CN101257249A - 用瞬时并联补偿技术消除直流开关电源输出高频纹波的方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种用瞬时并联补偿技术消除直流开关电源输出高频纹波的方法，在直流开关电源输出端，与LC滤波电路的滤波电感并联一个辅助补偿电感，并且将直流开关电源中DC/DC变换器的高频脉冲变压器改造成多绕组变压器或者在直流开关电源中与DC/DC变换器的高频脉冲变压器并联辅助变压器，产生一组辅助电源，使得补偿电感与滤波电感的电流波动方向相反，实现瞬时并联补偿，补偿电感和滤波电感的电流波动一增一减相互抵消，使得输出负载电流无波动，从而消除直流开关电源输出电压的高频纹波。由于直流开关电源的输出电流由滤波电感和补偿电感共同承担，降低单个电感的制作难度。且各变压器或绕组变压器共同承担输出电流或功率，不明显增大变压器容量或体积。

Description

用瞬时并联补偿技术消除直流开关电源输出高频纹波的方法

技术领域

本发明涉及一种消除直流开关电源输出高频纹波的方法，特别是一种用瞬时并联补偿技术消除直流开关电源输出高频纹波的方法，属于电学领域。

背景技术

加速器励磁电源和雷达电源等精密设备需要高性能的直流稳压电源供电，特别是要求超低纹波。因此在小功率场合往往采用高性能的线性直流电源，而在中大功率场合涉及到效率问题就必须选用直流开关电源，所以超低纹波是直流开关电源的发展方向之一。开关电源输出纹波产生的原因主要有输入电源低频波动(整流滤波中的输入交流电源噪声)、高频纹波、共模噪声、控制环路附加噪声等，针对直流开关电源输出中的高频纹波，多是采用加大滤波参数或多级滤波的方法来尽量减小高频纹波满足输出指标要求，但不能完全消除高频纹波。有文献指出两电感有耦合的Cuk变换器通过两个电感的相互耦合可以把Cuk变换器的输入、输出电流波动、纹波减小到任意程度。但是Cuk变换器用于能量转换的电容器需要耐受极大的纹波电流，功率开关管和二极管的电流和电压容量都要大一些，因而器件成本比较高。有文献提出一种组合式低纹波开关电源方案，但电路采用两级串联结构，输出多级滤波，电路成本也较高，且只适宜于输出高压小功率的场合。有文献用无源滤波器和有源滤波器构成的混合滤波器方案实现输出电流低纹波，但该方案的电路结构和控制策略都较复杂，还需要检测纹波电压，这也会带来移相误差，并且滤波电感参数都较大。有文献根据Cuk电路的磁集成原理，提出了一种“带互感器的输出零纹波”整流滤波电路，是假设储能电容为无限大而得到的。但在实际应用过程中，储能电容的值总是有限的。因此，在实际电路中，总是存在一定的输出纹波。也有文献采用输出倍流整流电路来减小输出纹波，但倍流整流只有在占空比为百分之五十时才能实现零纹波，显然不适宜于电路调整的情况。从直流开关电源的原理可知，由于其输出端LC滤波电路中滤波电感的电流有波动，使得滤波电容的电流也是波动的，从而使得电容两端电压或输出电压有纹波。可以通过提高开关频率和增大滤波参数减小输出高频纹波。但考虑开关损耗、整机成本等因素不能无限地提高开关频率或增大滤波参数。因此直流开关电源总是存在高频纹波，该纹波严重制约直流开关电源在更广泛范围的应用。

发明内容

为了克服上述现有技术的不足，本发明提供一种用瞬时并联补偿技术消除直流开关电源输出高频纹波的方法，该方法简单，在滤波电感电流连续时，在占空比D＝0～1范围内实现输出电压无高频纹波。

实现本发明目的采用的技术方案是：一种用瞬时并联补偿技术消除直流开关电源输出高频纹波的方法，在直流开关电源输出端与LC滤波电路的滤波电感并联一个辅助补偿电感，并且将直流开关电源中DC/DC变换器的高频脉冲变压器改造成多绕组变压器，产生一组辅助电源，使得补偿电感的电流波动与滤波电感的电流波动方向相反，实现瞬时并联补偿，补偿电感和滤波电感的电流波动一增一减相互抵消，使得输出负载电流无波动，从而消除直流开关电源输出电压的高频纹波。

另一种用瞬时并联补偿技术消除直流开关电源输出高频纹波的方法，在直流开关电源输出端与LC滤波电路的滤波电感并联一个辅助补偿电感，并且在直流开关电源中与DC/DC变换器的高频脉冲变压器并联辅助变压器，产生一组辅助电源，使得补偿电感的电流波动与滤波电感的电流波动方向相反，实现瞬时并联补偿，补偿电感和滤波电感的电流波动一增一减相互抵消，使得输出负载电流无波动，从而消除直流开关电源输出电压的高频纹波。

直流开关电源输出端的滤波电感和补偿电感并联，且在宽范围内，补偿电感的电流波动与滤波电感的电流波动方向相反，实现瞬时并联补偿，二者电流波动一增一减相互抵消，使得输出负载电流无波动，从而消除了直流开关电源输出电压的高频纹波。

将DC/DC变换器的高频脉冲变压器改造为多绕组变压器或与DC/DC变换器的高频脉冲变压器并联辅助变压器产生一组辅助电源，当补偿电感和滤波电感相等时，使得补偿电感的输入电压为补偿电感的输入电压为2倍负载电压(2U₀)或者为2倍负载电压与滤波电感输入电压(U_s1)的电压差(2U₀-U_s1)，使得补偿电感的电流波动与滤波电感的电流波动方向相反，实现瞬时并联补偿，二者电流波动一增一减相互抵消，使得输出负载电流无波动，从而消除了直流开关电源输出电压的高频纹波。

本发明的优点：

1.由于直流开关电源输出端的补偿电感的电流波动与滤波电感的电流波动方向相反，实现瞬时并联补偿，二者电流波动一增一减相互抵消，使得输出负载电流无波动，从而可以大大减小滤波电容容量，甚至取消滤波电容。

2.由于直流开关电源的输出电流由滤波电感和补偿电感共同承担，降低单个电感的制作难度。

3.并联的各变压器或多绕组变压器的各绕组共同承担输出电流或功率，不明显增大变压器容量或体积。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的说明。

图1是本发明瞬时并联补偿原理电路图。

图2是图1的补偿波形示意图。

图3是本发明使用多绕组变压器的电路图。

图4是本发明使用并联辅助变压器的电路图。

图5是图3和图4的时序波形图。

图6是本发明用于正激变换器的电路图。

具体实施方式

图1所示是本发明瞬时并联补偿原理电路图，在直流开关电源输出端，LC滤波电路的滤波电感L₁并联一个辅助补偿电感L₂，VD₁给滤波电感的电流i_L1提供续流通路，C为滤波电容，R为等效负载。U_s1是滤波电感的输入电压，U_s2是补偿电感的辅助输入电压。本实施例中取滤波电感L₁和补偿电感L₂两电感量相等，即

L₁＝L₂＝L            (1)

从图2所示的瞬时并联补偿原理的补偿波形示意图中i_L1的波形可以看出，滤波电感的电流i_L1是波动的，这就需要补偿电感L₂提供补偿电流i_L2去抵消i_L1的波动。滤波电感电流i_L1和补偿电感电流i_L2的平均值都等于负载电流I₀的一半，通过调整占空比就可以改变负载电流。滤波电感的电流i_L1和补偿电感的电流i_L2都有两个工作状态。

状态1(t₀-t₁)：

滤波电感L₁上电流i_L1增大，则补偿电感L₂上电流i_L2减小，两者的斜率应互为负数，则有如下关系：

$U_{L1}=U_{s1}-U_0=L_1\frac{{\mathrm{di}}_{L1}}{\mathrm{dt}}---\left(2\right)$

$U_{L2}=U_{s2}-U_0=L_2\frac{{\mathrm{di}}_{L2}}{\mathrm{dt}}---\left(3\right)$

并且要满足

$\frac{{\mathrm{di}}_{L2}}{\mathrm{dt}}=-\frac{{\mathrm{di}}_{L1}}{\mathrm{dt}}---\left(4\right)$

由式(1)、(2)和式(3)、(4)可得

U_s2＝2U₀-U_s1         (5)

滤波电感L₁上电流i_L1的增大量

${\mathrm{\Δi}}_{L1+}=\frac{U_{s1}-U_0}{L_1}\mathrm{DT}---\left(6\right)$

而补偿电感L₂上电流i_L2的减小量

${\mathrm{\Δi}}_{L2-}=\frac{U_{s2}-U_0}{L_2}\mathrm{DT}---\left(7\right)$

状态2(t₁-t₂)：

滤波电感L₁的电流i_L1在减小，则补偿电感L₂的电流i_L2应该在增大，二者的斜率也应互为负数，则有如下关系：

$-U_0=L_1\frac{{\mathrm{di}}_{L1}}{\mathrm{dt}}---\left(8\right)$

$U_{L2}=U_{s2}-U_0=L_2\frac{{\mathrm{di}}_{L2}}{\mathrm{dt}}---\left(9\right)$

并且要满足

$\frac{{\mathrm{di}}_{L2}}{\mathrm{dt}}=-\frac{{\mathrm{di}}_{L1}}{\mathrm{dt}}---\left(10\right)$

由式(1)、(8)和式(9)、(10)可得

U_s2＝2U₀            (11)

滤波电感L₁上电流i_L1的减小量

${\mathrm{\Δi}}_{L1-}=\frac{-U_0}{L_1}(1-D)T---\left(12\right)$

而补偿电感L₂上电流i_L2的增大量

${\mathrm{\Δi}}_{L2+}=\frac{U_{s2}-U_0}{L_2}(1-D)T---\left(13\right)$

由式(4)和(10)可以得到

$\frac{d(i_{L1}+i_{L2})}{\mathrm{dt}}=0---\left(14\right)$

从式(14)可知，滤波电感和补偿电感的电流之和(i_L1+i_L2)为稳定值，无高频纹波。

在稳态工作时，滤波电感或补偿电感的电流波动在一个周期内的增加量等于减小量，由式(6)、(12)和式(5)、(7)、(9)、(11)可以得到

U₀＝DU_s1              (15)

由此可见，满足式(1)-(5)、(8)-(11)、(14)，就使得滤波电感和补偿电感的电流波动一增一减而相互抵消，从而使得负载输出电流无高频纹波，输出电压也就无高频纹波；如式(15)所示，调整工作占空比就可以调整直流输出电压的大小。

如图3所示：在直流开关电源输出端，与LC滤波电路的滤波电感L₁并联一个辅助补偿电感L₂，并且将直流开关电源中DC/DC变换器的高频脉冲变压器改造成多绕组变压器，即N_p1是高频脉冲变压器的初级，N_s1、N_s2、N_s3是高频脉冲变压器的次级。C是滤波电容，L₃C₃是辅助滤波电路。N_s3、VD₃、VD₄、L₃、C₃构成辅助电源，产生辅助的直流电压2U₀，该电压(2U₀＝2DU_s1)也随占空比D变化。图中a、c两点间的电压U_ac等于式(5)和式(11)中的U_s2。

图5为图3所示电路的时序波形图。从图5所示波形可以看出，在稳态时电路有两个工作状态，具体分析如下：

状态1(t₀-t₁)：

初级绕组N_p1的电压U_p1为正，则在次级，U_VD2＝U_s1，滤波电感L₁的电流i_L1在增大，满足方程：

$U_{s1}-U_0=L_1\frac{{\mathrm{di}}_{L1}}{\mathrm{dt}}---\left(16\right)$

U_ba＝U_s1，U_bc＝2U₀，则

U_ac＝U_bc-U_ba＝2U₀-U_s1                  (17)

补偿电感L₂的电流i_L2在减小，满足

$U_{\mathrm{ac}}-U_0=U_0-U_{s1}=L_2\frac{{\mathrm{di}}_{L2}}{\mathrm{dt}}---\left(18\right)$

根据式(1)，式(16)和(18)相加，则有

$L\frac{d(i_{L1}+i_{L2})}{\mathrm{dt}}=0---\left(19\right)$

式(19)说明滤波电感和补偿电感的电流之和(i_L1+i_L2)为稳定值，无高频波动。

状态2(t₁-t₂)：

初级绕组N_p1的电压U_p1＝0，则在次级，U_VD2＝U_s1＝0，滤波电感L₁的电流i_L1减小，满足方程：

$-U_0=L_1\frac{{\mathrm{di}}_{L1}}{\mathrm{dt}}---\left(20\right)$

U_ba＝0，U_bc＝2U₀，则

U_ac＝U_bc-U_ba＝2U₀               (21)

补偿电感L₂的电流i_L2增大，满足

$U_{\mathrm{ac}}-U_0=U_0=L_2\frac{{\mathrm{di}}_{L2}}{\mathrm{dt}}---\left(22\right)$

根据式(1)，式(20)和(22)相加，则得到式(19)，这也说明了该状态滤波电感和补偿电感的电流之和(i_L1+i_L2)为稳定值，无高频纹波。

从上面的分析可以看出，当电路工作在稳态时，滤波电感和补偿电感的电流之和(i_L1+i_L2)为稳定值，输出电流无纹波，从而实现了输出电压无高频纹波。

如图4所示：在直流开关电源输出端，与LC滤波电路的滤波电感L₁并联一个辅助补偿电感L₂，并且在直流开关电源中与DC/DC变换器的高频脉冲变压器并联辅助变压器。N_p1、N_p2、N_p3分别是高频脉冲变压器的初级，N_s1、N_s2、N_s3分别是高频脉冲变压器的次级。C是滤波电容，L₃C₃是辅助滤波电路。N_s3、VD₃、VD₄、L₃、C₃构成辅助电源，产生辅助的直流电压2U₀，该电压(2U₀＝2DU_s1)也随占空比D变化。图中a、c两点间的电压U_ac等于式(5)和式(11)中的U_s2。

在中小功率容量，为不失一般性可以将上述瞬时并联补偿电路用于正激变换器，如图6所示，同时采用PWM控制技术实现对功率开关管的控制。图中N_s4和VD₅构成高频变压器磁通复位电路。

Claims (3)

1.一种用瞬时并联补偿技术消除直流开关电源输出高频纹波的方法，其特征在于：在直流开关电源输出端，与LC滤波电路的滤波电感并联一个辅助补偿电感，并且将直流开关电源中DC/DC变换器的高频脉冲变压器改造成多绕组变压器，产生一组辅助电源，使得补偿电感的电流波动与滤波电感的电流波动方向相反，实现瞬时并联补偿，补偿电感和滤波电感的电流波动一增一减相互抵消，使得输出负载电流无波动，从而消除直流开关电源输出电压的高频纹波。

2.一种用瞬时并联补偿技术消除直流开关电源输出高频纹波的方法，其特征在于：在直流开关电源输出端，与LC滤波电路的滤波电感并联一个辅助补偿电感，并且在直流开关电源中与DC/DC变换器的高频脉冲变压器并联辅助变压器，产生一组辅助电源，使得补偿电感的电流波动与滤波电感的电流波动方向相反，实现瞬时并联补偿，补偿电感和滤波电感的电流波动一增一减相互抵消，使得输出负载电流无波动，从而消除直流开关电源输出电压的高频纹波。

3.根据权利要求1或2所述用瞬时并联补偿技术消除直流开关电源输出高频纹波的方法，其特征在于：当滤波电感和补偿电感容量相等时，补偿电感的输入电压为2倍负载电压(2U₀)或者为2倍负载电压与滤波电感输入电压(U_s1)的电压差(2U₀-U_s1)。

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