CN101237303A - 数据传送的方法、系统以及发送机、接收机 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种数据传送方法，该方法包括：发送数据时，分层空时码发送机将各子层信号分别延时不同的时间后发送；接收数据时，接收机检测匹配滤波后输出的信号向量，并获取传送的数据流。另外，本发明还公开了一种相应的系统、发送机以及接收机。本发明应用于无线通信网络中传送数据，接收机侧可采用较简单、易行的算法，例如迫零(ZF)算法进行检测，而不受接收天线的限制，即接收天线的数目不再需要大于或者等于发射天线的数目，对于一些由于体积等因素的限制，不能配置与发端一样多甚至更多的天线的收端，也可采用较简单、易行的ZF算法对接收数据进行检测。

Description

数据传送的方法、系统以及发送机、接收机

技术领域

本发明涉及无线通信领域，尤其涉及一种无线通信中数据传送的方法、系统以及发送机、接收机。

背景技术

随着人们对信息需求的增长，要求无线通信系统不仅提供传统的语音业务，而且还要提供各种图像音频和视频等数字多媒体业务，这些新业务的开展要求下一代的无线通信系统必须能够提供更高的传输速率和更好的传输性能，而与传输速率以及传输性能息息相关的通信系统的频率就显得尤其重要，为了提高无线通信系统的频率，往往采用通过多天线技术来提高系统的信道容量，无线通信系统可以在数据的传送中采用垂直分层空时码(Vertical BLAST，V-BLAST)技术。

无线通信系统进行数据传送时，往往由发送机发送数据，在接收机侧采用检测算法进行检测，基于不同现有技术的发送机，对接收机侧所采用的检测算法提出了各种各样的限制条件，下面进行详细说明。

首先对接收机通常采用的算法进行说明。以发送机侧采用V-BLAST发射结构为例，相应的接收机侧通常采用V-BLAST的常规检测算法，例如最大似然(Maximum Likelihood，ML)、迫零(Zero Forcing，ZF)、连续干扰抵消(Successive Interference Canceling，SIC)或者预订连续干扰波抵消(Ordered SIC，OSI)等算法进行检测。其中，ML的性能最好，但是ML算法的复杂度以发射天线数目的指数级增加，工程实现相当困难；ZF算法复杂度较低；SIC与OSIC是在复杂度与检测性能之间进行折中的干扰抵消算法。因此，综合考虑接收机侧往往倾向于采用较简单的ZF、SIC与OSIC检测算法。

目前，采用V-BLAST发射结构的发送机是将M_t个串行的数据流空间复用到M_t个发射天线上同时发送。基于这种数据发送方法，接收机侧若想采用较简单的ZF、SIC与OSIC算法，则必须满足接收天线数M_r不少于发射天线数M_t。

另外，目前还有一种将扩频技术与多天线技术结合的技术，即在发送机侧对同一组的用户分配相同的扩频码，不同组的用户分配不同的扩频码加以区别，然后再将M_t个串行的数据流空间复用到M_t个发射天线上同时发送。基于这一现有技术，在接收机侧若想采用较简单的ZF、SIC与OSIC算法，虽然不要求接收天线数M_r不少于发射天线数M_t，但仍然要求满足M_r≥M_t/2。

上述现有技术中发送机侧的两种发送方法，都对接收机侧所采用的检测算法提出了一定的限制条件，因此，接收机侧若不满足上述限制条件，则或者采用复杂的、工程实现相当困难的ML算法，或者对接收机侧的接收天线进行改造以满足上述限制条件。

发明内容

本发明实施例所要解决的技术问题在于，提供一种数据传送的方法、系统以及发送机、接收机，以避免现有技术中的接收机侧在采用较简单的ZF、SIC与OSIC检测算法时，对接收天线的限制。

以下请根据权利要求的修改进行相应修改。

为了解决上述技术问题，本发明实施例提出了一种数据传送方法，包括：

发送步骤：发送数据时，分层空时码发送机将各子层信号分别延时不同的时间后发送；

接收步骤：接收数据时，接收机检测匹配滤波后输出的信号向量，并获取传送的数据流。

相应地，本发明实施例还提供了一种数据传送系统，包括：

发送机，用于按照分层空时码方式处理待发送数据流后发送至发射天线；

发射天线，用于发射来自所述发送机的信号；

接收天线，用于接收来自发射天线的信号，并将所述信号下发至接收机，以及

接收机，用于接收来自接收天线的信号向量，并检测所述各信号向量后获取传送的数据流，其中，所述发送机包括：

解复用处理单元，用于解复用待传送的数据流后形成各子层待传送的数据流；

分层空时码处理单元，与所述解复用处理单元耦合，用于按照分层空时码方式将所述各子层数据流分别延时不同的时间后发送；

滤波成型单元，用于将来自所述分层空时码处理单元的数据流分别成型滤波后发送至发射天线。

相应地，本发明实施例还提供了一种发送机，包括：

解复用处理单元，用于解复用待传送的数据流后形成各子层待传送的数据流；

分层空时码处理单元，与所述解复用单元耦合，用于采用分层空时码方式处理用户数据流；以及，

滤波成型单元，用于将来自所述分层空时码处理单元的数据流分别成型滤波后发送至发射天线，

其中，所述分层空时码处理单元包括：

数据成帧单元，用于将各子层的数据流封装成数据帧；

延时单元，于对所述数据成帧单元封装后的各子层数据帧按照不同的子层延时不同的时间后发送。

本发明实施例的数据传送系统，由于所采用的分层空时码发送机将各子层数据帧延时不同的时间后经发射天线发送，因此在接收机侧可应用ZF等较简单的算法对匹配滤波后的信号向量进行检测，不再受接收天线数的限制，甚至可采用一根接收天线，就可通过ZF算法进行检测。

附图说明

图1是本发明实施例的数据传送系统中以分层空时码为V-BLAST为例对本发明的发送机进行说明时，接收机侧的示意图；

图2是本发明实施例的数据传送系统的数据帧结构示意图；

图3是本发明实施例的数据传送系统的接收机侧的组织示意图；

图4是本发明实施例的不同收发天线数时的性能对比示意图；

图5是本发明实施例的当接收天线数少于发射天线数时，本发明方法与传统方法的对比的示意图；

图6是本发明实施例的时延对本发明性能的影响示意图；

图7是本发明实施例的数据传送方法的主要流程示意图；

图8是本发明实施例的数据传送方法的发送数据的具体实现流程示意图；

图9是本发明实施例的数据传送方法的接收数据的具体实现流程示意图。

具体实施方式

本发明应用在无线通信网络中进行数据传送，其发送数据时，分层空时码发送机将各子层信号分别延时不同的时间后发送，所述的分层空时码发送机，是采用分层空时码(Bell Laboratories Layered Space-time Architecture，BLAST)对待发送数据进行编码的发送机，例如V-BLAST发送机；与之相应的，本发明实施例的接收机匹配滤波来自所述发送机的信号向量，并检测所述匹配滤波后的信号向量后获取传送的数据流，从而实现了数据从发送机到接收机的传送。

需要说明的，上述数据的传送系统是基于分层空时码结构的，例如垂直分层空时结构或对角分层空时结构(Diagonal Bell Laboratories Layered Space-timeArchitecture，D-BLAST)，但不局限于上述两种，另外，接收机侧可以采用分层空时码的各种算法，例如可采用V-BLAST的常规检测算法中的最大似然(Maximum Likelihood，ML)、迫零(Zero Forcing，ZF)、连续干扰抵消(Successive Interference Canceling，SIC)或者预订连续干扰波抵消(Ordered SIC，OSI)等。

具体实现时，本发明数据传送系统包括发送机、发射天线、接收天线以及接收机，所述的接收天线数目可少于发送天线的数目，甚至该接收天线数目为1时，同样能够使本发明的数据传送达到最大分集度。参考图1，该图以分层空时码为V-BLAST为例对本发明的发送机进行说明时，发送机侧的示意图，主要包括发送机10与发射天线20两部分，先由解复用处理单元11解复用待传送的数据流后形成各子层待传送的数据流，该解复用处理单元11的具体实现过程为现有技术，在此不进行详细说明；

然后，由分层空时码处理单元12按照分层空时码方式将所述各子层数据流分别延时不同的时间后发送，所述分层空时码处理12单元，在实际应用中，通过数据成帧单元121将各子层的数据流封装成数据帧后，由延时单元123对所述各子层数据帧按照不同的子层延时不同的时间后发送，另外，所述分层空时码处理单元12还可以包括：扩频单元122用于按照扩频序列对数据流进行扩频，根据所述扩频序列的自相关性，提高抗延时抗敏感性；

最后，由成型滤波单元13将来自所述分层空时码处理单元的数据流分别成型滤波后发送至发射天线20。

如图3所示，该图为本发明实施例的数据传送系统的接收机侧的组织示意图，主要包括接收天线30以及接收机40两部分。具体实现时，首先，由匹配滤波处理单元41匹配滤波、解扩来自接收天线的信号，并输出所述匹配滤波、解扩后的信号向量，然后，由检测处理单元42检测所述信号向量后获取传送的数据流，然后，再由复用单元43可采用复用器进行复用，该复用单元43为现有技术，在此不进行详细说明。实际应用中，本发明接收机侧可采用较简单、易行的ZF算法进行检测便可达到最大分集度。另外，与发送机相应的，若发送机采用扩频单元122对数据流进行扩频，接收机则由匹配滤波处理41单元，例如匹配滤波组等对信号进行解扩。

下面结合数据传输过程中信号的处理过程，对本发明作进一步说明，其中分层空时结构采用V-BLAST结构，分层空时处理单元中具有扩频单元，接收机侧采用ZF算法进行检测，仍然参考图1，采用b(i)代表各数据流，图中的数据符号b₁，b₂，b_Mt分别在各个子层上传输，在成帧单元121将S个数据符号组成一帧，在扩频单元122采用相同的扩频码 $c={\left\{c\left(n\right)\right\}}_{n=0}^{N-1}$ 进行扩频，各子层在延时单元14处延时不同的时间，各子层的时延分别用τ₁，τ₂…τ_Mt表示，然后经过成型滤波单元13对数据流成型滤波后，经发射天线20发射出去，另外，延时后每一个数据帧插入与延时的时间相对应的零，如图2所示，其中以非阴影表示数据，以阴影表示加零区域。第k个发射天线在一个空时块(一帧)时间内的信号可以表达为：

$s_k\left(t\right)=\sqrt{\frac{E_s}{M_t}}\underset{i=0}{\overset{s-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_k\left(i\right)g(t-{\mathrm{iT}}_s-{\mathrm{\τ}}_k)---\left(1\right)$

其中，b_k(i)表示第k根发射天线上的第i个符号，i＝0，1，…，S-1，E_s是M_t个发射天线的总能量，T_s是一个符号的周期，g(t)是扩频波形，可以表示为：

其中，N是扩频的处理增益，T_c＝T_s/N是码片周期。

仍然参考如图3，经接收天线30接收信号，则第j个接收天线接收到的信号为：

$r_j\left(t\right)=\underset{k=1}{\overset{M_t}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{j,k}\left(t\right)s_k\left(t\right)+n_j\left(t\right)---\left(3\right)$

其中，h_j，k(t)表示第j个接收天线到第i个发射天线间的信道复衰落系数，n_j(t)是加性的高斯白噪声。

由匹配滤波单元41对式(3)的信号进行匹配滤波得到：

$y_{j,m}\left(l\right)={\∫}_{l{T}_s+{\mathrm{\τ}}_m}^{(l+1)T_s-{\mathrm{\τ}}_m}{r}_j\left(t\right)g(t-{\mathrm{lT}}_s-{\mathrm{\τ}}_m)\mathrm{dt}---\left(4\right)$

并将在一帧时间内的信号整理为：

其中，Y_j是第j个接收天线上经过匹配滤波后的信号向量，是SM_t×SM_t扩频波形的相关矩阵，H_j是信道矩阵，具体表达如下：

$Y_j={(y_{j,1}\left(0\right),y_{j,2}\left(0\right),\·\·\·,y_{j,M_t}\left(0\right),\·\·\·,y_{j,1}(S-1),y_{j,2}(S-1),\·\·\·,y_{j,M_t}(S-1))}^T---\left(6\right)$

$b={(b_1\left(0\right),b_2\left(0\right),\·\·\·,b_{M_t}\left(0\right),\·\·\·,b_1(S-1),b_2(S-1),\·\·\·,b_{M_t}(S-1))}^T---\left(7\right)$

$H_j=\mathrm{diag}(h_{j,1}\left(0\right),h_{j,2}\left(0\right),\·\·\·,h_{j,M_t}\left(0\right),\·\·\·,h_{j,1}(S-1),h_{j,2}(S-1),\·\·\·,h_{j,M_t}(S-1))---\left(8\right)$

$n_j={(n_{j,1}\left(0\right),n_{j,2}\left(0\right),\·\·\·,n_{j,M_t}\left(0\right),\·\·\·,n_{j,1}(S-1),n_{j,2}(S-1),\·\·\·,n_{j,M_t}(S-1))}^T---\left(9\right)$

其中，R(Δ)是M_t×M_t的矩阵，其元素 $R_{m,k}\left(\mathrm{\Δ}\right)={\∫}_{l{T}_s+{\mathrm{\τ}}_m}^{(l+1)T_s-{\mathrm{\τ}}_m}g(t-{\mathrm{\τ}}_k)g(t+{\mathrm{\ΔT}}_s-{\mathrm{\τ}}_m)\mathrm{dt}.$

从式(5)可以看出，由于

是可逆矩阵，H_j是对角阵，因此

是可逆矩阵，因此检测处理单元42可以直接对式(5)应用ZF算法，值得注意的是，式(5)只是单个接收天线上的信号，因此本发明可以只用一根接收天线来检测多个发射天线的信号。

为了获得更好的性能，多个接收天线的接收信号可以联合检测，仍然采用ZF算法，判决变量为：

由(11)可以计算得到第k个发射天线上的第i个符号位置的瞬时误码率(BitError Rate，SNR)为：

${\mathrm{\η}}_k\left(i\right)=\frac{E_s}{{\mathrm{\λ}}_k\left(i\right)M_t{N}_0}\underset{j=1}{\overset{M_r}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_{j,k}\left(i\right)\right|}^2=\underset{j=1}{\overset{M_r}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_k^j\left(i\right)---\left(12\right)$

其中，λ_k(i)是

的第k+iM_t个对角线元素，N₀是噪声的功率谱密度，假设信道归一化且各天线对之间信道衰落独立，则第j个接收天线上第k个子层的第i个符号位置的平均SNR为：

${\stackrel{\‾}{\mathrm{\γ}}}_k\left(i\right)=E\left({\mathrm{\γ}}_k^j\left(i\right)\right)=\frac{E_s}{{\mathrm{\λ}}_k\left(i\right)M_t{N}_0}---\left(13\right)$

对于双相称相键控(Binary Phase Shift Keying，BPSK)调制，根据具有M_r个分集支路(Maximum Ratio Combining，MRC)的误码率公式，得到误码率闭合表达：

${\mathrm{BER}}_k^M\left(i\right)={\left(\frac{1-{\mathrm{\μ}}_k\left(i\right)}{2}\right)}^{M_r}\underset{j=0}{\overset{M_r-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(\underset{j}{M_r-1+j}\right){\left(\frac{1+{\mathrm{\μ}}_k\left(i\right)}{2}\right)}^j---\left(14\right)$

其中，

${\mathrm{\μ}}_k\left(i\right)=\sqrt{\frac{{\stackrel{\‾}{\mathrm{\γ}}}_k\left(i\right)}{1+{\stackrel{\‾}{\mathrm{\γ}}}_k\left(i\right)}}---\left(15\right)$

假设b_k(i)的取值等概分布，则第k个子层的误码率为 ${\mathrm{BER}}_k^M=\frac{1}{S}\underset{i=0}{\stackrel{S-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{BER}}_k^M\left(i\right).$ 对于其他调制方式(比如，M-PSK，M-QAM)，可以采用类似的误码率分析过程。

为了和传统V-BLAST的性能做对比，这里我们给出传统V-BLAST的误码率性能：

${\mathrm{BER}}_k^C=\frac{1}{2}[1-\mathrm{\μ}\underset{j=0}{\overset{M_r-M_t+1}{\mathrm{\Σ}}}\left(\begin{array}{c}2j\\ j\end{array}\right){\left(\frac{1-{\mathrm{\μ}}^2}{4}\right)}^j]---\left(16\right)$

其中， $\mathrm{\μ}=\sqrt{\stackrel{\‾}{\mathrm{\γ}}/(1+\stackrel{\‾}{\mathrm{\γ}})},$ γ＝E_s/M_tN₀是平均信噪比。

根据分集度的定义，由式(14)和(16)可以求得本发明和传统算法的分集度分别为：

$d_M=-\underset{{\stackrel{\‾}{\mathrm{\γ}}}_k\left(i\right)\→\∞}{\lim }\frac{\log {\mathrm{BER}}_k^M\left(i\right)}{\log {\stackrel{\‾}{\mathrm{\γ}}}_k\left(i\right)}=M_r$

$d_C=-\underset{\stackrel{\‾}{\mathrm{\γ}}\→\∞}{\lim }\frac{\log {\mathrm{BER}}_k^C}{\log \stackrel{\‾}{\mathrm{\γ}}}=M_r-M_t+1---\left(17\right)$

式(17)说明本发明采用ZF算法的分集度达到了V-BLAST结构的最大分集度M_r，节约SNR增益，即节约功耗，降低了成本，另外，从以上可看出本发明的数据传送不仅适合实星座调制，而且对复星座仍然适用。

上述是发送机发送数据时，对数据进行了扩频，实际应用中，也可以不进行扩频。在不进行扩频时，其实际过程基本上是相同的，不同的为上述式(5)中的

表达式中，不再含有扩频元素，其只为与波形相关的矩阵，该与波形相关的矩阵仍然和延时相关，所以其仍为可逆矩阵，H_j是对角阵，是可逆矩阵，因此处理过程与上述的过程相同，在此不再赘述。

下面，以基带波形采用滚降系数为0.22的根升余弦脉冲(root raised cosinepulse)，扩频处理增益N＝15，扩频码为PN序列 $c={\left\{c\left(n\right)\right\}}_0^{15-1}=\left(\begin{array}{ccccccccccccccc}-1& -1& 1& -1& 1& -1& -1& 1& 1& -1& 1& 1& 1& -1& -1\end{array}\right),$ 信道为平坦衰落的瑞利(Rayleigh)信道，各收发天线对之间独立为例，对本发明进行仿真，从而进一步说明本发明的有益效果。

参考图4，该图为本发明实施例的不同收发天线数时的性能对比示意图，1指引的曲线代表本发明，2指引的曲线代表传统方法，BPSK调制，S＝2。采用Sim(M_t，M_r)函数表示在Mt个发射天线Mr个接收天线情况下的计算机仿真结果。当发射天线数为2时，延时取为：τ₁＝0、τ₂＝2T_c；当发射天线数为4时，时延取为：τ₁＝0、τ₂＝3T_c、τ₃＝6T_c、τ₄＝9T_c。从图中可以看出，分析结果与仿真结果相吻合，在误码率为10^-2时，本发明的误码率与传统方法相比，发射天线数目为2，接收天线数目也为2时的增益为8dB，发射天线数目为4，接收天线数目为4时的增益为14dB，发射天线数目为4，接收天线数目为6时的增益为4dB。

参考图5，该图本发明实施例的为当接收天线数少于发射天线数时，本发明与传统方法的对比的示意图，S＝2，时延取为：τ₁＝0、τ₂＝3T_c、τ₃＝6T_c、τ₄＝9T_c，BPSK调制。从图中可以看出，在M_r＜M_t时，传统算法很快出现误码率平层，算法失效；而本发明的方法却可以在M_r＜M_t时继续工作，并且随着接收天线数的增加，误码率指数下降。

参考图6，该图为本发明实施例的时延对本发明性能的影响示意图，M_r＝M_t＝2，S＝2，τ₁＝0，BPSK调制。从图6中可以看出，本发明对时延并不敏感，例如在2个发射天线的时候，第二根发射天线只需要延时1个码片，就可以使系统的分集度达到最大M_r，因此本发明可以根据实际系统的需要，灵活配置各去路的延时。

下面说明本发明的另一方面。

参考图7，该图是本发明实施例的数据传送方法的主要流程示意图，具体包括：

步骤s1，分层空时码发送机将各子层信号分别延时不同的时间后发送；

步骤s2，接收机检测匹配滤波后输出的信号向量，并获取传送的数据流。

下面详细说明，参考图8，该图是本发明实施例的数据传送方法的发送数据的具体实现流程示意图，该流程主要包括：

s11，分层空时码发送机将各子层的数据流封装成数据帧；

s12，按照扩频序列对各数据流进行扩频；

s13，将所述数据帧延时不同的时间；

s14，对所述数据帧成型滤波，并将所述成型滤波的信号发送至发射天线上进行传送。

需要说明的，上述流程步骤s12为按照扩频序列对各数据流进行扩频，提高了数据传送过程中的抗延时敏感性，该步骤也可以放置中步骤s13与s14之间，并不影响本发明这一有益效果，另外，上述流程中的步骤s12也可以没有，同样可以使本发明达到最大分集度的发明目的。

参考图9，该图是本发明实施例的数据传送方法的接收数据的具体实现流程示意图，该流程主要包括：

s21，接收机经接收天线接收来自发射天线的信号；

s22，对所述信号进行匹配滤波、解扩后输出信号向量；；

s23，检测所述输出的信号向量后获取传送的各数据流。

需要说明的，上述流程的步骤s22中的解扩与上述步骤s12相对，即若步骤s12不存在也就是说不采用扩频时，相应的在接收机侧也不必进行解扩，所以步骤s2中的解扩也就不存在了。

以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也视为本发明的保护范围。

Claims (11)

1. 一种数据传送方法，其特征在于，包括：

发送步骤：发送数据时，分层空时码发送机将各子层信号分别延时不同的时间后发送；

接收步骤：接收数据时，接收机检测匹配滤波后输出的信号向量，并获取传送的数据流。

2. 如权利要求1所述的数据传送方法，其特征在于，发送步骤具体包括：

数据封装步骤：分层空时码发送机将各子层的数据流封装成数据帧；

数据帧延时步骤：对所述各子层数据帧按照不同的子层延时不同的时间；

滤波发送步骤：所述延时的各子层数据帧经成型滤波后发送。

3. 如权利要求2所述的数据传送方法，其特征在于，数据封装步骤与数据帧延时步骤之间还包括：

分层空时码发送机按照扩频序列对各数据帧进行扩频。

4. 如权利要求2所述的数据传送方法，其特征在于，数据帧延时步骤与滤波发送步骤之间还包括：

分层空时码发送机按照扩频序列对各数据帧进行扩频。

5. 一种数据传送系统，包括：

发送机，用于按照分层空时码方式处理待发送数据流后发送至发射天线；

发射天线，用于发射来自所述发送机的信号；

接收天线，用于接收来自发射天线的信号，并将所述信号下发至接收机，以及，

接收机，用于接收来自接收天线的信号向量，并检测所述各信号向量后获取传送的数据流，其特征在于，所述发送机包括：

解复用处理单元，用于解复用待传送的数据流后形成各子层待传送的数据流；

分层空时码处理单元，与所述解复用处理单元耦合，用于按照分层空时码方式将所述各子层数据流分别延时不同的时间后发送；

滤波成型单元，用于将来自所述分层空时码处理单元的数据流分别成型滤波后发送至发射天线。

6. 如权利要求5所述的数据传送系统，其特征在于，所述接收天线的数目少于所述发射天线的数目。

7. 如权利要求5或6所述的数据传送系统，其特征在于，所述分层空时码处理单元具体包括：

数据成帧单元，用于将各子层的数据流封装成数据帧；

延时单元，用于对所述数据成帧单元封装后的各子层数据帧按照不同的子层延时不同的时间后发送。

8. 如权利要求7所述的数据传送系统，其特征在于，所述分层空时码处理单元还包括：

扩频单元，用于在对数据帧成型滤波之前，按照扩频序列对各数据帧进行扩频。

9. 一种发送机，包括：

解复用处理单元，用于解复用待传送的数据流后形成各子层待传送的数据流；

分层空时码处理单元，与所述解复用单元耦合，用于采用分层空时码方式处理用户数据流；以及，

滤波成型单元，用于将来自所述分层空时码处理单元的数据流分别成型滤波后发送至发射天线，

其特征在于，所述分层空时码处理单元包括：

数据成帧单元，用于将各子层的数据流封装成数据帧；

延时单元，于对所述数据成帧单元封装后的各子层数据帧按照不同的子层延时不同的时间后发送。

10. 根据权利要求9所述的发送机，其特征在于，所述分层空时码处理单元还包括：

扩频单元，用于在对数据帧成型滤波之前，按照扩频序列对各数据帧进行扩频。

11. 一种接收机，其特征在于，包括：

匹配滤波处理单元，用于匹配滤波、解扩来自接收天线的信号，并输出所述匹配滤波、解扩后的信号向量；

检测处理单元，用于检测所述信号向量后获取传送的数据流。

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