CN101272188A - 相干通信技术的快速自优化自适应信号处理方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种相干通信技术的快速自优化自适应信号处理方法和处理装置，及包含该处理装置的相干通信机。该方法包括步骤：接收信号；对信号进行相位补偿；通过分集合并器对信号进行简化输出；通过均衡器对简化输出的信号进行处理；对均衡器输出的信号进行符号判决，输出信号，同时反馈给均衡器，并生成误差信号。该装置包括：相位补偿单元、分集合并器单元、自适应判决反馈均衡器单元、误差信号单元、自适应更新控制单元依次顺序连接；所述自适应更新控制单元中采用快速自优化的最小均方算法来对相位更新、分集合并器系数更新和均衡器系数更新。本发明信号处理性能较好，误比特率较低，计算量较少，节省硬件开销。

Description

相干通信技术的快速自优化自适应信号处理方法及装置

技术领域

本发明涉及信号处理技术，特别涉及一种相干通信技术的快速自优化自适应信号处理方法及装置。

背景技术

在相干通信领域中，比如水声通信中水声信道是多途、时变和色散的信道，由于多途效应，发射端发射一个声脉冲，在接收端可以接收到多个脉冲，产生了延时扩散；又由于通信设备等载体的运动，以及信道界面和介质的运动，多种运动使这些脉冲产生多普勒频移，并产生多普勒扩散。水中声速约为1500m/s(米/秒)，上述这些运动速度与声速相比是不能被忽略的，使得多普勒扩散相当严重。由于上述原因，水声信道常称为延时和多普勒双扩散信道。并且，水声信道的特性是随时间、地点的不同而变化，它的有效带宽有限，这些都使在水声信道中传输信息更加困难。

在水声信道中高速传输信息时，一般采用水声相干通信技术，发射多相移键控(M-ary phase-shift keying，简称为MPSK)信号来进行通信。二十世纪九十年代中期水声相干接收技术有了长足的发展，比如在下述文献中公开的技术：(1)美国专利，US5844951，Dec.1，1998，J.G.Proakis，M.Stojanonic，Method and apparatusfor simulataneous beamforming and equalization.(2)M.Stojanovic，J.Catipovic，J.G.Proakis，Adpative multichannel combining and equalizationfor underwater acoustic communications，J.Acoust.Soc.Am.94(3)，pt.1，1993，1621-1631.(3)M.Stojanovic，J.A.Catipovic，J.G.Proakis，Reduced-complexity spatial and temporal processing of underwater acousticcommunication signals，J.Acoust.Soc.Am.98(2)，pt.1.1995，961-972.在这些文献中都提出了分集合并器(Diversity combiner，简写DC)和自适应判决反馈均衡器(Decision-feedback equalizer，简写DFE)联合工作的水声相干通信接收技术，其中自适应判决反馈均衡器(DFE)包括了多通道载波相位同步器(Multichannelcarrier-phase synchronizer，简写为MCPS)。在上述已有技术中，分集合并器(DC)采用常规的递推最小二乘(Recurisive least-squares，简写为RLS)算法，运算量为2N²+6N，N为滤波器阶数；判决反馈均衡器(DFE)采用的是稳定的快速横向滤波(Stable fast transversal filters，简写为SFTF)RLS算法，运算量为8N，N为滤波器阶数；多通道载波相位同步器(MCPS)采用二阶数字锁相环(Phase-lockloops，简写为PLL)。由于水声信道复杂，空间分集的通道数较多，RLS算法的滤波器阶数N较大，因此水声相干通信接收机的运算量较大。另外，二阶数字锁相环(PLL)只有两个固定的参数，自适应跟踪水声信道快速的变化的能力有限。为此，就需要寻找快速自优化的自适应信号处理方法。

二十世纪末和本世纪初朱维庆等人提出了快速自优化自适应信号处理方法，比如下述文献中公开的技术：(1)Zhu Weiqing，Wang Changhong，Zhu Min，Pan Feng，Underwater acoustic communication system of AUV，Oceans′98 Conferenceproceedings，1998，477-481；(2)中国专利，02116749.4，授权日2004，9.1，朱维庆、王长红、朱敏、潘锋，高码速率低误差概率的水声相干通信系统的信号处理方法。在上述已有技术中提出DC与DFE联合工作的水声相干通信接收机技术，其中DC中采用的是简单的求均值的运算，DFE中包括了多通道载波相位补偿器(Multichnnel carrier-phase compensator，简写为MCPC)；DFE和MCPC采用的是快速自优化的最小均方(Fast self-optimized least-mean-square，简写为FOLMS)算法，运算量为4N，N为滤波器阶数。朱维庆等人在MCPC中采用FOLMS算法，FOLMS算法性能优于数字二阶PLL，使得信号处理能快速跟踪水声信道引起的信号相位的变化。尽管朱维庆等的方案的整个算法减小了运算量，并且性能良好，但是其方案中DC采用简单的求平均值的运算仍然影响了信号处理性能的提高。

综上所述，以水声通信为例描述了目前相干通信技术中存在的不足，鉴于已有技术存在的不足，就需要运算量更小、性能更为优良的快速自优化的自适应信号处理技术。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术的不足，提供一种性能更优良、运算量更小的相干通信技术的快速自优化自适应信号处理方法及装置。

为了达到上述目的，本发明采用如下技术方案。

一种相干通信技术的快速自优化自适应信号处理方法，包括如下步骤：

1)接收信号；

2)对信号进行相位补偿；

3)通过分集合并器对信号进行简化输出；

4)通过均衡器对简化输出的信号进行处理；

5)对均衡器输出的信号进行符号判决，输出信号，同时反馈给均衡器，并生成误差信号。

在上述技术方案中，进一步地，所述步骤2)中采用快速自优化的最小均方(FOLMS)算法进行相位补偿。

在上述技术方案中，进一步地，所述步骤3)中采用快速自优化的最小均方(FOLMS)算法对信号进行简化输出。

在上述技术方案中，进一步地，所述步骤4)中均衡器采用快速自优化的最小均方(FOLMS)算法。

在上述技术方案中，进一步地，步骤2)-步骤4)中的快速自优化的最小均方算法使用步骤5)中生成的误差信号。

在上述技术方案中，进一步地，步骤2)中更新相位θ_k(n)采用如下方式：

θ_k(n+1)＝θ_k(n)+γ_k(n)Im[p_k(n)e^*(n)]；

其中，γ_k(n)按照如下方式更新：

γ_k(n+1)＝γ_k(n)+βIm(p_k(n)e^*(n))F_k(n)；

F_k(n)按照如下方式更新：

F_k(n+1)＝{1-γ_k(n)Re[p_k(n)(p_k(n)+e(n))^*]}F_k(n)+Im(p_k(n)e^*(n))。

进一步地，F_k(n)的更新方式简化为：

F_k(n+1)＝F_k(n)+γ_k(n)ζ(n)；

其中：

ζ(n)＝ζ(n)-f(n)；

ζ(n)＝Im(p_k(n)e^*(n))/γ_k(n)；

f(n)＝Re[p_k(n)(p_k(n)+e(n))^*]F_k(n)。

在上述技术方案中，进一步地，步骤3)中更新分集合并器系数c(n)采用如下方式：

c(n+1)＝c(n)+ε(n)z(n)e^*(n)；

其中，ε(n)更新方式如下：

ε(n+1)＝ε(n)+λRe[H^H(n)z(n)e^*(n)]；

H(n)更新方式如下：

H(n+1)＝[1-ε(n)z(n)z^H(n)]H(n)+z(n)e^*(n)。

进一步地，H(n)的更新方式简化为：

H(n+1)＝H(n)+ε(n)z(n)ψ(n)，

其中：

ψ(n)＝z′(n)-h(n)；

z′(n)＝e^*(n)/ε(n)；

h(n)＝z^H(n)H(n)。

在上述技术方案中，进一步地，步骤4)中更新均衡器权系数w(n)采用如下方式：

w(n+1)＝w(n)+μ(n)x(n)e^*(n)

其中：μ(n)按照如下方式更新：

μ(n+1)＝μ(n)+αRe[G^H(n)x(n)e^*(n)]；

G(n)按照如下方式更新：

G(n+1)＝[I-μ(n)x(n)x^H(n)]G(n)+x(n)e^*(n)；

进一步地，G(n)的更新方式简化为：

G(n+1)＝G(n)+μ(n)x(n)ξ(n)，

其中，

ξ(n)＝x′(n)-g(n)；

x′(n)＝e^*(n)/μ(n)；

g(n)＝x^H(n)G(n)。

在上面的公式中，Re(·)表示取数据的实部，Im(·)表示取数据的虚部，上标H、上标*和上标T分别表示共轭转置、复数共轭和转置；k＝1，...，K，表示接收阵的阵元数，n表示样本数。

一种相干通信技术的快速自优化自适应信号处理装置，包括：

相位补偿单元，用于接收输入信号并对信号进行相位补偿；

与所述相位补偿单元连接的分集合并器单元，用于对相位补偿后的信号加权优化后简化输出；

与所述分集合并器单元连接的自适应判决反馈均衡器单元，用于对信号均衡处理并输出信号；所述自适应判决反馈均衡器单元的输出信号反馈给所述自适应判决均衡器单元；

与所述自适应判决反馈均衡器单元的输出端相连接的误差信号单元；

与所述误差信号单元连接的自适应更新控制单元；

所述自适应更新控制单元与所述相位补偿单元、所述分集合并器单元和所述自适应判决反馈均衡器相连接，用于对相位补偿中相位更新、分集合并器系数更新和均衡器系数更新。

在上述技术方案中，所述自适应更新控制单元中采用快速自优化的最小均方算法(FOLMS)来对相位更新。

在上述技术方案中，所述自适应更新控制单元中采用快速自优化的最小均方算法(FOLMS)来对分集合并器系数更新。

在上述技术方案中，所述自适应更新控制单元中采用快速自优化的最小均方算法(FOLMS)来对均衡器权系数更新。

在上述技术方案中，相位θ_k(n)更新采用如下方式：

θ_k(n+1)＝θ_k(n)+γ_k(n)Im[p_k(n)e^*(n)]；

其中，γ_k(n)按照如下方式更新：

γ_k(n+1)＝γ_k(n)+βIm(p_k(n)e^*(n))F_k(n)；

F_k(n)按照如下方式更新：

F_k(n+1)＝F_k(n)+γ_k(n)ζ(n)；

其中：ζ(n)＝ζ(n)-f(n)；

ζ(n)＝Im(p_k(n)e^*(n))/γ_k(n)；

f(n)＝Re[p_k(n)(p_k(n)+e(n))^*]F_k(n)；

Re(·)表示取数据的实部，Im(·)表示取数据的虚部，上标H、上标*和上标T分别表示共轭转置、复数共轭和转置；k＝1，...，K，表示接收阵的阵元数，n表示样本数。

在上述技术方案中，分集合并器系数c(n)更新采用如下方式：

c(n+1)＝c(n)+ε(n)z(n)e^*(n)；

其中，ε(n)更新方式如下：

ε(n+1)＝ε(n)+λRe[H^H(n)z(n)e^*(n)]；

H(n)更新方式如下：

H(n+1)＝H(n)+ε(n)z(n)ψ(n)，

其中：ψ(n)＝z′(n)-h(n)；

z′(n)＝e^*(n)/ε(n)；

h(n)＝z^H(n)H(n)；

Re(·)表示取数据的实部，Im(·)表示取数据的虚部，上标H、上标*和上标T分别表示共轭转置、复数共轭和转置；k＝1，...，K，表示接收阵的阵元数，n表示样本数。

在上述技术方案中，均衡器权系数w(n)更新采用如下方式：

w(n+1)＝w(n)+μ(n)x(n)e^*(n)

其中：μ(n)按照如下方式更新：

μ(n+1)＝μ(n)+αRe[G^H(n)x(n)e^*(n)]；

G(n)按照如下方式更新：

G(n+1)＝G(n)+μ(n)x(n)ξ(n)，

其中，ξ(n)＝x′(n)-g(n)；

x′(n)＝e^*(n)/μ(n)；

g(n)＝x^H(n)G(n)；

Re(·)表示取数据的实部，Im(·)表示取数据的虚部，上标H、上标*和上标T分别表示共轭转置、复数共轭和转置；k＝1，...，K，表示接收阵的阵元数，n表示样本数。

一种相干通信机，其特征在于，包括上述快速自优化自适应信号处理装置。

与现有技术相比，本发明的有益效果在于：

本发明的相位补偿器(MCPC)、分集合并器(DC)和自适应判决反馈均衡器(DFE)均采用FOLMS算法，使得信号处理性能较好，在相同的信噪比下，误比特率较低。同时使得计算量较少，从而节省硬件开销；特别是与采用求平均值运算的分集合并器(DC)相比，本发明的分集合并器(DC)中采用FOLMS算法，使得信号处理性能较好，在相同的信噪比下，误比特率较低，同时使得计算量较少，从而节省开销。

附图说明

图1是本发明的自适应自优化相干通信接收机框图，它由MCPC，DC和DFE组成；

图2(a)-(h)分别是本发明的具体实施方式中一个应用实例的模拟计算时通道1-8的冲激响应图；

图3是本发明与已有技术的三种自适应算法性能比较，误比特率随信噪比的变化图；

图4(a)-(e)是本发明的具体实施方式中一个应用实例的不同距离的水声信道冲激响应图；图4(a)-图4(e)对应的不同距离分别为100米、500米、1000米、2000米、5000米；

图5(a)是本发明的具体实施方式中一个应用实例在1000米距离处利用本发明方法处理结果输出的星座图；图5(b)是本发明的具体实施方式中一个应用实例在1000米距离处利用已有技术处理结果输出的星座图；在图5(a)和图5(b)的星座图中K＝8，P＝4，K是声纳阵的阵元数，P是分集合并器输出的通道数；

图6是本发明的快速自优化自适应信号处理装置示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细描述：

如图1所示，本发明仍然采用DC、DFE和MCPC联合工作的方式构成水声相干通信处理装置，但是本发明的特点是DC、DFE和MCPC都采用FOLMS算法，改进了朱维庆等人以前的工作，在那里DC采用的是简单的求均值的运算。

按照图1所示的信号处理过程，接收信号采用空间分集技术，假设有k＝{1，2，...，K}个接收阵元，接收到的信号由K个通道相位补偿器进行相位补偿，K个通道输入信号经分集合并器优化加权后简化成P个(P≤K)通道输出信号，送给均衡器处理，再完成符号判决输出，输出要反馈给均衡器，并且输出要形成误差信号反馈给相位补偿处理、分集合并器处理和均衡器处理过程。因此，通信机的接收结构中需要自适应更新的参数有：

{θ_k}_k＝1 ^K：载波相位估计，包含K个元素；

{c_p}_p＝1 ^P：分集合并器系数向量，共有P个向量，每个向量包含k＝1，...，K个元素，记作c_k，p；

{a_p}：均衡器第p个前向滤波器系数，阶数为N，由-N₁变到N₂，p＝1，...P；

{b}：反馈滤波器系数，阶数为M；

这些参数均以最小均方误差(MMSE)为准则使用统一的误差信号 $e\left(n\right)=d\left(n\right)-\hat{d}\left(n\right)$ 进行更新。

作为具体实施方式，本发明的相干通信技术的快速自优化自适应信号处理方法包括如下步骤：

1、通信机的接收前端接收信号；假设有k＝{1，2，...，K}个接收阵元，接收到信号为v₁，......，v_K；

2、对接收到的信号进行相位补偿；如图1所示，经载波相位补偿后，K通道输入信号可以表示为：

$V\left(n\right)=[V_1\left(n\right)e^{-j{\mathrm{\θ}}_1}\·\·\·V_K\left(n\right)e^{-j{\mathrm{\θ}}_K}]---\left(1\right)$

其中，

$V_k\left(n\right)=\left[\begin{array}{c}{v}_k(\mathrm{nT}+N_{1}T/2)\\ .\\ .\\ .\\ v_k(\mathrm{nT}-N_{2}T/2)\end{array}\right]---\left(2\right)$

符号判决器的输入为：

$\hat{d}\left(n\right)=p\left(n\right)-q\left(n\right)=p\left(n\right)-b^H\tilde{d}\left(n\right)---\left(3\right)$

这里，b^H＝[b₁…b_M]^*为反馈滤波器系数矢量， $\tilde{d}\left(n\right)={[\tilde{d}(n-1)\·\·\·\tilde{d}(n-M)]}^T;$ p(n)为均衡器P路前向通道输出之和，表达式为

$p\left(n\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{k,p}^{*}{a}_p^H{V}_k\left(n\right)e^{-j{\mathrm{\θ}}_k}=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{p}_k\left(n\right)---\left(4\right)$

$p_k\left(n\right)=\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{k,p}^{*}{a}_p^H{V}_k\left(n\right)e^{-j{\mathrm{\θ}}_k}---\left(5\right)$

采用FOLMS算法，载波相位更新公式如下

θ_k(n+1)＝θ_k(n)+γ_k(n)Im[p_k(n)e^*(n)]                            (6)

γ_k(n+1)＝γ_k(n)+βIm(p_k(n)e^*(n))F_k(n)                           (7)

F_k(n+1)＝{1-γ_k(n)Re[p_k(n)(p_k(n)+e(n))^*]}F_k(n)+Im(p_k(n)e^*(n))    (8)

为了简化公式(8)，建立如下公式(9)-(11)：

f(n)＝Re[p_k(n)(p_k(n)+e(n))^*]F_k(n)                                (9)

ζ(n)＝Im(p_k(n)e^*(n))/γ_k(n)                                     (10)

ζ(n)＝ζ(n)-f(n)                                                (11)

则式(8)简化为：

F_k(n+1)＝F_k(n)+γ_k(n)ζ(n)                                       (12)

其中，γ_k(n)是FOLMS的步长，它本身也进行最小均方(least-mean-square，简称LMS)自适应运算，它的步长为β，β是由技术人员根据精度要求来设定，比如1e-6；F_k(n)是更新步长因子时用到的中间变量；Re(·)表示取数据的实部，Im(·)表示取数据的虚部，上标H、上标*和上标T分别表示共轭转置、复数共轭和转置，公式(6)、(7)、(9)~(12)共同构成了用于相位补偿的FOLMS算法，简写为FOLMSPC算法。

3、通过分集合并器对信号进行简化输出；

下面推导分集合并器系数的更新公式。为了推导分集合并器和判决反馈均衡器参数自适应更新公式，首先需要知道二者各自等效的输入矢量，它们分别是

$u\left(n\right)=\left[\begin{array}{c}V\left(n\right)c_1^{*}\\ .\\ .\\ .\\ V\left(n\right)c_P^{*}\end{array}\right]$ 和 $z\left(n\right)=\left[\begin{array}{c}{V}^T\left(n\right)a_1^{*}\\ .\\ .\\ .\\ V^T\left(n\right)a_P^{*}\end{array}\right]---\left(13\right)$

使用式(13)的均衡器前向通道输出可以写成如下两种形式

$p\left(n\right)=\left[\begin{array}{ccc}{a}_1^H& ...& a_P^H\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}V\left(n\right)c_1^{*}\\ .\\ .\\ .\\ V\left(n\right)c_P^{*}\end{array}\right]=a^{H}u\left(n\right)---\left(14\right)$

$p\left(n\right)=\left[\begin{array}{ccc}{c}_1^H& ...& c_P^H\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}^T\left(n\right)a_1^{*}\\ .\\ .\\ .\\ V^T\left(n\right)a_P^{*}\end{array}\right]=c^{H}z\left(n\right)---\left(15\right)$

本发明采用快速自优化LMS算法更新分集合并器系数，其更新公式由z(n)和误差e(n)确定，得到分集合并器系数更新公式为：

c(n+1)＝c(n)+ε(n)z(n)e^*(n)                  (16)

ε(n+1)＝ε(n)+λRe[H^H(n)z(n)e^*(n)]          (17)

H(n+1)＝[1-ε(n)z(n)z^H(n)]H(n)+z(n)e^*(n)     (18)

为了简化公式(18)，建立如下公式(19)-(21)：

h(n)＝z^H(n)H(n)                              (19)

z′(n)＝e^*(n)/ε(n)                          (20)

ψ(n)＝z′(n)-h(n)                           (21)

则公式(18)简化为：

H(n+1)＝H(n)+ε(n)z(n)ψ(n)                  (22)

其中，ε(n)是FOLMS的步长，它本身也进行LMS自适应运算，它的步长为λ，λ是由技术人员根据精度要求来设定，比如1e-4；H(n)是更新步长因子时用到的中间变量；公式(16)、(17)、(19)~(22)共同构成了用于分集合并器系数更新的FOLMS算法，简写为FOLMSDC算法。

4、通过自适应判决反馈均衡器对简化输出的信号进行处理；

判决反馈均衡器前馈和反馈系数同时更新，均衡器系数记作：

$w\left(n\right)=\left[\begin{array}{c}a\left(n\right)\\ -b\left(n\right)\end{array}\right]---\left(23\right)$

综合考虑判决反馈均衡器前向输入u(n)和反馈输入

得到复合输入矢量：

$x\left(n\right)=\left[\begin{array}{c}u\left(n\right)\\ \tilde{d}\left(n\right)\end{array}\right]---\left(24\right)$

判决反馈均衡器权系数w(n)更新公式由x(n)和误差e(n)确定，更新算法采用FOLMS算法，并把它推广到判决反馈均衡器，同时考虑相位补偿器系数和分集合并器系数的影响，得到判决反馈均衡器权系数w(n)的更新公式如下：

w(n+1)＝w(n)+μ(n)x(n)e^*(n)                 (25)

μ(n+1)＝μ(n)+αRe[G^H(n)x(n)e^*(n)]         (26)

G(n+1)＝[I-μ(n)x(n)x^H(n)]G(n)+x(n)e^*(n)    (27)

为了简化公式(27)，建立如下公式(28)-(30)：

g(n)＝x^H(n)G(n)                             (28)

x′(n)＝e^*(n)/μ(n)                         (29)

ξ(n)＝x′(n)-g(n)                          (30)

则公式(27)可简化为：

G(n+1)＝G(n)+μ(n)x(n)ξ(n)                 (31)

其中，μ(n)是FOLMS的步长，它本身也进行LMS自适应运算，它的步长为α，α是由技术人员根据精度要求来设定，比如1e-3；G(n)是更新步长因子时用到的中间变量；公式(25)、(26)、(28)~(31)共同构成了DFE系数更的FOLMS算法，简写为FOLMS算法。

5、对均衡器输出的信号进行符号判决，输出

反馈给均衡器的反馈滤波器系数b，并生成误差信号 $e\left(n\right)=d\left(n\right)-\hat{d}\left(n\right),$ 用于前述步骤中相位补偿处理、分集合并器系数更新和均衡器系数更新。

在上面的实施方式中，本发明的相位补偿器(MCPC)、分集合并器(DC)和自适应判决反馈均衡器(DFE)均采用FOLMS算法，不但信号处理性能良好，而且使得计算量较少，从而节省硬件开销。这些优点可以通过下面的应用实例得以体现。

仿真试验采用的声学参数见表1。模拟的八通道冲激响应函数如图2(a)-(h)所示，图中纵坐标表示冲激响应函数的幅度，横坐标表示符号间隔数。模拟计算结果见图3，图中纵坐标表示误比特率，横坐标表示信噪比，噪声为高斯白噪声。图3中的每一个点均是50次模拟计算结果的平均值。

表1试验参数设定

载频	fc＝10KHz
		带宽	5KHz
接收阵元(通道)	K＝8
		合并器输出通道数	P＝4
发射信号	QPSK

已有技术中朱维庆等人的算法简称为方法1，图3中由圆圈符号形成的曲线FOLMS+FOLMSPE表示，误比特率最高，运算量居中，为480。已有技术中J.G Proakis等人的算法简称为方法2，图3中由三角符号形成的曲线RLSDC+SFTF+PLL表示，其中RLSDC表示采用RLS算法的分集合并器，它也用SFTF算法，则误比特率居中，计算量最大，为572。本发明的方法称方法3，图3中由星号形成的曲线FOLMSDC+FOLMS+FOLMSPC表示，则误比特率最小，运算量最小，为432。方法3与方法2相比，不但性能好，而且计算量小了近三分之一。如果方法2中分集合并器采用常规的RLS算法，与方法3相比，性能还要差，运算量还要大。

如图6所示，基于上述具体实施方式提供的快速自优化自适应信号处理方法，来制作一种相干通信技术的快速自优化自适应信号处理装置，包括：

相位补偿单元10，用于接收输入信号并对信号进行相位补偿；

与所述相位补偿单元10连接的分集合并器单元11，用于对相位补偿的信号加权优化后简化输出；

与所述分集合并器单元11连接的自适应判决反馈均衡器单元12，用于对信号均衡处理并输出信号；所述自适应判决反馈均衡器单元12的输出信号反馈给所述自适应判决反馈均衡器单元12；

与所述自适应判决反馈均衡器单元12的输出端相连接的误差信号单元13；

与所述误差信号单元13连接的自适应更新控制单元14；

所述自适应更新控制单元14与所述相位补偿单元10、所述分集合并器单元11和所述自适应判决反馈均衡器12相连接，用于对相位补偿中相位更新、分集合并器系数更新和均衡器系数更新；

所述自适应更新控制单元14中采用快速自优化的最小均方算法(FOLMS)来对相位更新、分集合并器系数更新和均衡器系数更新，具体是：

相位θ_k(n)更新采用如下方式：

θ_k(n+1)＝θ_k(n)+γ_k(n)Im[p_k(n)e^*(n)]；

其中，γ_k(n)按照如下方式更新：

γ_k(n+1)＝γ_k(n)+βIm(p_k(n)e^*(n))F_k(n)；

F_k(n)按照如下方式更新：

F_k(n+1)＝F_k(n)+γ_k(n)ζ(n)；

其中：ζ(n)＝ζ(n)-f(n)；

ζ(n)＝Im(p_k(n)e^*(n))/γ_k(n)；

f(n)＝Re[p_k(n)(p_k(n)+e(n))^*]F_k(n)；

Re(·)表示取数据的实部，Im(·)表示取数据的虚部，上标H、上标*和上标T分别表示共轭转置、复数共轭和转置；k＝1，...，K，表示接收阵的阵元数，n表示样本数。

分集合并器系数c(n)更新采用如下方式：

c(n+1)＝c(n)+ε(n)z(n)e^*(n)；

其中，ε(n)更新方式如下：

ε(n+1)＝ε(n)+λRe[H^H(n)z(n)e^*(n)]；

H(n)更新方式如下：

H(n+1)＝H(n)+ε(n)z(n)ψ(n)，

其中：ψ(n)＝z′(n)-h(n)；

z′(n)＝e^*(n)/ε(n)；

h(n)＝z^H(n)H(n)；

Re(·)表示取数据的实部，Im(·)表示取数据的虚部，上标H、上标*和上标T分别表示共轭转置、复数共轭和转置；k＝1，...，K，表示接收阵的阵元数，n表示样本数。

均衡器权系数w(n)更新采用如下方式：

w(n+1)＝w(n)+μ(n)x(n)e^*(n)

其中：μ(n)按照如下方式更新：

μ(n+1)＝μ(n)+αRe[G^H(n)x(n)e^*(n)]；

G(n)按照如下方式更新：

G(n+1)＝G(n)+μ(n)x(n)ξ(n)，

其中，ξ(n)＝x′(n)-g(n)；

x′(n)＝e^*(n)/μ(n)；

g(n)＝x^H(n)G(n)；

Re(·)表示取数据的实部，Im(·)表示取数据的虚部，上标H、上标*和上标T分别表示共轭转置、复数共轭和转置；k＝1，...，K，表示接收阵的阵元数，n表示样本数。

利用上面所描述的快速自优化自适应信号处理装置，制作一种相干通信机，该通信机包括上述快速自优化自适应信号处理装置。本发明的快速自优化自适应信号处理方法和装置，以及包括本发明的快速自优化自适应信号处理装置的相干通信机的一些优点由下面的具体实例得以体现。

基于本发明的水声相干通信机样机在中国东部千岛湖进行了湖试实验，试验参数设定参见表1。本次试验的最远距离为5000米，不同距离信道冲激响应如图4(a)-(e)所示，图4中纵坐标表示冲激响应的幅度；右坐标表示单个通道冲激响应持续的时间，以符号数为单位；左坐标表示不同的通道(通道1至通道8)。由图4(c)可知，在1000米的距离上信道多径最为严重，方法3和方法2在1000米距离试验结果分别示于图5(a)和(b)，图5(a)和(b)表示信号的星座图。由图5(a)和(b)可见，本发明提出的方法3在P＝4的情况下获得了误比特率为1.65×10^-5的实验结果，明显好于方法2取得的误比特率为5.43×10^-3的结果。

最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制。尽管参照实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，都不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (10)

1. 一种相干通信技术的快速自优化自适应信号处理方法，包括如下步骤：

1)接收信号；

2)对信号进行相位补偿；

3)通过分集合并器对信号进行简化输出；

4)通过均衡器对简化输出的信号进行处理；

5)对均衡器输出的信号进行符号判决，输出信号，同时反馈给均衡器，并生成误差信号。

2. 根据权利要求1所述相干通信技术的快速自优化自适应信号处理方法，所述步骤2)中采用快速自优化的最小均方算法进行相位补偿；所述步骤4)中均衡器采用快速自优化的最小均方算法进行均衡器系数更新。

3. 根据权利要求2所述相干通信技术的快速自优化自适应信号处理方法，所述步骤3)中采用快速自优化的最小均方算法对信号进行简化输出。

4. 根据权利要求1所述相干通信技术的快速自优化自适应信号处理方法，步骤2)-步骤4)中的快速自优化的最小均方算法使用步骤5)中生成的误差信号。

5. 根据权利要求1所述相干通信技术的快速自优化自适应信号处理方法，步骤2)中更新相位θ_k(n)采用如下方式：

θ_k(n+1)＝θ_k(n)+γ_k(n)Im[p_k(n)e^*(n)]；

其中，γ_k(n)按照如下方式更新：

γ_k(n+1)＝γ_k(n)+βIm(p_k(n)e^*(n))F_k(n)；

F_k(n)按照如下方式更新：

F_k(n+1)＝F_k(n)+γ_k(n)ζ(n)；

其中：ζ(n)＝ζ(n)-f(n)；

ζ(n)＝Im(p_k(n)e^*(n))/γ_k(n)；

f(n)＝Re[p_k(n)(p_k(n)+e(n))^*]F_k(n)；

Re(·)表示取数据的实部，Im(·)表示取数据的虚部，上标H、上标*和上标T分别表示共轭转置、复数共轭和转置；k＝1，...，K，表示接收阵的阵元数，n表示样本数。

6. 根据权利要求5所述相干通信技术的快速自优化自适应信号处理方法，步骤3)中更新分集合并器系数c(n)采用如下方式：

c(n+1)＝c(n)+ε(n)z(n)e^*(n)；

其中，ε(n)更新方式如下：

ε(n+1)＝ε(n)+λRe[H^H(n)z(n)e^*(n)]；

H(n)更新方式如下：

H(n+1)＝H(n)+ε(n)z(n)ψ(n)，

其中：ψ(n)＝z′(n)-h(n)；

z′(n)＝e^*(n)/ε(n)；

h(n)＝z^H(n)H(n)；

Re(·)表示取数据的实部，Im(·)表示取数据的虚部，上标H、上标*和上标T分别表示共轭转置、复数共轭和转置；k＝1，...，K，表示接收阵的阵元数，n表示样本数。

7. 根据权利要求6所述相干通信技术的快速自优化自适应信号处理方法，步骤4)中更新均衡器权系数w(n)采用如下方式：

w(n+1)＝w(n)+μ(n)x(n)e^*(n)

其中：μ(n)按照如下方式更新：

μ(n+1)＝μ(n)+αRe[G^H(n)x(n)e^*(n)]；

G(n)按照如下方式更新：

G(n+1)＝G(n)+μ(n)x(n)ξ(n)，

其中，ξ(n)＝x′(n)-g(n)；

x′(n)＝e^*(n)/μ(n)；

g(n)＝x^H(n)G(n)；

Re(·)表示取数据的实部，Im(·)表示取数据的虚部，上标H、上标*和上标T分别表示共轭转置、复数共轭和转置；k＝1，...，K，表示接收阵的阵元数，n表示样本数。

8. 一种相干通信技术的快速自优化自适应信号处理装置，包括：

相位补偿单元，用于接收输入信号并对信号进行相位补偿；

与所述相位补偿单元连接的分集合并器单元，用于对相位补偿后的信号加权优化后简化输出；

与所述分集合并器单元连接的自适应判决反馈均衡器单元，用于对信号均衡处理并输出信号；所述自适应判决反馈均衡器单元的输出信号反馈给所述自适应判决均衡器单元；

与所述自适应判决反馈均衡器单元的输出端相连接的误差信号单元；

与所述误差信号单元连接的自适应更新控制单元；

所述自适应更新控制单元与所述相位补偿单元、所述分集合并器单元和所述自适应判决反馈均衡器相连接，用于对相位补偿中相位更新、分集合并器系数更新和均衡器系数更新。

9. 根据权利要求8所述相干通信技术的快速自优化自适应信号处理装置，所述自适应更新控制单元中采用快速自优化的最小均方算法来对相位更新、分集合并器系数更新和均衡器系数更新。

10. 一种相干通信机，其特征是，包括权利要求9所述的快速自优化自适应信号处理装置。

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