质中，存储介质例如：工业控制系统中的只读内存(ROM)、硬盘、光盘或软盘。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (17)

1.一种次同步阻尼控制系统，其特征在于，所述系统包括：转速检测与前置处理器、组合式模态滤波器、组合式比例移相器、模态控制信号综合器和非线性变换器；

所述转速检测与前置处理器的第一端与发电机相连，所述转速检测与前置处理器的第二端与所述组合式模态滤波器的第一端相连；

所述组合式模态滤波器的第二端与所述组合式比例移相器的第一端相连；

所述组合式比例移相器的的第二端与所述模态控制信号综合器的第一端相连；

所述模态控制信号综合器的第二端与所述非线性变换器的第一端相连。

2.根据权利要求1所述的次同步阻尼控制系统，其特征在于，所述组合式模态滤波器由模态滤波器1、模态滤波器2、模态滤波器3……模态滤波器N-1和模态滤波器N组合而成；

所述模态滤波器1的第一端、所述模态滤波器2的第一端、所述模态滤波器3的第一端……所述模态滤波器N-1的第一端和所述模态滤波器N的第一端与所述转速检测与前置处理器的第二端相连；

所述模态滤波器1的第二端与所述组合式比例移相器中的比例移相器1的第一端相连、所述模态滤波器2的第二端与所述组合式比例移相器中的比例移相器2的第一端相连、所述模态滤波器3的第二端与所述组合式比例移相器中的比例移相器3的第一端相连……所述模态滤波器N-1的第二端与所述组合式比例移相器中的比例移相器N-1的第一端相连、所述模态滤波器N的第二端与所述组合式比例移相器中的比例移相器N的第一端相连。

3.根据权利要求2所述的次同步阻尼控制系统，其特征在于，所述模态滤波器1对所述转速检测与前置处理器得到的包含次同步频率分量的反馈信号，进行模态滤波，得到次同步频率模态分量信号1；所述模态滤波器2对所述转速检测与前置处理器得到的包含次同步频率分量的反馈信号，进行模态滤波，得到次同步频率模态分量信号2；所述模态滤波器3对所述转速检测与前置处理器得到的包含次同步频率分量的反馈信号，进行模态滤波，得到次同步频率模态分量信号3……所述模态滤波器N-1对所述转速检测与前置处理器得到的包含次同步频率分量的反馈信号，进行模态滤波，得到次同步频率模态分量信号N-1；所述模态滤波器N对所述转速检测与前置处理器得到的包含次同步频率分量的反馈信号，进行模态滤波，得到次同步频率模态分量信号N。

4.根据权利要求3所述的次同步阻尼控制系统，其特征在于，所述模态滤波器2、所述模态滤波器3……所述模态滤波器N-1具体为：

由1个二阶巴特沃斯带通滤波器和2个二阶巴特沃斯带阻滤波器串联构成，相应的传递函数为：

$f_{\mathrm{mi}}\left(s\right)=\frac{s/{\mathrm{\ω}}_i}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,i}s/{\mathrm{\ω}}_i+{(s/{\mathrm{\ω}}_i)}^2}\frac{1+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i-1})}^2}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,i-1}s/{\mathrm{\ω}}_{i-1}+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i-1})}^2}\frac{1+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i+1})}^2}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,i+1}s/{\mathrm{\ω}}_{i+1}^2+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i+1})}^2}$

其中，ω_i为次同步扭振模态i的角频率，i∈[2，N-1]；ω_i-1，ω_i+1为所述次同步扭振模态i的相邻次同步扭振模态的角频率；ζ_i，i为所述二阶巴特沃斯带通滤波器的阻尼率系数，其取2π/ω_i和[min{(ω_i+1-ω_i)，(ω_i-ω_i-1)}-4π]/ω_i之间的某个值，其较佳取值为3π/ω_i；ζ_i，i-1为所述二阶巴特沃斯带阻滤波器中带阻滤波器1的阻尼率系数，其取π/ω_i-1和[(ω_i-ω_i-1)-4π]/ω_i-1之间的某个值，其较佳取值为2π/ω_i-1；ζ_i，i+1为所述二阶巴特沃斯带阻滤波器中带阻滤波器2的阻尼率系数，其取π/ω_i+1和[(ω_i+1-ω_i)-4π]/ω_i+1之间的某个值，其较佳取值为2π/ω_i+1。

5.根据权利要求3所述的次同步阻尼控制系统，其特征在于，所述模态滤波器1具体为：

由针对次同步扭振模态1的1个二阶巴特沃斯带通滤波器和针对次同步扭振模态2、次同步扭振模态3的2个二阶巴特沃斯带阻滤波器串联构成，相应的传递函数为：

$f_{\mathrm{mi}}\left(s\right)=\frac{s/{\mathrm{\ω}}_i}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,i}s/{\mathrm{\ω}}_i+{(s/{\mathrm{\ω}}_i)}^2}\frac{1+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i+1})}^2}{1+{2\mathrm{\ζ}}_{i,i+1}s/{\mathrm{\ω}}_{i+1}^2+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i+1})}^2}\frac{1+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i+2})}^2}{1+{2\mathrm{\ζ}}_{i,i+2}s/{\mathrm{\ω}}_{i+2}+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i+2})}^2}$

其中，ω_i为所述次同步扭振模态1的角频率；ω_i+1，ω_i+2为所述次同步扭振模态2、所述次同步扭振模态3的角频率；ζ_i，i为所述二阶巴特沃斯带通滤波器的阻尼率系数，其取2π/ω_i和[(ω_i+1-ω_i)-4π]/ω_i之间的某个值，其较佳取值为3π/ω_i；ζ_i，i+1为所述二阶巴特沃斯带阻滤波器中针对次同步扭振模态2的带阻滤波器的阻尼率系数，其取π/ω_i+1和[(ω_i+1-ω_i)-4π]/ω_i+1之间的某个值，其较佳取值为2π/ω_i-1；ζ_i，i+2为所述二阶巴特沃斯带阻滤波器中针对次同步扭振模态3的带阻滤波器的阻尼率系数，其取π/ω_i+2和[(ω_i+2-ω_i)-4π]/ω_i+2之间的某个值，其较佳取值为3π/ω_i-1。

6.根据权利要求3所述的次同步阻尼控制系统，其特征在于，所述模态滤波器1具体为：

由针对次同步扭振模态1的1个二阶巴特沃斯带通滤波器和针对次同步扭振模态2的1个二阶巴特沃斯带阻滤波器串联构成，相应的传递函数为：

$f_{\mathrm{mi}}\left(s\right)=\frac{s/{\mathrm{\ω}}_i}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,i}s/{\mathrm{\ω}}_i+{(s/{\mathrm{\ω}}_i)}^2}\frac{1+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i+1})}^2}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,i+1}s/{\mathrm{\ω}}_{i+1}^2+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i+1})}^2}$

其中，ω_i为次同步扭振模态1的角频率；ω_i+1为次同步扭振模态2的角频率；ζ_i，i为所述二阶巴特沃斯带通滤波器的阻尼率系数，其取2π/ω_i和[(ω_i+1-ω_i)-4π]/ω_i之间的某个值，其较佳取值为3π/ω_i；ζ_i，i+1为所述二阶巴特沃斯带阻滤波器的阻尼率系数，其取π/ω_i+1和[(ω_i+1-ω_i)-4π]/ω_i+1之间的某个值，其较佳取值为2π/ω_i-1。

7.根据权利要求3所述的次同步阻尼控制系统，其特征在于，所述模态滤波器N具体为：

由针对次同步扭振模态N的1个二阶巴特沃斯带通滤波器和针对次同步扭振模态N-1、次同步扭振模态N-2的2个二阶巴特沃斯带阻滤波器串联构成，相应的传递函数为：

$f_{\mathrm{mi}}\left(s\right)=\frac{s/{\mathrm{\ω}}_i}{1+{2\mathrm{\ζ}}_{i,i}s/{\mathrm{\ω}}_i+{(s/{\mathrm{\ω}}_i)}^2}\frac{1+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i-1})}^2}{1+{2\mathrm{\ζ}}_{i,i-1}s/{\mathrm{\ω}}_{i-1}^2+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i-1})}^2}\frac{1+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i-2})}^2}{1+{2\mathrm{\ζ}}_{i,i-2}s/{\mathrm{\ω}}_{i+2}+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i-2})}^2}$

其中，ω_i为所述次同步扭振模态N的角频率；ω_i-1，ω_i-2为所述次同步扭振模态N-1、所述次同步扭振模态N-2的角频率；ζ_i，i为所述二阶巴特沃斯带通滤波器的阻尼率系数，其取2π/ω_i和[(ω_i-ω_i-1)-4π]/ω_i之间的某个值，其较佳取值为3π/ω_i；ζ_i，i-1为所述二阶巴特沃斯带阻滤波器中针对次同步扭振模态N-1的带阻滤波器的阻尼率系数，其取π/ω_i-1和[(ω_i-ω_i-1)-4π]/ω_i-1之间的某个值，其较佳取值为2π/ω_i-1；ζ_i，i-2为所述二阶巴特沃斯带阻滤波器中针对次同步扭振模态N-2的带阻滤波器的阻尼率系数，其取π/ω_i-2和[(ω_i-ω_i-2)-4π]/ω_i-2之间的某个值，其较佳取值为3π/ω_i-1。

8.根据权利要求3所述的次同步阻尼控制系统，其特征在于，所述模态滤波器N具体为：

由针对次同步扭振模态N的1个二阶巴特沃斯带通滤波器和针对次同步扭振模态N-1的1个二阶巴特沃斯带阻滤波器串联构成，相应的传递函数为：

$f_{\mathrm{mi}}\left(s\right)=\frac{s/{\mathrm{\ω}}_i}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,i}s/{\mathrm{\ω}}_i+{(s/{\mathrm{\ω}}_i)}^2}\frac{1+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i-1})}^2}{1+{2\mathrm{\ζ}}_{i,i-1}s/{\mathrm{\ω}}_{i-1}^2+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i-1})}^2}$

其中，ω_i为所述次同步扭振模态N的角频率；ω_i-1为所述次同步扭振模态N-1的角频率；ζ_i，i为所述二阶巴特沃斯带通滤波器的阻尼率系数，其取2π/ω_i和[(ω_i-ω_i-1)-4π]/ω_i之间的某个值，其较佳取值为3π/ω_i；ζ_i，i-1为所述二阶巴特沃斯带阻滤波器的阻尼率系数，其取π/ω_i-1和[(ω_i-ω_i-1)-4π]/ω_i-1之间的某个值，其较佳取值为2π/ω_i-1。

9.根据权利要求3所述的次同步阻尼控制系统，其特征在于，所述模态滤波器N具体为：

由针对次同步扭振模态N的1个二阶巴特沃斯带通滤波器和针对次同步扭振模态N-1、系统工频模态ω₀的2个二阶巴特沃斯带阻滤波器串联构成，相应的传递函数为：

$f_{\mathrm{mi}}\left(s\right)=\frac{s/{\mathrm{\ω}}_i}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,i}s/{\mathrm{\ω}}_i+{(s/{\mathrm{\ω}}_i)}^2}\frac{1+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i-1})}^2}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,i-1}s/{\mathrm{\ω}}_{i-1}^2+{(s/{\mathrm{\ω}}_{i-1})}^2}\frac{1+{(s/{\mathrm{\ω}}_0)}^2}{1+2{\mathrm{\ζ}}_{i,0}s/{\mathrm{\ω}}_0+{(s/{\mathrm{\ω}}_0)}^2}$

其中，ω_i为所述次同步扭振模态N的角频率；ω_i-1为所述次同步扭振模态N-1的角频率；ζ_i，i为所述二阶巴特沃斯带通滤波器的阻尼率系数，其取2π/ω_i和[(ω_i-ω_i-1)-4π]/ω_i之间的某个值，其较佳取值为3π/ω_i；ζ_i，i-1为所述二阶巴特沃斯带阻滤波器中针对次同步扭振模态N-1的带阻滤波器的阻尼率系数，其取π/ω_i-1和[(ω_i-ω_i-1)-4π]/ω_i-1之间的某个值，其较佳取值为2π/ω_i-1；ζ_i，0为所述二阶巴特沃斯带阻滤波器中针对系统工频的带阻滤波器的阻尼率系数，其取π/ω₀和[(ω₀-ω_i)-4π]/ω₀之间的某个值，其较佳取值为2π/ω_i-1。

10.根据权利要求1或2所述的次同步阻尼控制系统，其特征在于，所述组合式比例移相器由比例移相器1、比例移相器2、比例移相器3……比例移相器N-1和比例移相器N组合而成；

所述比例移相器1的第二端、所述比例移相器2的第二端、所述比例移相器3的第二端……所述比例移相器N-1的第二端和所述比例移相器N的第二端分别与所述模态控制信号综合器中加法器的第一端相连。

11.根据权利要求3或10所述的次同步阻尼控制系统，其特征在于，所述比例移相器1对所述模态滤波器1得到的次同步频率模态分量信号1的大小和相位进行调节，得到模态控制信号1；所述比例移相器2对所述模态滤波器2得到的次同步频率模态分量信号2的大小和相位进行调节，得到模态控制信号2；所述比例移相器3对所述模态滤波器3得到的次同步频率模态分量信号3的大小和相位进行调节，得到模态控制信号3……所述比例移相器N-1对所述模态滤波器N-1得到的次同步频率模态分量信号N-1的大小和相位进行调节，得到模态控制信号N-1；所述比例移相器N对所述模态滤波器N得到的次同步频率模态分量信号N的大小和相位进行调节，得到模态控制信号N。

12.根据权利要求11所述的次同步阻尼控制系统，其特征在于，所述比例移相器1、所述比例移相器2、所述比例移相器3……所述比例移相器N-1或所述比例移相器N的传递函数为：

$H_{\mathrm{mi}}\left(s\right)=K_{\mathrm{mi}}{\left(\frac{1-T_{\mathrm{mi}}s}{1+T_{\mathrm{mi}}s}\right)}^M$

其中，K_mi为与次同步扭振模态i对应的比例系数，i∈[1，N]；T_mi为与所述次同步扭振模态i对应的时间常数；M取1或2。

13.根据权利要求1所述的次同步阻尼控制系统，其特征在于，所述非线性变换器具体包括：

TCR电纳计算单元，用于根据所述模态控制信号综合器中的限幅处理器得到的控制电纳值ΔB_S，静止无功补偿器的类型及结构，计算出TCR的电纳值B_r，计算函数为：

$B_r=H\left(\mathrm{\Δ}{B}_S\right)=\frac{\mathrm{\Δ}{B}_S+B_0}{1+X_T(\mathrm{\Δ}{B}_S+B_0)}-B_C$

其中，X_T是接入变压器的电抗标幺值；B₀为所述静止无功补偿器的初始偏置电纳；B_C为所述静止无功补偿器的等效容性电纳；

延迟触发角计算单元，用于根据所述TCR电纳计算单元得到的电纳值B_r，及所述电纳值B_r与延迟触发角α的非线性关系式 $B_r=f\left(\mathrm{\α}\right)=B_{r\max }(1-\frac{2\mathrm{\α}+\sin 2\mathrm{\α}}{\mathrm{\π}}),$ $0\≤\mathrm{\α}\≤\frac{\mathrm{\π}}{2},$ 其中，B_rmax为所述TCR可输出的最大电纳值，对应α＝0；并对所述非线性关系式进行逆变换，得到所述电纳值B_r与所述延迟触发角α的非线性变换关系式α＝f^-1(B_r)，根据所述非线性变换关系式计算得到所述延迟触发角α的值。

14.根据权利要求1所述的次同步阻尼控制系统，其特征在于，所述转速检测与前置处理器具体包括：

转速传感器，用于检测汽轮发电机轴系端的转速信号，得到转速ω，将检测到的转速ω除以额定转速ω₀进行标么化，得到标么化后的值，然后将标么化后的值减去额定转速标幺值1.0，得到轴系转速偏差值，将所述轴系转速偏差值作为后续控制的输入信号，所述轴系转速偏差值称为轴系转速偏差信号；

前置低通滤波器，用于滤除所述转速传感器得到的轴系转速偏差信号中的高频干扰信号，得到滤除了高频干扰的轴系转速偏差信号；

前置高通滤波器，用于对所述前置低通滤波器得到的滤除了高频干扰的轴系转速偏差信号中的低频和直流分量进行隔离，将滤除了高频干扰的轴系转速偏差信号转化为仅包含次同步频率分量的反馈信号。

15.根据权利要求14所述的次同步阻尼控制系统，其特征在于，所述前置低通滤波器的传递函数为：

$f_L\left(s\right)=\frac{1}{1+s/{\mathrm{\ω}}_L+{(s/{\mathrm{\ω}}_L)}^2}$

其中，ω_L为待设定的低通角频率参数，其取ω_N+4π和ω₀-8π之间的某个值，其最佳取值为(ω₀+ω_N)/2-2π。

16.根据权利要求14所述的次同步阻尼控制系统，其特征在于，所述前置高通滤波器的传递函数为：

$f_H\left(s\right)=\frac{{(s/{\mathrm{\ω}}_H)}^2}{1+s/{\mathrm{\ω}}_H+{(s/{\mathrm{\ω}}_H)}^2}$

其中，ω_H为待设定的高通角频率参数，其取8π和ω₁-4π之间的某个值，其最佳取值为ω₁/2+2π。

17.根据权利要求1或11所述的次同步阻尼控制系统，其特征在于，所述模态控制信号综合器具体包括：

加法器，用于将所述比例移相器1得到的模态控制信号1、所述比例移相器2得到的模态控制信号2、所述比例移相器3得到的模态控制信号3……所述比例移相器N-1得到的模态控制信号N-1和所述比例移相器N得到的模态控制信号N相加，得到模态控制总和信号；

限幅处理器，用于对所述加法器得到的的模态控制总和信号进行限幅处理，得到控制电纳值ΔB_S。

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