CN101286693A - 电荷泵调节器及产生一受调节的电压的方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种电荷泵调节器及产生一受调节的电压的方法，所述电荷泵调节器用以调节在一输出端上的电压，该电荷泵调节器包括：一输入端，用以连接一电源；一电荷泵，连接在所述输入端及所述输出端之间，可操作于在其内部交互地建立一充电路径及一放电路径；以及一回授回路，用以产生一输出相依回授信号；其中，该电荷泵包含至少一控流组件在该充电路径或该放电路径上，根据从该输出相依回授信号衍生的驱动信号控制其通过的电流。本发明在不增加路径串联电阻的情况下，就可以降低输入涟波和输出涟波，进而提高效能，而且整体电路所需的芯片面积较小。较低的开回路电阻也提高了电流能力。
Description
技术领域
本发明是有关一种电荷泵(charge pump)调节器，特别是关于一种高电流电荷泵调节器及产生一受调节的电压的方法。
背景技术
一个脉频调制(Pulse Frequency Modulation；PFM)电荷泵调节器，如同美国专利第6,411,531号所描述的，包括一个开关-电容网络作为电荷泵，藉一输出相依回授信号(output-dependent feedback signal)控制该些开关的切换频率，让该电容连接到电源或输出端，因而使该电容充、放电，以在该输出端产生一受调节的电压。这种电路引发输入电流产生很大的变化，造成电源电压的变化，产生不想要的低频噪声。低频噪声不易处理，需要非常大且昂贵的滤波器才能去除。
美国专利第6,411,531号也描述了另一种电荷泵调节器，其电荷泵中的开关是以固定的频率切换，该电荷泵与接地端之间增加一个可变电阻，受控于一输出相依回授信号改变其阻值。此电阻限制了该电荷泵内部电容的充电电流且降低输入电流突波，不过，放电相位时的电流突波仍大。因为充电相位时的输入电流降低，所以此电路具有较小的电源电压噪声。不过，在低频范围，例如切换频率，此电路引起的输入电流变化所产生的电源电压噪声仍大。在该电荷泵的所有开关都开路的遮蔽期间，输入电流变化也引发高频噪声。
美国专利第6,411,531号提出一种也是固定切换频率的电荷泵调节器，其在电源与电荷泵的输入端之间加入可变电阻，藉一输出相依回授信号改变该可变电阻的阻值，控制了每一个相位的输入电流，以降低引起低频噪声的电源电压扰动。然而如此一来，输入端串联电阻增加了，因而增加了能量的消耗，降低了电荷泵调节器的效能。
德州仪器(Texas Instruments)公司型号TPS6500的产品在电源与电荷泵的输入端之间加入电流源，以提供一个稳定的输入电流，因而降低输入涟波。不过该电流源仍然是在电荷泵外增加的组件。
发明内容
本发明的主要目的，在于提出一种低开回路电阻的电荷泵调节器及其调节方法。
本发明的另一目的，在于提出一种高效能的电荷泵调节器及其调节方法。
本发明的另一目的，在于提出一种低涟波的高电流电荷泵调节器及其调节方法。
本发明的另一目的，在于提出一种高电流能力的电荷泵调节器及其调节方法。
本发明的另一目的，在于提出一种低高频噪声的电荷泵调节器及其调节方法。
本发明的另一目的，在于提出一种小芯片面积的电荷泵调节器及其调节方法。
根据本发明，提供一种电荷泵调节器，用以调节在一输出端上的电压，该电荷泵调节器包括：一输入端，用以连接一电源；一电荷泵，连接在所述输入端及所述输出端之间，可操作于在其内部交互地建立一充电路径及一放电路径；以及一回授回路，用以产生一输出相依回授信号给该电荷泵。该电荷泵可操作于在其内部交互地建立一充电路径及一放电路径，且包含至少一控流组件在该充电路径或该放电路径上，根据该输出相依回授信号控制其通过的电流。该输出相依回授信号可自该输出端或负载产生。
根据本发明，还提供一种产生一受调节的电压的方法，该方法包括下列步骤：操作一电荷泵，用以在其内部交互地建立一充电路径及一放电路径，该电荷泵包含至少一控流组件在该充电路径或该放电路径上；产生一输出相依回授信号；从所述输出相依回授信号衍生一驱动信号；以及以所述驱动信号驱动所述控流组件，以控制其通过的电流。
该控流组件控制了该电荷泵对其内部电容的充电电流或放电电流，降低了输入涟波(ripple)。
该控流组件可以取代该充电路径或该放电路径上原来的开关，不必增加额外的组件，因此电路占用芯片面积较小。
没有额外增加的串联电阻在电源和该电荷泵之间或该电荷泵和接地端之间供调节输出，因此减少功率损耗，进而提高效能。
较佳情况是，该控流组件是电压控制电源，例如电压控制电压源或电压控制电流源。
另一较佳情况是，更包括一宽频高回旋率(slew rate)的缓冲器响应该输出相依回授信号驱动该控流组件，降低高频的噪声。
该电荷泵可以操作在固定切换频率下，以获得较低的输入涟波和输出涟波。
另一较佳情况是，使用多相非重叠时脉切换该电荷泵的相位，以避免击穿(shoot-through)。
本发明在不增加路径串联电阻的情况下，就可以降低输入涟波和输出涟波，进而提高效能，而且整体电路所需的芯片面积较小。较低的开回路电阻也提高了电流能力。特别地，改变电荷泵的配置便可形成不同型态的电荷泵调节器，例如升压型、反相升压型和降压型电荷泵调节器，更增加了电路设计上的弹性。
附图说明
图1是本发明的第一个实施例；
图2是图1中的驱动信号的波形图；
图3是本发明的第二个实施例；
图4是本发明的第三个实施例；
图5是本发明的第四个实施例；
图6是图5中的驱动信号的波形图；
图7是本发明的第五个实施例；
图8是本发明的第六个实施例；
图9是图8中的驱动信号的波形图；
图10是本发明的第七个实施例；
图11是本发明的第八个实施例；以及
图12是本发明产生一受调节的电压的方法的实施例。
主要组件符号说明：
10电荷泵 12输入端
14输出端 16输出电容
18分压器 20放大器
22缓冲器 24电流源
26开关 28时脉产生器
30连接器 32、34开关
36、38PMOS 40电容
42、44连接单元 46传输门
48开关 50传输门
52开关 54非重叠期间
56PMOS的栅-源极压差 58电流镜
60发光二极管 62电流源
64二极管 66电流源
68开关 70、72NMOS
74、76开关 78NMOS的栅-源极压差
80-86电压控制电源 88电容
90-96电压控制电源 98开关
100交互地建立充电路径及放电路径
200产生输出相依回受信号
212产生比例电压
214放大比例电压与参考电压之间的差值
222产生比例电流
224产生比例电压
226放大比例电压与参考电压之间的差值
300产生驱动信号
312控制晶体管产生驱动信号
322连接驱动信号到控流组件
324切断驱动信号到控流组件的路径
400驱动控流组件
410调整控流组件的跨压
420操作晶体管于线性区
500产生输出电压
600生多相非重叠时脉
具体实施方式
图1是一个1倍/2倍的升压型(boost-type)电荷泵调节器，包括电荷泵10连接在输入端12与输出端14之间，输出电容16连接在输出端14与接地端GND之间，以及其它用来操作电荷泵10的控制电路。回授回路包括电阻分压器18自输出电压VOUT产生比例电压VFB，以及放大器20放大比例电压VFB与参考电压VREF之间的差值，产生输出相依回授信号opo。缓冲器22根据回授信号opo产生驱动信号gd。在本实施例中，缓冲器22包括电流源24及PMOS 26串联在电源VIN与接地端GND之间，PMOS 26的栅极连接回授信号opo，源极提供驱动信号gd。时脉产生器28供应多相非重叠时脉Φ1及Φ2给电荷泵10及连接器30。电荷泵10包括开关32及34、控流组件36及38与电容40。开关32及34可以使用PMOS或NMOS，它们分别受时脉Φ1及Φ2切换，只用来建立或切断导通路径。控流组件36及38包括电压控制电压源(VCVS)或电压控制电流源(VCCS)，它们用来控制流过的电流，在本实施例中使用PMOS操作于线性区，其驱动信号g1及g2由连接器30的连接单元42及44分别提供。连接单元42包括传输门(transmission gate)46在相位Φ1期间将驱动信号gd连接到PMOS 36的栅极，以及开关48在非相位Φ1期间将驱动信号g1拉高到VOUT。连接单元44包括传输门50在相位Φ2期间将驱动信号gd连接到PMOS38的栅极，以及开关52在非相位Φ2期间将驱动信号g2拉高到VOUT。简单地说，在相位Φ1期间，PMOS 36及开关34导通，因而建立起充电路径，使得电源VIN对电容40充电，在相位Φ2期间，PMOS 38及开关32导通，因而建立起放电路径，使得电容40对输出端14放电。如此，通过在电荷泵10内交互地建立充电路径及放电路径，调节在输出端14上的电压VOUT。
图2显示各驱动信号的波形。多相非重叠时脉Φ1及Φ2具有非重叠期间(non-overlapping duration)54夹在相位Φ1及Φ2之间，因此开关32及34不会同时导通，PMOS 36及38也不会同时导通，以防止击穿。在本实施例中，缓冲器22的PMOS 26使得驱动信号gd比回授信号opo高出一个PMOS的栅-源极压差(VGSP)56。缓冲器22的电流源24用来避免PMOS 26的源极接地。在连接器30中，当时脉Φ1为高电平时，传输门46导通，驱动信号gd被连接到PMOS36的栅极，驱动信号g1等于驱动信号gd，位于充电路径上的PMOS 36根据驱动信号gd的大小控制电容40的充电电流。在此相位Φ1期间，时脉Φ2为低电平，传输门50不导通，因此切断驱动信号gd到PMOS 38的路径，而且开关52导通，将驱动信号g2保持在VOUT的电平，以关闭PMOS 38。反之，在放电相位Φ2期间，传输门50导通，将驱动信号gd连接到PMOS 38的栅极，控制电容40的放电电流，传输门46不导通，切断驱动信号gd到PMOS 36的路径，开关48导通，将驱动信号g1保持在VOUT的电平，以关闭PMOS 36。
图3是一个变化的实施例，其是从负载产生输出相依回授信号opo，其余电路与图1的调节器相同。此实施例的回授回路自负载电流IOUT产生比例电压VFB，再由放大器20与参考电压VREF比较而产生回授信号opo。为了产生比例电压VFB，使用电流镜58镜射电流IOUT供给负载60，在本实施例中，是以发光二极管60来作为示范，从电流镜58的输出端引出比例电压VFB。电流镜58的参考分支连接电流源62，以避免其浮接。由于VFB就是发光二极管60的跨压，所以和IOUT具有相依性。为了产生参考电压VREF，二极管64和电流源66连接在输出端14与接地端GND之间，电流源66用来避免二极管64浮接，参考电压VREF与输出电压VOUT相差一个二极管64的跨压。
图4是另一个变化的实施例，用来说明控流组件36或38可以配置在其所在路径上的不同位置，例如此图中所示的，控流组件38和开关32互换位置，其操作仍然与图1的调节器相同，信号的波形图仍然如图2所示。
改变电荷泵10中组件的配置，可以形成不同型态的电荷泵调节器，例如图5显示一个1倍/2倍的反相升压型(inverting boost-type)电荷泵调节器。因为缓冲器22的NMOS 68的缘故，所以驱动信号gd比回授信号opo低一个NMOS的栅-源极压差VGSN。控流组件70及72也使用NMOS，分别受连接单元42及44提供的驱动信号g3及g4驱动。传输门46在相位Φ1期间将驱动信号gd连接到NMOS 70的栅极，开关74在非相位Φ1期间将驱动信号g3拉低至VOUT。传输门50在相位Φ2期间将驱动信号gd连接到NMOS 72的栅极，开关76在非相位Φ2期间将驱动信号g4拉低至VOUT。开关74及76也使用NMOS。开关34和NMOS 70用来建立电容40的充电路径，开关32和NMOS 72用来建立电容40的放电路径。图6显示此调节器各驱动信号的波形图，压差78表示NMOS 68的VGSN。在相位Φ1期间，开关34被时脉Φ1打开(turn on)，开关32被时脉Φ2关闭(turn off)，NMOS 70受驱动信号gd驱动，传输门50切断驱动信号gd到NMOS 72的路径，驱动信号g4禁止NMOS 72导通，电源VIN对电容40充电，NMOS 70控制充电电流。反之，在相位Φ2期间，开关32打开，开关34关闭，NMOS 72受驱动信号gd驱动，传输门46切断驱动信号gd到NMOS 70的路径，驱动信号g3禁止NMOS 70导通，电容40放电，NMOS72控制放电电流。
图7显示一个1倍/2倍的升压型电荷泵调节器，其电荷泵10不使用切换开关建立及切断充电路径与放电路径，全部改用电压控制电源80、82、84及86，其它电路和图1的调节器相同。连接器30根据时脉Φ1及Φ2连接驱动信号gd到电压控制电源80、82、84及86，以建立充电路径或放电路径，并控制电容40的充电电流及放电电流。
图8是图7的调节器的变化实施例，电压控制电源80、82及86使用PMOS，电压控制电源84使用NMOS，回授回路使用如图3所示，自负载电流IOUT产生回授信号的电路。不过，为了同时产生控制PMOS 80、82及86和NMOS 84的驱动信号g5、g8、g7和g6，放大器20输出一对互补的回授信号opo-及opo+，缓冲器22包括二个单元分别根据回授信号opo-及opo+产生驱动信号gd-和gd+，连接器30包括四个连接单元分别用来建立及切断驱动信号gd-和gd+到NMOS 84和PMOS 80、82及86的路径。缓冲器22和连接器30内部电路的操作和前述的实施例相同，不再重述。此调节器的驱动信号如图9所示。驱动信号gd+比回授信号opo+高出一个PMOS的栅-源极压差(VGSP)56，驱动信号gd-比回授信号opo-低一个NMOS的栅-源极压差(VGSN)78。在相位Φ1期间，驱动信号gd+连接到PMOS 80的栅极，驱动信号gd-连接到NMOS 84的栅极，驱动信号gd+到PMOS 82及86的路径被切断，驱动信号g7及g8被拉高到VOUT以关闭PMOS 82及86，PMOS 80和NMOS 84建立起充电路径让电源VIN对电容40充电，且控制充电电流的大小。反之，在相位Φ2期间，驱动信号gd+控制PMOS 82及86，PMOS 80和NMOS 84被关闭，PMOS 82和NMOS 86建立起放电路径让电容40对输出端14放电，且控制放电电流的大小。
电荷泵10可以根据需要使用不同倍率的电路，例如图10显示一个1倍/
倍/
倍/
倍的升压型电荷泵调节器，包括电压控制电源80、82、84、86、90、92、94、96、开关98及电容40和88配置成的网络连接在输入端12与输出端14之间，其它电路使用前述实施例所示范的电路。这些电路的操作如前述的实施例所描述的，不再重述。改变电荷泵10内部组件的配置可以形成不同型态的电荷泵调节器，例如图11显示一个降压型(buck-type)电荷泵调节器。其操作见前述各实施例，不再重述。各种倍率和型态的电荷泵已经是此技艺之人士所熟知的，可以遵循本发明的教导依照实际需求自行变化。
如前述各实施例所示范的，虽然控流组件和开关都可以使用MOS来实现，不过后者只操作在导通和切断二个状态下，而前者可操作在线性区，根据输出电压VOUT的变化来控制流过的电流大小。利用控流组件来控制电荷泵内的电容的充电电流或放电电流，这些控流组件还可以取代已知的切换开关，因此，在不增加路径串联电阻的情况下，就可以降低输入涟波和输出涟波，进而提高效能，而且整体电路所需的芯片面积较小。较低的开回路电阻也提高了电流能力。特别地，改变电荷泵的配置便可形成不同型态的电荷泵调节器，例如升压型、反相升压型和降压型电荷泵调节器，更增加了电路设计上的弹性。
图12是本发明产生一受调节的电压的方法，该方法包括操作一电荷泵，用以在其内部交互地建立一充电路径及一放电路径(步骤100)，该电荷泵包含至少一控流组件在该充电路径或该放电路径上，产生一输出相依回授信号(步骤200)，从所述输出相依回授信号衍生一驱动信号300，以及以所述驱动信号驱动所述控流组件(步骤400)，以控制其通过的电流。产生输出相依回授信号(步骤200)包括从产生的输出电压(步骤500)产生一比例电压(步骤212)，以及放大所述比例电压与一参考电压之间的差值(步骤214)而产生所述输出相依回授信号。在一个变化的实施例中，产生输出相依回授信号(步骤200)包括从一负载电流产生一比例电流(步骤222)，响应所述比例电流的变化产生一比例电压(步骤224)，以及放大所述比例电压与一参考电压之间的差值(步骤226)而产生所述输出相依回授信号。衍生一驱动信号(步骤300)包括以该输出相依回授信号控制一晶体管以产生该驱动信号(步骤312)。在一个变化的实施例中，衍生一驱动信号(步骤300)包括在一第一相位期间连接该驱动信号到该控流组件(步骤322)，以及在一第二相位期间切断该驱动信号到该控流组件的路径(步骤324)。驱动所述控流组件(步骤400)包括调整该控流组件的跨压(步骤410)，而调整该控流组件的跨压包括操作一晶体管于一线性区(步骤420)。此外，本发明产生一受调节的电压的方法还包括产生一多相非重迭时脉(步骤600)，据以决定交互地建立所述充电路径及所述放电路径的相位，以及在所述第二相位期间以一可关闭该控流组件的电压作为该驱动信号。
以上对于本发明的较佳实施例所作的叙述是为阐明的目的，而无意限定本发明精确地为所揭露的形式，基于以上的教导或从本发明的实施例学习而作修改或变化是可能的，实施例是为解说本发明的原理以及让熟习这项技术的人以各种实施例利用本发明在实际应用上而选择及叙述，本发明的技术思想企图由权利要求范围及其均等来决定。
Claims (26)
1. 一种电荷泵调节器，用以调节在一输出端上的电压，其特征在于，该电荷泵调节器包括：
一输入端，用以连接一电源；
一电荷泵，连接在所述输入端及所述输出端之间，可操作于在其内部交互地建立一充电路径及一放电路径；以及
一回授回路，用以产生一输出相依回授信号；
其中，该电荷泵包含至少一控流组件在该充电路径或该放电路径上，根据从该输出相依回授信号衍生的驱动信号控制其通过的电流。
2. 如权利要求1所述的电荷泵调节器，其特征在于，所述电荷泵是配置成升压型电荷泵。
3. 如权利要求1所述的电荷泵调节器，其特征在于，所述电荷泵是配置成反相升压型电荷泵。
4. 如权利要求1所述的电荷泵调节器，其特征在于，所述电荷泵是降压型电荷泵。
5. 如权利要求1所述的电荷泵调节器，其特征在于，所述回授回路包括：
一分压器，用以从所述输出端上的电压产生一比例电压；以及
一放大器，用以放大所述比例电压与一参考电压之间的差值而产生所述输出相依回授信号。
6. 如权利要求1所述的电荷泵调节器，其特征在于，所述回授回路包括：
一电流镜，用以从一负载电流产生一比例电流，进而产生一比例电压；以及
一放大器，用以放大所述比例电压与一参考电压之间的差值而产生所述输出相依回授信号。
7. 如权利要求1所述的电荷泵调节器，其特征在于，该电荷泵调节器还包括一缓冲器，从所述输出相依回授信号产生所述驱动信号。
8. 如权利要求7所述的电荷泵调节器，其特征在于，所述缓冲器包括一电流源及一晶体管，该晶体管的栅极连接所述输出相依回授信号，该电流源与该晶体管串联在一起，以产生所述驱动信号。
9. 如权利要求1所述的电荷泵调节器，其特征在于，所述控流组件包括一电压控制电压源，可操作于根据所述驱动信号调整其供应的电压。
10. 如权利要求9所述的电荷泵调节器，其特征在于，所述电压控制电压源包括一晶体管，可根据所述驱动信号操作于一线性区。
11. 如权利要求1所述的电荷泵调节器，其特征在于，所述控流组件包括一电压控制电流源，可操作于根据该驱动信号调整其供应的电流。
12. 如权利要求11所述的电荷泵调节器，其特征在于，所述电压控制电流源包括一晶体管，可根据所述驱动信号操作于线性区。
13. 如权利要求1所述的电荷泵调节器，其特征在于，该电荷泵调节器还包括一连接器，用以建立或切断所述驱动信号到所述控流组件的路径。
14. 如权利要求13所述的电荷泵调节器，其特征在于，该电荷泵调节器还包括一时脉产生器，用以产生一多相非重叠时脉给所述连接器，据以控制该连接器在一第一相位期间建立所述驱动信号到所述控流组件的路径，以及在一第二相位期间切断所述驱动信号到所述控流组件的路径。
15. 如权利要求13所述的电荷泵调节器，其特征在于，所述连接器包括：
一传输门，在一第一相位期间连接所述驱动信号到所述控流组件；以及
一开关，在一第二相位期间连接一可关闭所述控流组件的电压到该控流组件。
16. 如权利要求15所述的电荷泵调节器，其特征在于，所述可关闭该控流组件的电压是该输出端上的电压。
17. 如权利要求1所述的电荷泵调节器，其特征在于，该电荷泵调节器还包括一时脉产生器，用以产生一多相非重叠时脉，据以决定交互地建立该充电路径及该放电路径的相位。
18. 一种产生一受调节的电压的方法，其特征在于，该方法包括下列步骤：
操作一电荷泵，用以在其内部交互地建立一充电路径及一放电路径，该电荷泵包含至少一控流组件在该充电路径或该放电路径上；
产生一输出相依回授信号；
从所述输出相依回授信号衍生一驱动信号；以及
以所述驱动信号驱动所述控流组件，以控制其通过的电流。
19. 如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述产生一输出相依回授信号的步骤包括下列步骤：
从所述输出端上的电压产生一比例电压；以及
放大所述比例电压与一参考电压之间的差值而产生所述输出相依回授信号。
20. 如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述产生一输出相依回授信号的步骤包括下列步骤：
从一负载电流产生一比例电流；
响应所述比例电流的变化产生一比例电压；以及
放大所述比例电压与一参考电压之间的差值而产生所述输出相依回授信号。
21. 如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述以所述驱动信号驱动所述控流组件的步骤包括调整该控流组件的跨压。
22. 如权利要求21所述的方法，其特征在于，所述调整该控流组件的跨压的步骤包括操作一晶体管于一线性区。
23. 如权利要求18所述的方法，其特征在于，该方法还包括产生一多相非重叠时脉，据以决定交互地建立所述充电路径及所述放电路径的相位。
24. 如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述从所述输出相依回授信号衍生一驱动信号的步骤包括以该输出相依回授信号控制一晶体管以产生该驱动信号。
25. 如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述从所述输出相依回授信号衍生一驱动信号的步骤包括下列步骤：
在一第一相位期间连接该驱动信号到该控流组件；以及
在一第二相位期间切断该驱动信号到该控流组件的路径。
26. 如权利要求25所述的方法，其特征在于，该方法还包括在所述第二相位期间以一可关闭该控流组件的电压作为该驱动信号。
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