CN101273525A - 具有有源后失真线性化的放大器 - Google Patents

Abstract

一种具有良好的线性及噪音性能的放大器包括第一、第二、第三及第四晶体管及一电感器。所述第一与第二晶体管耦合为第一栅地－阴地放大器对，且所述第三与第四晶体管耦合为第二栅地－阴地放大器对。所述第三晶体管的栅极耦合到所述第二晶体管的源极，且所述第四晶体管的漏极耦合到所述第二晶体管的漏极。所述第一晶体管提供信号放大。所述第二晶体管提供负载隔离且为所述第三晶体管产生中间信号。所述第三晶体管产生用于消除所述第一晶体管产生的第三阶失真分量的失真分量。所述电感器为所述第一晶体管提供源极退化且改善失真消除。所述第二及第三晶体管的大小经选择以减小增益损失且实现所述放大器的良好的线性。

Description

具有有源后失真线性化的放大器

技术领域

本发明大体来说涉及电路，且更具体来说涉及一种适合于无线通信及其它应用的放大器。

背景技术

放大器通常用于各种电子装置中以提供信号放大。此外，不同类型的放大器用于不同的用途。举例来说，无线装置可包括用于双向通信的发射机及接收机，且所述发射机可利用功率放大器(PA)且所述接收机可利用低噪声放大器(LNA)及可变增益放大器(VGA)。

LNA通常用于接收机以放大经由通信信道接收的低幅值信号。所述LNA经常是所接收信号遇到的第一有源电路且因此在几个关键方面对所述接收机的性能具有较大影响。首先，由于所述LNA的噪声被直接注入到所接收的信号中且所述LNA的增益有效地减小后续级的噪声，因此所述LNA对所述接收机的总噪声指数具有较大影响。其次，所述LNA的线性对所述接收机中的后续级的设计及所述接收机性能两者具有较大影响。所述LNA输入信号通常包括可来自外部干扰源的各种不需要的信号分量及来自共同定位发射机的泄漏。所述LNA中的非线性导致所述不需要的信号分量混合且产生可落入所需信号带宽中的交叉调制失真(XMD)。所述交叉调制失真的幅值由LNA中非线性的量决定。落入所需信号带宽中的交叉调制失真分量用作使所需信号的信杂比(SNR)降级的噪声。LNA非线性导致的SNR的降级影响后续级(且经常对其施加更加严格的要求)的设计以满足接收机的总SNR规格。因此，具有更加线性的LNA可减轻对其它阶段的性能要求，此可导致用于接收机的更低功率消耗及更小电路面积。

因此，所属技术中需要具有良好线性及噪声性能的放大器。

发明内容

本文中阐述一种使用有源后失真(APD)线性化的放大器的各种实施例。所述放大器在设计上简单，具有良好的线性及噪声性能，且适合于无线通信及其它高频率应用。举例来说，所述放大器可在无线装置中用作接收机的LNA。有源后失真还可用于使其它有源电路(例如，混合器)线性化。

在一个实施例中，一种放大器(例如，LNA)包括第一、第二、第三及第四晶体管(例如，N-FET)及电感器。所述第一与第二晶体管耦合为第一栅地-阴地放大器对，且所述第三与第四晶体管耦合为第二栅地-阴地放大器对。所述第一晶体管的源极耦合到所述电感器且其栅极接收输入(电压)信号。所述第二晶体管的源极耦合到所述第一晶体管的漏极且其漏极提供输出(电流)信号。所述第三晶体管的栅极耦合到所述第二晶体管的源极。所述第四晶体管的源极耦合到所述第三晶体管的漏极且其漏极耦合到所述第二晶体管的漏极。所述第一晶体管提供信号放大。所述第二晶体管为所述第三晶体管提供负载隔离且进一步产生中间信号。所述第三晶体管接收所述中间信号且产生用于消除所述第一晶体管产生的第三阶失真分量的失真分量。所述第四晶体管提供负载隔离。所述电感器为所述第一晶体管提供源极退化且改善所述第三阶失真的消除。在其它实施例中，可省略所述第四晶体管，且所述第三晶体管的漏极可耦合到所述第一或第二晶体管的漏极。可选择所述第二及第三晶体管的大小以减小所述放大器的增益损失及尽可能多地消除第三阶失真。

下文将进一步详细阐述本发明的各种方面及实施例。

附图说明

结合图式阅读下述详细阐述，将更明了本发明的特征及性质，在所有图式中相同的参考字符对应地进行标识。

图1显示无线装置的射频(RF)部分。

图2A、2B及2C分别显示从天线接收的信号、LNA输入信号及LNA输出信号。

图3显示具有有源后失真线性化的LNA的示意图。

图4A及4B分别显示用于低及高频率的LNA的IIP3曲线图。

图5显示用于所述LNA的等效电路。

图6显示图解说明有源后失真消除的向量图。

图7A及7B显示具有有源后失真线性化的LNA的两个额外实施例的示意图。

图8显示具有有源后失真线性化及多个增益设定值的LNA的示意图。

图9显示用P-FET实施的LNA的示意图。

具体实施方式

本文所用“实例性”一词意指“用作实例、示例或例证”。本文中阐述为“实例性”的任何实施例或设计未必解释为较其它实施例或设计优选或有利。

本文中阐述的放大器及其它线性化有源电路可用于各种应用，例如通信、网络连接、计算、消费者电子装置等等。所述线性化有源电路可用于无线通信系统中，例如码分多址(CDMA)系统、时分多址(TDMA)系统、全球移动通信系统(GSM)系统、高级移动电话系统(AMPS)系统、全球定位系统(GPS)、多输入多输出(MIMO)系统、正交频分多路复用(OFDM)系统、正交频分多址(OFDMA)系统、单载波FDMA(SC-FDMA)系统、无线局域网(WLAN)等等。所述放大器可用作LNA、VGA、PA等等。为明晰起见，下文阐述用于CDMA系统的无线装置的接收机中的LNA。所述CDMA系统可实施cdma2000、宽带CDMA(W-CDMA)及/或其它CDMA无线电接入技术。

图1显示无线装置100的射频(RF)部分的方块图。无线装置100可以是蜂窝式电话、个人数字助理(PDA)、无线调制解调器卡或用于无线通信的其它装置。无线装置100包括提供双向通信的发射机及接收机。

在发射路径上，功率放大器(PA)110接收且放大发射(TX)经调制信号且提供发射信号。将所述发射信号通过双工器120路由到且经由天线130发射到一个或多个服务的基地台。所述发射信号的一部分还通过双工器120耦合或泄漏到接收路径TX泄漏的量取决于双工器120的发射与接收端口之间的隔离，对于蜂窝式频带下的表面声波(SAW)双工器，所述隔离可以是约50分贝(dB)。更低的TX-RX隔离导致更高水平的TX泄漏。

在接收路径上，经由天线130接收含有所需信号及可能的干扰机的接收信号，将所述接收信号通过双工器120路由到且提供到LNA 140。LNA 140还接收来自所述发射路径的TX泄漏信号。因此，LNA 140的输入处的输入信号可包括所述所需信号、所述TX泄漏信号及所述干扰机。LNA放大所述输入信号且提供经放大的RF信号。SAW滤波器150对所述经放大信号进行滤波以移除带外分量(例如，所述TX泄漏信号)且提供经滤波的RF信号。混合器160频率用本地振荡器(LO)信号对所述经滤波的RF信号进行下变频且提供经下变频的信号。

图2A显示从天线130接收的信号，其包括所需信号210及干扰机220。干扰机220是不需要的信号且可对应于(例如)在AMPS系统中由附近基地台发射的信号。所述干扰机在幅值上可远远大于所述所需信号而在频率上可接近于所述所需信号。

图2B显示LNA 140的输入处的输入信号。所述输入信号含有所述接收的信号中的所需信号210及干扰机220以及来自发射路径的TX泄漏信号230。所述TX泄漏信号可相对于所述所需信号为大(尤其在无线装置100远离服务的基地台且需要以高功率电平发射以到达所述基地台时)。

图2C显示LNA 140的输出处的信号。LNA 140中的非线性可导致对TX泄漏信号230的调制与窄带干扰机220相互作用且在所述干扰机周围产生交叉调制失真240。所述交叉调制失真的一部分250(用阴影显示)可落入所述所需信号频带中。部分250用作使接收机的性能降级的额外噪声。此噪声还使接收机灵敏度降级，使得接收机可可靠地侦测的最小需要信号需要具有更大的幅值。

图3显示具有有源后失真(APD)线性化的LNA 140a的实施例的示意图。LNA 140a具有良好的线性及噪声性能且可用于图1中的LNA 140。LNA 140a包括四个N沟道场效应晶体管(N-FET)310、320、330及340，电感器350及电容器352。N-FET 310的源极耦合到电感器350的一端，其栅极接收输入电压v₁且其漏极耦合到N-FET 320的源极。电感器350的另一端耦合到电路接地。N-FET 320的栅极接收偏压v_bias且其漏极耦合到输出节点。N-FET 330的源极耦合到电路接地，其栅极耦合到电容器352的一端且其漏极耦合到N-FET 340的源极。电容器352的另一端耦合到N-FET 320的源极。N-FET 340的栅极接收偏压v_bias且其漏极耦合到所述输出节点。所述输出节点为LNA 140a提供输出电流i_out。

N-FET 310及320针对用于信号放大的主信号路径形成第一栅地-阴地放大器对。N-FET 310提供信号放大。N-FET 320为N-FET 310提供负载隔离且为N-FET 330进一步产生中间电压v₂。N-FET 330及340针对产生用于失真消除的交叉调制失真的辅助信号路径形成第二栅地-阴地放大器对。N-FET 330产生所述交叉调制失真，且N-FET340为N-FET 330提供负载隔离。电感器350提供源极退化且进一步提供窥视N-FET310的栅极的50欧姆匹配。电感器350还用于有源后失真线性化及改善失真消除。电容器352提供AC耦合。

N-FET 310具有小信号跨导g₁，其由各种因数决定，例如N-FET 310的大小(例如，长度及宽度)、N-FET 310的偏置电流、N-FET 310的栅极-对-源极电压v_gs等等。N-FET 320具有小信号跨导g₁/α，其中α是N-FET 310的跨导比N-FET 320的跨导的比率。因数α通常由N-FET 310的宽度比N-FET 320的宽度的比率决定。N-FET 330具有小信号跨导g₁/β，其中β是N-FET 310的跨导比N-FET 330的跨导的比率。因数β通常由N-FET 310的宽度比N-FET 330的宽度的比率决定。可如下所述选择因数α及β。

可如下地在低频率下实现使用有源后失真的LNA 140a的线性化。在低频率下，电感器350不起作用且被有效地短路，且输入电压v₁等于N-FET 310的v_gs电压。N-FET310的漏极电流i₁可由以下幂级数表示：

$i_1\left(v_{\mathrm{gs}}\right)=g_1\·v_{\mathrm{gs}}+g_2\·v_{\mathrm{gs}}^2+g_3\·v_{\mathrm{gs}}^3+...,---\mathrm{Eq}\left(1\right)$

其中g₂是界定第二阶非线性的强度的系数；

g₃是界定第三阶非线性的强度的系数；及

i₁(v_gs)是N-FET 310的作为v_gs的函数的漏极电流。为简明起见，在等式(1)中忽略不计高于第三阶的非线性。系数g₁、g₂及g₃由装置大小及N-FET 310的偏置电流决定。系数g₃控制低信号电平下的第三阶互调失真(MD3)且因此决定第三阶输入截取点(IIP3)，其为通常用于明确说明放大器的线性的度量。

可假设N-FET 320为线性。在此情况下，N-FET 310的漏极电压v₂(其也是N-FET330的v_gs电压)可表达为：

$v_2=-\frac{\mathrm{\α}}{g_1}\·i_1.---\mathrm{Eq}\left(2\right)$

等式(2)指示N-FET 320产生的v₂电压取决于α。N-FET 330的漏极电流i₃可由以下幂级数表示：

$i_3\left(v_2\right)=\frac{1}{\mathrm{\β}}(g_1\·v_2+g_2\·v_2^2+g_3\·v_2^3+...).---\mathrm{Eq}\left(3\right)$

等式(3)指示N-FET 330的系数与N-FET 310的系数通过β相关。

可将等式(2)代入等式(3)中，使得可将N-FET 330的漏极电流i₃表达为N-FET 310的漏极电流i₁的函数。然后，可将等式(1)代入等式(3)中，使得可将N-FET 330的漏极电流i₃表达为N-FET 310的v_gs电压的函数。由于等式(1)中的幂级数与等式(3)中的幂级数之间的相互作用，扩展的等式(3)包括针对非线性的每一阶的多个项。

组合N-FET 310及330的漏极电流以产生输出电流i_out，如下所示：

$i_{\mathrm{out}}=i_1+i_3,---\mathrm{Eq}\left(4\right)$

$=g_{1\mathrm{\Σ}}\·v_{\mathrm{gs}}+g_{2\mathrm{\Σ}}\·v_{\mathrm{gs}}^2+g_{3\mathrm{\Σ}}\·v_{\mathrm{gs}}^3+...,$

其中g_1∑及g_3∑分别是针对输出电流i_out的第一阶及第三阶幂级数系数且可表达为：

$g_{1\mathrm{\Σ}}=g_1\·(1-\frac{\mathrm{\α}}{\mathrm{\β}}),$ 及                                                               Eq(5)

$g_{3\mathrm{\Σ}}=g_3\·(1-\frac{\mathrm{\α}}{\mathrm{\β}}-\frac{{\mathrm{\α}}^3}{\mathrm{\β}})+\frac{{2g}_2^2\·{\mathrm{\α}}^2}{g_1\·\mathrm{\β}}.---\mathrm{Eq}\left(6\right)$

可忽略不计等式(4)中的项g_2∑，因为仅关心基频及第三阶非线性。

等式(5)表示LNA 140a的总增益且显示使用有源后失真线性化所导致的增益损失。具有失真消除的LNA 140a的总增益为g_1∑，而不具有失真消除的LNA的增益为g₁。增益损失(1-α/β)直接与α及β相关且可通过选择相对于α为大的β来保持为小。更大的β导致更小的增益损失但未必意指更小的失真消除。等式(6)表示输出电流i_out中的经组合第三阶失真。等式(6)中的第一项表示来自第三阶非线性的作用，且等式(6)中的第二项表示来自第二阶非线性的作用。

图4A显示在低频率下具有失真消除的LNA 140a(其中N-FET 330与340连接)的IIP3的曲线图410及不具有失真消除的LNA 140a(其中省略N-FET330及340)的IIP3的曲线图420。对于既定的装置宽度及功率消耗，可对等式(6)进行求解，使得第三阶失真分量趋近零。选择β的值以防止过多的增益损失。对于具体实例性设计，选择β等于8，且α的1.35的值提供良好的失真消除。由于等式(6)中的第二阶非线性，所述失真消除取决于偏压(其为N-FET 310的操作v_gs电压)。

LNA 140a可用于高频率应用，例如无线通信。在高频率下，电抗元件(例如，电容器及电感器)影响线性性能且进一步导致性能依赖于频率。

图5显示用于图3中的LNA 140a的简化等效电路的示意图。对于图5中所示的实施例，分别用理想的电流源510、520、530及540且分别用寄生栅极-对-源极电容器512、522、532及542对N-FET 310、320、330及340进行建模。N-FET 310、320、330及340分别具有栅极-对-源极电容C_gs1、C_gs2、C_gs3及C_gs4，且进一步分别具有栅极-对-源极电压v_gs1、v_gs2、v_gs3及v_gs4。用理想的电感器550对电感器350进行模拟。电路508建模N-FET 310的输入阻抗Z₁。

为简明起见，针对等效电路500做以下假设：

●除每一N-FET的C_gs之外，所有寄生电容可忽略；

●寄生电阻为零；

●所述N-FET的体效应可忽略；及

●LNA 140a在具有小输入信号v₁的弱非线性区域中操作。

电流源510、520及530的漏极电流可表达为：

$i_{\mathrm{ds}1}=g_1\·v_{\mathrm{gs}1}+g_2\·v_{\mathrm{gs}1}^2+g_3\·v_{\mathrm{gs}1}^3,---\mathrm{Eq}\left(7a\right)$

$i_{\mathrm{ds}2}=\frac{g_1}{\mathrm{\α}}\·v_{\mathrm{gs}2},$ 及                                        Eq(7b)

$i_{\mathrm{ds}3}=\frac{1}{\mathrm{\β}}\·(g_1\·v_{\mathrm{gs}3}+g_2\·v_{\mathrm{gs}3}^2++g_3\·v_{\mathrm{gs}3}^3),$                         Eq(7c)

其中v₂＝v_gs3＝-v_gs2。为简明起见，如由等式(7b)所示，仅考虑N-FET 310及330的非线性，且假设N-FET 320及340为线性。

在弱非线性区域中等效电路500的输出电流i_out可表达为：

其中C_n(s₁，...，s_n)是针对i_out的第n阶伏尔特拉核的拉普拉斯变换，其经常被称为第n阶非线性函数；

s＝jω是拉普拉斯变量；

s₁，...，s_n是受所述第n阶伏尔特拉核影响的频率；及

“о”表示v₁ ⁿ的每一频率分量被C_n(s₁，...，s_n)复乘。

等式(8)用于经常用于非线性分析的伏尔特拉级数。所述伏尔特拉级数包括每一阶非线性的伏尔特拉核。所述第n阶非线性对应于项v₁ ⁿ且产生n频率分量。所述第n伏尔特拉核是影响第n阶非线性产生的n频率分量的一组n系数。可通过数学推导或其它方法决定每一伏尔特拉核的系数。在等式(8)中，所述第三阶伏尔特拉核C₃(s₁，s₂，s₃)决定所关心的高频率下第三阶非线性。

N-FET 310的栅极-对-源极电压v_gs1可表达为输入电压v₁的函数，如下所示：

其中A_n(s₁，...，s_n)是针对v_gs1的第n阶伏尔特拉核的拉普拉斯变换。

如等式(7a)及(9)中所示，N-FET 310基于输入电压v₁产生非线性电流i_ds1。i_ds1电流的一部分穿过N-FET 320且产生v₂电压。如等式(7c)中所示，v₂电压产生通过N-FET330的非线性电流i_ds3。输出电流i_out等于i_ds1电流与i_ds3电流的和。

可评价等式(8)以决定所有失真分量。所关心的失真分量是那些影响IIP3的失真分量。将N-FET 310的第三阶非线性产生的失真分量示为ξ_M1。可如下地对N-FET 330的非线性产生的失真分量进行分类：

●ξ₁：N-FET 310的第二阶及第三阶非线性产生且通过因数α/β衰减的失真分量；

●ξ₂：N-FET 310的第二阶非线性乘以N-FET 330的第二阶非线性产生的失真分量；及

●ξ₃：N-FET 330的第三阶非线性产生的失真分量。

在有源后失真线性化的情况下，用N-FET 330有源地产生项ξ₁、ξ₂及ξ₃且用其消除来自N-FET 310的项ξ_M1。

项ξ₁包括N-FET 310的第二阶及第三阶非线性产生的失真分量。举例来说，N-FET310的源极处的第二谐波(2ω)可与N-FET 310的栅极处的基频(ω)混合以产生第三阶互调失真。所述第二谐波是因N-FET 310的对应于等式(7a)中的项g₂·v_gs1 ²的第二阶非线性所致。由于N-FET 310的对应于等式(7a)中的项g₃·v_gs1 ³的第三阶非线性，所述基频也可产生第三阶互调失真。来自N-FET 310的这些失真分量由N-FET 330通过等式(7c)中的g₁·v_gs3项放大且由N-FET 320与330的组合通过因数α/β衰减。

项ξ₂包括N-FET 310及330的第二阶非线性产生的失真分量。举例来说，N-FET310的第二阶非线性产生的第二谐波可与因N-FET 330的对应于等式(7c)中的项g₂·v_gs3 ²的第二阶非线性所致的基频混合以产生第三阶互调失真。

项ξ₃包括N-FET 330的第三阶非线性产生的失真分量。由于N-FET 330的对应于等式(7c)中的项g₃·v_gs3 ³的第三阶非线性，来自N-FET 310的基频可产生第三阶互调失真。

N-FET 310及330的非线性项可表达为：

ξ_M1＝g₁·A₃(s₁，s₂，s₃)+2g₂·A₁(s₁)·A₂(s₁，s₂)+g₃·A₁(s₁)·A₁(s₂)·A₁(s₃)，Eq(10)

${\mathrm{\ζ}}_1=-\frac{\mathrm{\α}}{\mathrm{\β}}\·{\mathrm{\ζ}}_{M1},---\mathrm{Eq}\left(11\right)$

${\mathrm{\ζ}}_2=\frac{g_2\·{\mathrm{\α}}^2}{\mathrm{\β}}\·[{2g}_1^2\·\stackrel{\‾}{A_1\left(s_1\right)\·A_2(s_1,s_2)}+{2g}_1\·g_2\·A_1\left(s_1\right)\·A_1\left(s_2\right)\·A_1\left(s_3\right)],$ 及Eq(12)

${\mathrm{\ζ}}_3=-\frac{g_3\·{\mathrm{\α}}^3}{\mathrm{\β}}\·g_1^3\·A_1\left(s_1\right)\·A_1\left(s_2\right)\·A_1\left(s_3\right),---\mathrm{Eq}\left(13\right)$

其中 $A_1\left(s\right)=\frac{1}{s\·L_s\·g_1+s\·C_{\mathrm{gs}1}\·(s\·L_s+Z_1\left(s\right))+1},---\mathrm{Eq}\left(14\right)$

$\stackrel{\‾}{A_1\left(s_1\right)\·A_2(s_1,s_2)}=-\frac{1}{3}\·A_1\left(s\right)\·{\left|A_1\left(s\right)\right|}^2\·A_1\left(2s\right)\·2s\·L_s\·g_2,$ 及Eq(15)

$A_3(s_1,s_2{,s}_3)=s\·L_s\·A_1^2\left(s\right)\·{\left|A_1\left(s\right)\right|}^2\·[\frac{2}{3}\·g_2^2\·A_1\left(2s\right)\·2s\·L_s-g_3].$ Eq(16)

等式(14)、(15)及(16)指示电感器350的电感包括于组成ξ₁、ξ₂及ξ₃的各个中间项中。电感器350在高频率下改善对N-FET 310产生的第三阶失真的消除。

在以上等式中，s＝jω、s₁＝jω₁、s₂＝jω₂及s₃＝jω₃是不同的紧密间隔的信号频率，其中ω≈ω₁≈ω₂≈ω₃，使得Δω＝ω₂-ω₁远远小于ω₁及ω₂。将等式(14)、(15)及(16)代入等式(10)、(11)、(12)及(13)中，且假设在ω处共轭匹配，输出电流i_out中的总第三阶失真IM3_∑可表达为：

${\mathrm{IM}3}_{\mathrm{\Σ}}=A_1\left(s\right)\·{\left|A_1\left(s\right)\right|}^2\·(1-\frac{\mathrm{\α}}{\mathrm{\β}})\·g_3\·[\frac{1}{2}-\frac{{\mathrm{\α}}^3}{\mathrm{\β}-\mathrm{\α}}]$

$-A_1\left(s\right)\·{\left|A_1\left(s\right)\right|}^2\·(1-\frac{\mathrm{\α}}{\mathrm{\β}})\·(\frac{2}{3}\·g_2^2\·A_1\left(2s\right)\·2s\·L_s\·[\frac{1}{2}+\frac{{\mathrm{\α}}^2}{\mathrm{\β}-\mathrm{\α}}\left]\right)---\mathrm{Eq}\left(17\right)$

$+2\frac{{\mathrm{\α}}^2\·g_2^2}{\mathrm{\β}\·g_1}\·A_1^3\left(s\right).$

等式(17)中的IM3_∑对应于等式(8)中的第三阶伏尔特拉核C₃(s₁，s₂，s₃)。

在等式(17)中，第一行中的项表示第三阶非线性，第二行中的项表示具有第二阶谐波的第二阶非线性，且第三行中的项表示第二阶非线性。可选择α及β的值，使得所述三种失真分量尽可能多地消失，总第三阶失真降到最低且针对LNA 140a实现最高可能的IIP3。

图6显示图解说明有源后失真的失真消除机制的向量图。项ξ₁、ξ₂及ξ₃取决于信号频率(s＝jω)、N-FET的系数g₁、g₂及g₃及退化电感L_s。如所述三项的三个向量所示，项ξ₁、ξ₂及ξ₃在既定的频率下可具有不同的幅值及相位。三个项ξ₁、ξ₂与ξ₃的和由虚线向量显示，其在幅值上应等于ξ_M1的向量而在相位上与ξ_M1的向量相反，使得总失真降到最低。

图4B显示在高频率下针对具有失真消除的LNA 140a的IIP3的曲线图430及不具有失真消除的LNA 140a的IIP3的曲线图440。对于既定的装置宽度及功率消耗，可对等式(17)进行求解以使第三阶失真分量趋近零。选择β的值以防止过多的增益损失。对于具体实例性设计，选择β等于8，且α的1.77的值提供良好的失真消除。在高频率下使失真降到最低的α值可不同于低频率下的α值。高频率的不同α值是因与第二谐波相互作用的对应于等式(17)中的第二行的第二阶非线性产生的失真分量所致。

通过有源后失真线性化，LNA 140a的噪声性能降级轻微。来自N-FET 310的噪声近似相同于来自常规的电感退化的LNA的噪声。在有源后失真线性化的情况下，N-FET 330产生呈栅极感应噪声及漏极噪声形式的额外噪声。通过增大β可减小所述额外噪声源两者，此导致较小的增益损失及噪声指数的较小降级。

图7A显示具有有源后失真线性化的LNA 140b的实施例的示意图。LNA 140b包括N-FET 310、320及330、电感器350及电容器352，其如上文针对图3所阐述地那样耦合。然而，N-FET 330的漏极直接耦合到输出节点。在LNA 140b中省略N-FET 340。LNA 140b的线性及噪声性能类似于图3中的LNA 140a的线性及噪声性能。省略N-FET 340主要影响N-FET 330的负载隔离。

图7B显示具有有源后失真线性化的LNA 140c的实施例的示意图。LNA 140c包括N-FET 310、320及330、电感器350及电容器352，其如上文针对图3所阐述地那样耦合。然而，N-FET 330的漏极直接耦合到N-FET 320的源极。在LNA 140c中省略N-FET 340。LNA 140c的线性及噪声性能类似于图3中的LNA 140a的线性及噪声性能。

图8显示具有有源后失真线性化及多个增益设定值的LNA 140d的实施例的示意图。LNA 140d包括N-FET 810、820、830及840，电感器850及电容器852，其分别以与图3中的N-FET 310、320、330及340，电感器350及电容器352相同的方式耦合。LNA 140d进一步包括提供偏压、增益控制及阻抗匹配的额外电路。

LNA 140d的偏压电路包括电流源858、N-FET 860及电阻器862、864、866及868。电流源858的一端耦合到电源V_DD且另一端耦合到N-FET 860的漏极。N-FET 860为二极管连接且其源极耦合到电路接地且其栅极耦合到其漏极。电阻器862的一端耦合到N-FET 810的栅极且另一端耦合到N-FET 860的栅极。电阻器864的一端耦合到N-FET 830的栅极且另一端耦合到N-FET 860的栅极。N-FET 810的偏置电流由(1)电流源858提供的电流及(2)N-FET 810的宽度比N-FET 860的宽度的比率决定。同样地，N-FET 830的偏置电流由(1)电流源858提供的电流及(2)N-FET 830的宽度比N-FET860的宽度的比率决定。电阻器866的一端耦合到V_DD电源且另一端耦合到N-FET 820及840的栅极。电阻器868的一端耦合到电路接地且另一端耦合到N-FET 820及840的栅极。电阻器866及868决定N-FET 820及840的栅极偏压，其不需要精确地设定。

LNA 140d的增益控制电路包括N-FET 870及880，电容器872及电阻器882、884及886。N-FET 870及880的源极耦合到N-FET 810的栅极且其栅极接收两个增益控制信号。电容器872的一端耦合到N-FET 820及840的漏极且另一端耦合到N-FET 870的漏极。电阻器882与884串联地耦合。电阻器882的一端耦合到N-FET 880的漏极且另一端耦合到电阻器884及886。电阻器884的另一端耦合到N-FET 820及840的漏极，且电阻器886的另一端耦合到电路接地。

N-FET 810、820、830及840形成增益信号路径，N-FET 870形成贯通信号路径，且N-FET 880形成衰减信号路径。基于所述两个增益控制信号随着任何既定时刻选择所述三个信号路径的一者。如果接通N-FET 870且选择所述贯通信号路径，那么所述输入信号通过N-FET 870及AC耦合电容器872到达所述LNA输出。如果接通N-FET880且选择所述衰减信号路径，那么所述输入信号穿过N-FET 880且由所述电阻器网络衰减。

输入阻抗匹配电路890耦合于RF输入与N-FET 810的栅极之间。输出阻抗匹配电路892耦合于RF输出与V_DD电源之间。每一阻抗匹配电路可包括一个或多个电感器、电容器、带线等等。匹配电路892还为N-FET 810、820、830、840及880提供偏置电流。

图9显示具有有源后失真线性化的LNA 140e的实施例的示意图。LNA 140e包括四个P沟道FET(P-FET)910、920、930及940、电感器950及电容器952。P-FET 910的源极耦合到电感器950的一端，其栅极接收输入电压v₁，且其漏极耦合到P-FET 920的源极。电感器950的另一端耦合到V_DD电源。P-FET 920的栅极接收偏压v_bias，且其漏极耦合到所述输出节点。N-FET 930的源极耦合到V_DD电源，其栅极耦合到电容器952的一端，且其漏极耦合到P-FET 940的源极。电容器952的另一端耦合到P-FET 920的源极。P-FET 940的栅极接收偏压v_bias且其漏极耦合到所述输出节点。所述输出节点为LNA 140e提供输出电流i_out。

如上所述，用于使用有源后失真使有源电路线性化的技术可用于各种类型的有源电路，例如放大器、混合器等等。由于主信号路径中的电路元件的非线性，所述有源电路的主信号路径产生失真。辅助信号路径有源地产生用于消除所述主信号路径产生的失真分量的失真分量。

本文中阐述的放大器及其它线性化有源电路可用于各种频率范围，包括基带、中频(IF)、RF等等。举例来说，所述线性化有源电路可用于无线通信通常采用的频带，例如：

●从824到894MHz的蜂窝式频带，

●从1850到1990MHz的个人通信系统(PCS)频带，

●从1710到1880MHz的数字蜂窝系统(DCS)频带，

●从890到960MHz的GSM900频带，

●从1920到2170MHz的国际移动电信2000(MT-2000)频带，及

●从1574.4到1576.4MHz的全球定位系统(GPS)频带。

本文中阐述的放大器及其它线性化有源电路可实施在以下装置中：集成电路(IC)、RF集成电路(RFIC)、专用集成电路(ASIC)、印刷电路板(PCB)、电子装置等等。还可使用以下各种IC工艺技术制作所述线性化有源电路：例如互补金属氧化物半导体(CMOS)、N沟道MOS(N-MOS)、P沟道MOS(P-MOS)、双极结型晶体管(BJT)、双极CMOS(BiCMOS)、硅锗(SiGe)、砷化镓(GaAs)等等。

提供以上对所揭示实施例的阐述以使所属领域的技术人员能够制造或使用本发明。所属领域的技术人员将易于得出对所述实施例的各种修改，且本文中界定的一般原理可适用于其它实施例，此并不背离本发明的精神或范围。因此，本文并非打算将本发明限定于本文中显示的实施例，而是赋予其与本文中揭示的原理及新特征相一致的最宽广范围。

Claims (25)

1、一种集成电路，其包含：

第一晶体管，其电耦合到电感器且操作以接收并放大输入信号；

第二晶体管，其电耦合到所述第一晶体管且操作以产生中间信号并提供输出信号；及

第三晶体管，其电耦合到所述第二晶体管且操作以接收所述中间信号并产生用于消除所述第一晶体管产生的失真分量的失真分量。

2、如权利要求1所述的集成电路，其中所述第一与第二晶体管耦合为栅地-阴地放大器对。

3、如权利要求1所述的集成电路，其中所述第三晶体管操作以产生用于消除所述第一晶体管产生的第三阶失真分量的失真分量。

4、如权利要求1所述的集成电路，其进一步包含：

第四晶体管，其电耦合到所述第二及第三晶体管且操作以提供负载隔离。

5、如权利要求1所述的集成电路，其中所述第三晶体管具有电耦合到所述第二晶体管的漏极的漏极。

6、如权利要求1所述的集成电路，其中所述第三晶体管具有电耦合到所述第一晶体管的漏极的漏极。

7、如权利要求1所述的集成电路，其中所述第一、第二及第三晶体管分别具有第一、第二及第三增益，其中所述第一及第二增益通过第一因数相关，且其中所述第一及第三增益通过第二因数相关。

8、如权利要求7所述的集成电路，其中所述第二因数经选择以减小增益损失，且其中所述第一因数经选择以消除所述第一晶体管产生的所述失真分量。

9、如权利要求7所述的集成电路，其中所述第二因数大于1，且其中所述第三增益为所述第一增益的一分数。

10、如权利要求1所述的集成电路，其中所述第一、第二及第三晶体管为N沟道场效晶体管(N-FET)。

11、如权利要求1所述的集成电路，其中所述第一、第二及第三晶体管为P沟道场效晶体管(P-FET)。

12、如权利要求1所述的集成电路，其中所述第一、第二及第三晶体管为双极结型晶体管(BJT)。

13、如权利要求1所述的集成电路，其中所述第一、第二及第三晶体管形成低噪声放大器(LNA)。

14、如权利要求1所述的集成电路，其进一步包含：

增益控制电路，其电耦合到所述第一及第二晶体管且操作以为所述第一、第二及第三晶体管形成的放大器提供增益控制。

15、如权利要求14所述的集成电路，其中所述增益控制电路包含第四晶体管，其电耦合到所述第一晶体管；及

电容器，其电耦合于所述第四晶体管与所述第二晶体管之间。

16、如权利要求14的集成电路，其中所述增益控制电路包含第四晶体管，其电耦合到所述第一晶体管；及

至少一个电阻器，其电耦合于所述第四晶体管与所述第二晶体管之间。

17、如权利要求1所述的集成电路，其中所述输入信号为码分多址(CDMA)信号。

18、一种放大器，其包含：

电感器，其操作以提供源极退化；

第一晶体管，其具有电耦合到所述电感器的源极及接收输入信号的栅极，所述第一晶体管操作以提供信号放大；

第二晶体管，其具有提供输出信号的漏极及电耦合到所述第一晶体管的漏极的源极，所述第二晶体管操作以产生中间信号；及

第三晶体管，其具有电耦合到所述第二晶体管的所述源极的栅极，所述第三晶体管操作以接收所述中间信号且产生用于消除所述第一晶体管产生的失真分量的失真分量。

19、如权利要求18所述的放大器，其进一步包含：

第四晶体管，其具有电耦合到所述第三晶体管的漏极的源极及电耦合到所述第二晶体管的所述漏极的漏极。

20、一种设备，其包含：

放大装置，其用于放大输入信号以产生具有所需分量及失真分量的第一信号；

产生装置，其用于产生具有用于消除所述放大装置产生的所述失真分量的失真分量的第二信号；及

组合装置，其用于组合所述第一及第二信号以产生已消除了所述放大装置产生的所述失真分量的输出信号。

21、如权利要求20所述的设备，其中由所述放大装置产生的所述失真分量为第三阶失真分量。

22、如权利要求20所述的设备，其进一步包含：

控制装置，其用于控制所述输出信号的增益。

23、一种用于无线装置的接收机，其包含：

低噪声放大器(LNA)，其包含

电感器，其操作以提供源极退化，

第一晶体管，其具有电耦合到所述电感器的源极且操作以提供信号放大，

第二晶体管，其具有电耦合到所述第一晶体管的漏极的源极且操作以产生中间信号，及

第三晶体管，其具有电耦合到所述第二晶体管的所述源极的栅极，所述第三晶体管可操作以接收所述中间信号且产生用于消除所述第一晶体管产生的失真分量的失真分量；

输入阻抗匹配电路，其电耦合到所述第一晶体管的栅极且为所述LNA接收输入信号；及

输出阻抗匹配电路，其电耦合到所述第二晶体管的漏极且为所述LNA提供输出信号。

24、如权利要求23所述的接收机，其中所述LNA进一步包含

第四晶体管，其具有电耦合到所述第三晶体管的漏极的源极及电耦合到所述第二晶体管的所述漏极的漏极。

25、如权利要求23所述的接收机，其中所述LNA进一步包含

增益控制电路，其电耦合到所述第一及第二晶体管且可操作以为所述LNA提供增益控制。

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