CN101237252B - 一种基于自适应抵消器的改进相关性能的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于自适应抵消器的改进相关性能的方法，它涉及通信技术领域，其目的在于针对现有技术的不足，采用该方法，以增加低信噪比条件下相关峰的主峰和旁峰的比值，进而提高相关峰识别的程度，减小性能损失，提高同步概率，实时可靠地判断收到的信息。该方法的实现过程为：在自适应抵消器输入端加入接收到的有用信号与噪声信号的混合信号；在参考输入端加入已知同步码的调制信号，通过自适应抵消器的自适应调整，使得参考输入端信号通过权系数矩阵后得到有用信号的近似值，从而使自适应抵消器输出的误差信号近似等于噪声信号，用其对混合信号中的噪声进行削减，再计算其相关值和相关特性。本发明可用于移动通信、卫星通信、深空通信及遥测等领域。

Description

一种基于自适应抵消器的改进相关性能的方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，涉及数字通信中的同步信号的检测，具体地说是一种基于自适应抵消器的改进相关性能的方法，可用于移动通信、卫星通信、深空通信及遥测等领域。

背景技术

随着日益增长的电子战威胁，军事通信的风险和易受截获及干扰的程度也随之增加，抗干扰通信技术显得越来越重要。扩频通信是抗干扰通信技术领域中的一个重要的发展方向。作为扩频通信的一种重要形式，跳频通信早已在军事抗干扰通信中得到应用。作为军事通信领域的重要分支，各国都投入了大量的人力物力，采用各种方法进行通信抗干扰研究。跳频通信由于抗截获能力、抗干扰能力强，组网灵活、无远近效应等良好特性，在战术通信中得到了日益广泛的应用，而通信对抗则必然面对随之而来的新挑战。在跳频系统的干扰方式中，对慢、中速跳频系统可用跟踪式干扰来对付。而高速跳频只能采用阻塞式干扰，这种方式功率浪费较多，干扰敌方的同时也阻碍了我方的正常通信，而采用同步信号的干扰方法，则可以避免出现这些问题，适应于高速跳频系统。

在现有通信系统的众多应用领域中，往往要求在恶劣的通信环境，比如移动、多径、动态变化等条件下可以抵抗低信噪比条件下噪声的影响，保持稳定的高速率数据通信。这种情形下，对跳频同步要求就比较高，需要同步的性能相当好，所以要选择合适的同步方法。现在的大量文献已经对跳频同步做了深入的研究，如独立信道法，需要专门的信道来传送专门的同步信息，优点是传送的同步信息量大，同步建立的时间短，并能不断地传送同步信息，保持系统的长时间同步。但是它占用频率资源和信号功率，其同步信息传送方式不隐蔽，易于受到噪声及敌人干扰。又如同步字头法，虽然不需专门的同步信息信道而是利用通信信道来传送同步信息，它还是挤占了通信信道频率资源和信号功率。所以它的缺点与独立信道法相似。为了使同步信息隐蔽，应采用尽量短的同步字头，但是同步字头太短又影响传送的同步信息量的多少，需折衷考虑。采用同步字头法的跳频系统为了能保持系统的长时间同步，还需在通信过程中，插入一定的同步信息码字。自同步法在节省频率资源和信号功率方面具有优点，但由于发射端发送的数字信息序列中所能隐含的同步信息是非常有限的，所以在接收端所能提取的同步信息就更少、更容易受到其他信号或噪声的干扰。因此，在利用上述几种方法来捕获跳频同步时，需要输入信号的信噪比要满足一定的要求，当信噪比较大时，噪声对有用信号的影响较小，在这样的条件下，噪声在计算相关峰的过程中影响较小，得到的相关峰性能很好，可以很方便的判断出相关峰的位置，但是，当信噪比逐渐减小时，噪声在信号中所占的比例不断增大，会逐渐影响到有用信号。在低信噪比情况下，由于噪声具有不确定性，当对以噪声信号为主体的信号进行相关计算时，得到的相关峰的大小是杂乱的，会引起主峰和旁峰的比值减小，相关峰的性能恶化，不利于确定相关峰的位置，难以实现跳频同步。因此，在低信噪比情况下，较好的实现跳频同步问题，已成为本技术领域研究的重要课题。

发明内容

本发明的目的在于：为了克服上述已有技术的不足，提出一种基于自适应抵消器的改进相关性能的方法，以增加低信噪比条件下相关峰的主峰和旁峰的比值，进而提高相关峰识别的程度，减小性能损失，提高同步概率，实时可靠地判断收到的信息。

实现本发明的技术方案是：利用自适应抵消器的基本原理，自适应抵消器的输入信号d(n)为有用信号s(n)与噪声信号v(n)的混合信号，首先将d(n)通过自适应抵消器，得到噪声信号v(n)的近似值e(n)，利用输入信号d(n)与噪声近似信号e(n)来计算差值p(n)，然后将p(n)输入相关器来计算相关峰峰值和特性。具体实现步骤如下：

(1)、初始化：设定自适应抵消器的阶数为N，令时间变量n＝1；

(2)、确定自适应抵消器的步长因子μ；这里首先计算自适应抵消器输入信号d(n)的自相关矩阵R_dd，其公式如下：

R_dd＝E[d(n)d(n)^T]

其中n＝1，2，…M，M为同步码的码长，T表示转置，设自相关矩阵R_dd的最大特征值为λ_max，根据权系数的收敛条件，步长因子μ应满足μ＜1/λ_max，从而确定μ的范围，作为当前自适应抵消器的步长因子，当输入的混合信号发生变化时，步长因子μ也随之变化；

(3)、将加在自适应抵消器参考输入端的已知同步码的调制信号X(n)，通过一个权系数矩阵W(n)，计算其输出信号y(n)，

X(n)＝[x(n)，x(n-1)，…，x(n-N+1)]^T

y(n)＝X^T(n)W(n)＝W^T(n)X(n)

(4)、用自适应抵消器的输入信号d(n)减去y(n)，即可得到误差信号e(n)，e(n)＝d(n)-y(n)＝d(n)-W(n)^TX(n)；

(5)、利用得到的当前步长因子μ、误差信号e(n)，以及参考输入端的输入信号X(n)，对权系数矩阵W(n)进行更新，以便在自适应抵消器输入信号d(n)发生变化时能够对X(n)进行处理，使误差信号e(n)近似等于输入信号d(n)中的噪声信号v(n)；

(6)、判断n是否等于同步码长度M，若相等，进入第7步p(n)的计算，若不等，令n＝n+1，返回第2步；

(7)、在相关器输入端，利用接收到的混合信号d(n)与通过自适应抵消器后得到的噪声近似信号e(n)的差值p(n)，作为相关器的输入信号，来计算相关峰峰值和特性。

本发明与现有的技术相比，具有如下优点：

1.本发明的适用范围较广，该算法突破了原有同步算法的局限性，在较低的信噪比条件下，仍可以以较高的正确率判断出发送的同步序列，较大的改善了同步的性能。

2.可以得到信号中噪声的近似大小，这样对研究信道的性能可以给出直接的依据。另外，采用了自适应抵消器后得到的相关峰的性能优越，主峰与旁峰的比值远大于我们所设定的门限值，相关峰的主峰明显，这对于判断相关峰的特性提供了直观的判断依据。

3.本发明所使用的方法原理简单、计算复杂度低、消耗时间少、满足实时性通信。

附图说明

图1是改进的跳频信号相关器原理框图

图2是自适应抵消器的原理框图

图3是本发明实现的流程图

图4是未使用自适应抵消器，信噪比为3dB时得到的相关图

图5是未使用自适应抵消器，信噪比为-3dB时得到的相关图

图6是未使用自适应抵消器，信噪比为-10dB时得到的相关图

图7是采用自适应抵消器后，信噪比为3dB时得到的相关图

图8是采用自适应抵消器后，信噪比为-3dB时得到的相关图

图9是采用自适应抵消器后，信噪比为-10dB时得到的相关图

具体实施方式

参照图1，它是改进的跳频信号相关原理框图，其原理如下：发送信号通过信道传输，在接收端先将接收到的混有噪声的信号通过自适应抵消器，得到噪声的近似值，将接收信号与噪声近似信号的差值通过相关器计算相关峰，并判断发送序列。

参照图2，它是自适应抵消器的原理框图，自适应抵消器是一种能够自动调整本身参数的特殊维纳滤波器，其原理与自适应滤波器原理相同，在设计时不需要事先知道关于输入信号和噪声的统计特性，它能够在自己的工作过程中逐渐“了解”或估计出所需的统计特性，并以此为依据自动调整自己的参数，以达到最佳滤波效果。一旦输入信号的统计特性发生变化，它又能够跟踪这种变化，自动调整参数，使滤波器性能重新达到最佳。

在图2中，自适应抵消器的输入信号d(n)、参考输入端信号X(n)都是平稳的随机信号并具有0均值，误差信号为e(n)。假设s(n)与v(n)不相关，而X(n)与s(n)相关，根据自适应抵消器原理图，有

e(n)＝d(n)-y(n)＝s(n)+v(n)-y(n)

其中W(n)为n时刻自适应抵消器的权系数矩阵，W(n)＝[w₀(n)，w₁(n)，…，w_N-1(n)]^T，y(n)＝W^T(n)X(n)。

将上式平方：

e(n)²＝v(n)²+[s(n)-y(n)]²+2v(n)×[s(n)-y(n)]

E[e(n)²]＝E[v(n)²]+E[(s(n)-y(n))²]+2E[v(n)×(s(n)-y(n))]

自适应的过程就是自动调节系数矩阵使E[e(n)²]达到最小的过程。因为s(n)与v(n)不相关，因而，要使E[e(n)²]最小就要求上式的第二项最小，即

E[(s(n)-y(n))²]＝E[(s(n)-y(n))²]_min，从而有E[e(n)²]_min＝E[v(n)²]+(E[(s(n)-y(n))²])_min

由于e(n)-v(n)＝s(n)-y(n)，因而E[(e(n)-v(n))²]＝E[(s(n)-y(n))²]，当E[(s(n)-y(n))²]被最小化，E[(e(n)-v(n))²]也被最小化，即e(n)以最小均方误差趋于v(n)，可能的最好情况为：y(n)＝s(n)，则e(n)＝v(n)。因此，自适应抵消器可以用来从噪声中提取信号。自适应抵消器权系数迭代公式如下：

y(n)＝W^T(n)X(n)

e(n)＝d(n)-y(n)＝d(n)-W^T(n)X(n)

W(n+1)＝W(n)+2μe(n)X(n)

X(n)为n时刻自适应抵消器的参考输入矢量，由自适应抵消器最近的N个输入信号构成，X(n)＝[x(n)，x(n-1)，…，x(n-N+1)]^T。

在输入信号d(n)进入相关器之前，对输入信号d(n)进行处理，使得d(n)输入信号原本比较低的信噪比在通过处理之后变大，这样，在进入相关算法后，在低信噪比的条件下，仍能得到特性较好的相关峰。

因此将将输入信号通过一个改进的自适应抵消器，通过自适应抵消器得到信号中的噪声的近似值，将得到的噪声信号的近似值从输入信号中减掉，这样就会使原来的输入信号中的噪声减小，从而信噪比得到提高。

根据这个要求，在自适应抵消器输入端输入的信号为噪声v(n)和有用信号s(n)所组成的混合信号d(n)，而在参考输入的位置加入已知同步码的调制信号X(n)。那么，在自适应抵消器工作的过程中，自适应抵消器会自适应调整，使得X(n)通过系数矩阵后所得到的信号y(n)趋于等于d(n)中与它相关的s(n)，从而使得误差信号e(n)近似等于噪声信号v(n)，这样我们就可以在相关之前用d(n)减去e(n)对混合信号中的噪声进行削减，利用得到的差值p(n)来计算其相关值和相关特性。

参照图3，它是本发明实现的流程图，本发明的方法可以用硬件电路实现，也可以用软件方便的实现。在跳频同步过程中，使用的同步码序列是从Walsh序列和m序列相异或后的序列中截取得到的。本发明采用的同步码序列集为W1～W8，分别为：

W1：0C5D A09C 0F7C 42；

W2：5908 F5C9 5A29 17；

W3：3F6E 93AF 3C4F 71；

W4：6A3B C6FA 691A 24；

W5：0352 AF93 0073 4D；

W6：5607 FAC6 5526 18；

W7：3061 9CA0 3340 7E；

W8：6534 C9F5 6615 2B；

假定当前时刻传输的同步码为W8，相关器的本地序列也为6534 C9F5 6615 2B。自适应抵消器的输入信号为噪声和有用信号的混合信号，即d(n)＝s(n)+v(n)，参考信号为调制信号，通过自适应抵消器来得到噪声的近似信号，参照图1和图2来说明本发明的如下具体实现步骤：

1、初始化：设定自适应抵消器的阶数为N，令时间变量n＝1；

2、确定自适应抵消器的步长因子μ；自适应抵消器接收到的混合信号为d(n)，n＝1，2，…M，自适应抵消器对得到的d(n)信号进行处理，利用d(n)来计算出它的自相关矩阵R_dd，其公式如下：

R_dd＝Ed(n)d(n)^T]，设自相关矩阵R_dd的最大特征值为λ_max，根据权系数的收敛条件，由于步长因子μ(n)＜1/λ_max，从而确定μ的范围，作为自适应抵消器当前的步长因子，当输入的混合信号发生变化时，步长因子μ也随之变化。

3、在自适应抵消器的参考输入端加入调制信号X(n)

X(n)＝[x(n)，x(n-1)，…，x(n-N+1)]^T

将X(n)通过系数矩阵W(n)，得到输出信号y(n)，y(n)＝X(n)^TW＝W^TX(n)。

4、计算误差信号e(n)。用自适应抵消器输入端的混合信号d(n)减去输出信号y(n)，就可以得到误差信号e(n)，即e(n)＝d(n)-y(n)＝d(n)-W^T(n)X(n)，得到的e(n)就是在当前输入条件下噪声v(n)的近似大小。

5、利用步长因子μ，误差信号e(n)，参考输入端调制信号X(n)，对权系数矩阵W(n)进行更新，W(n+1)＝W(n)+2μe(n)X(n)；

6、判断n是否等于同步码长度M，若相等，进入第7步p(n)的计算，若不等，令n＝n+1，返回第2步。

7、从混合信号d(n)中减去通过自适应抵消器后得到的噪声近似信号e(n)，这样得到的信号为有用信号s(n)的近似信号p(n)，将p(n)输入相关器中，计算相关峰的大小和特性。

由此可以看出，通过自适应抵消器得到混合信号d(n)中的噪声近似值e(n)之后，在第七个步骤进入相关器的信号中噪声被大大削弱，这样就使得进入相关器的信号的信噪比增加，可以将原来较小的信噪比条件下计算相关值大小的方法转换成为在一个较大的信噪比条件下计算相关值的方法，利用现有的计算相关值的方法可以很方便的得到其相关峰的特性。

参照图4，它是未使用自适应抵消器，信噪比为3dB时得到的相关图，

参照图5，它是未使用自适应抵消器，信噪比为-3dB时得到的相关图。

参照图6，它是未使用自适应抵消器，信噪比为-10dB时得到的相关图。

参照图7，它是采用本发明的方法，信噪比为3dB、本地序列为6534 C9F5 6615 2B时所得到的相关图。

参照图8，它是采用本发明的方法，信噪比为-3dB、本地序列为6534 C9F5 6615 2B时所得到的相关图。

参照图9，它是采用本发明的方法，信噪比为-10dB、本地序列为6534 C9F5 6615 2B时所得到的相关图。

通过图4～图6，可以看出，原有的相关算法在信噪比较高的条件下，其相关性能较好，信噪比为3dB时，如图4，相关峰主峰与旁峰的比值达到4.05左右；随着信噪比的下降，信噪比为-3dB时，如图5，相关峰主峰与旁峰的比值下降到2.86左右；信噪比为-10dB时，如图6，相关峰主峰与旁峰的比值下降到1.22以下。可见随着信噪比的下降，相关峰主峰与旁峰的比值没有超过设定的门限，门限一般定义为主峰是旁峰峰值的3-5倍以上，其相关性能明显恶化。

从图7～图9可以看出：当采用了自适应抵消器后，信噪比为3dB时，如图7，相关峰主峰与旁峰的比值为6.75以上；信噪比为-3dB时，如图8，相关峰主峰与旁峰的比值为5.77左右；信噪比为-10dB时，如图9，相关峰主峰与旁峰的比值为3.92左右。可见随着信噪比的下降，即使在较低信噪比条件下，相关峰主峰与旁峰的比值还是能够超过所设定的门限，可以得到一个较好的相关性能，这对判断同步提供了有力的帮助，完全可以满足通信系统实时处理的要求。

Claims (1)

1.一种基于自适应抵消器的改进相关器性能的方法，其具体实现步骤如下：

(1)、初始化：设定自适应抵消器的阶数为N，令时间变量n＝1；

(2)、确定自适应抵消器的步长因子μ；这里首先计算自适应抵消器输入信号d(n)的自相关矩阵R_dd，其公式如下：

R_dd＝E[d(n)d(n)^T]

其中n＝1，2，…M，M为同步码的码长，T表示转置，设自相关矩阵R_dd的最大特征值为λ_max，根据权系数的收敛条件，步长因子μ应满足μ＜1/λ_max，从而确定μ的范围，作为当前自适应抵消器的步长因子，当输入的混合信号发生变化时，步长因子μ也随之变化；

(3)、将加在自适应抵消器参考输入端的已知同步码的调制信号矢量X(n)，通过一个权系数矩阵W(n)，计算其输出信号y(n)，

X(n)＝[x(n)，x(n-1)，…，x(n-N+1)]^T

y(n)＝X^T(n)W(n)＝W^T(n)X(n)

(4)、用自适应抵消器的输入信号d(n)减去y(n)，即可得到误差信号e(n)，e(n)＝d(n)-y(n)＝d(n)-W(n)^TX(n)；

(5)、利用得到的当前步长因子μ、误差信号e(n)，以及参考输入端的输入信号X(n)，对权系数矩阵W(n)进行更新，以便在自适应抵消器输入信号d(n)发生变化时能够对X(n)进行处理，使误差信号e(n)近似等于输入信号d(n)中的噪声信号v(n)；

(6)、判断n是否等于同步码长度M，若相等，进入第7步p(n)的计算，若不等，令n＝n+1，返回第2步；

(7)、在相关器输入端，利用接收到的混合信号d(n)与通过自适应抵消器后得到的噪声近似信号e(n)的差值p(n)，作为相关器的输入信号，来计算相关峰峰值和特性。

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