CN101232282B - 用于电驱动的空载时间补偿法 - Google Patents

用于电驱动的空载时间补偿法 Download PDF

Info

Publication number
CN101232282B
CN101232282B CN2008100038003A CN200810003800A CN101232282B CN 101232282 B CN101232282 B CN 101232282B CN 2008100038003 A CN2008100038003 A CN 2008100038003A CN 200810003800 A CN200810003800 A CN 200810003800A CN 101232282 B CN101232282 B CN 101232282B
Authority
CN
China
Prior art keywords
carrier signal
amount
signal
input signal
inverter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN2008100038003A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101232282A (zh
Inventor
B·A·维尔奇科
S·希蒂
S·E·舒尔茨
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
GM Global Technology Operations LLC
Original Assignee
GM Global Technology Operations LLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by GM Global Technology Operations LLC filed Critical GM Global Technology Operations LLC
Publication of CN101232282A publication Critical patent/CN101232282A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101232282B publication Critical patent/CN101232282B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/538—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
    • H02M7/53803—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H02M1/385—Means for preventing simultaneous conduction of switches with means for correcting output voltage deviations introduced by the dead time

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明涉及用于电驱动的空载时间补偿法。当插入空载时间周期防止贯通故障时，提供用于补偿相位臂反相器的电压输出偏离的方法和设备。该方法包括为到反相器的输入信号确定脉冲宽度以便反相器电压输出为期望的量。该脉冲宽度以两个载波信号中的非反相或反相脉冲序列以及通过反相器的电流的极性为基础。当电流为正时适当的脉冲宽度量被增加到输入信号，并且当电流为负时适当的脉冲宽度量被从输入信号减去。根据载波信号序列是从非反相信号转换到反相信号还是从反相信号转换到非反相信号分别将额外的脉冲宽度量增加到输入信号或从输入信号减去。

Description

用于电驱动的空载时间补偿法
技术领域
本发明通常涉及半导体装置，并且更具体的说涉及相位臂(phaseleg)反相器。
背景技术
反相器(例如相位臂反相器)被用于多种电应用。例如，图1是具有耦合到接地轨118的电压轨108的现有技术相位臂反相器100。电压轨108通常包括与二极管115并联耦合的开关110，并且接地轨通常包括与二极管125并联耦合的开关120，其中二极管115和125相对于彼此反并联。此外，电压轨108和接地轨118包括设置在它们之间的二极管130以便当开关110和120同时关断时正电流从地流过二极管125(或在接通时流过开关120)，并且负电流通过二极管115流到电压电源(或在接通时通过开关110)。
在典型相位臂反相器中，经常需要消隐周期以防止当接通开关110或120时由开关110和120中的同时接通情形引起的相位臂的贯通故障(shoot through failure)。消隐周期包括其中开关110和120被同时关断的短时间周期，并且通常被称作“空载时间(dead time)”周期。
在空载时间周期期间，反相器100的输出电压由流过相位臂的电流(即，当电流分别通过二极管115或125之一流到电压轨108或接地轨118时)的极性确定。例如，流过二极管125的电流(即正电流(ia＞0))相对于接地轨118在节点130产生零电压。类似地，流过二极管115的电流(即负电流(ia＜0))相对于接地轨118在节点130产生负电压。
图2是示出插入空载时间周期以防止对于非反相载波信号而言的反相器100中的贯通故障的常规方法表示的时序图200。在图2中，线240表示相位a调制信号并且线245表示非反相载波信号。在由线210(“理想脉冲210”)表示的理想开关脉冲中，当载波信号245在相位a调制函数240之下时，开关110被接通，并且当载波信号245在相位a调制函数240之上时被关断。类似地，在由线220(“理想脉冲220”)表示的理想开关脉冲中，当载波信号245在相位a调制函数240之上时，开关120被接通，并且当载波信号245在相位a调制函数240之下时被关断。因为期望开关110和120不同时接通，因此普通技术提供这样的时间周期：其中开关110和120在接通开关110或120之前都被关断。
线110′和120′均表示分别包括用于开关110和120的空载时间周期的典型开关脉冲(“脉冲110”和“脉冲120”)。如图2中所示，在时间t1处(即当载波信号245从在相位a调制函数240之上变到在相位a调制函数240之下时)，开关120被关断，正如脉冲120′(其在理想脉冲220中被同等地表示)的下降沿所表示的。而且在时间t1处，开关110理论上应当被接通(如理想脉冲210中所示)，然而，为补偿开关110和120被同时接通的潜在损害，开关110的接通被延迟预先确定的时间量。延迟由时间t1之后的时间发生的脉冲110′的上升沿表示，其引起由框260表示的空载时间周期(“空载时间260”)。此外，空载时间260使开关110被接通的时间周期比由理想脉冲210表示的理想时间周期短。开关110的该较短的接通时间周期导致反相器100输出的电压量偏离如果不插入空载时间周期260时反相器100将另外输出的输出电压量。
同样，在时间t2处(即当载波信号245从在相位a调制函数240之下变到在相位a调制函数240之上时)，开关110被关断，正如脉冲110′(其在理想脉冲210中被同等地表示)的下降沿所表示的。而且在时间t2处，开关120理论上应当被接通(如理想脉冲220中所示)；然而，为补偿开关110和120被同时接通的潜在损害，开关120的接通被延迟预先确定的时间量。延迟由时间t2之后的时间发生的脉冲120′的上升沿表示，其引起由框265表示的空载时间周期(“空载时间265”)。此外，空载时间265使开关120被接通的时间周期比由理想脉冲220表示的理想时间周期短。该较短的时间周期导致反相器100输出的电压量偏离如果不插入空载时间周期265时反相器100将另外输出的输出电压量。
值得注意的是，在开关110和120被同时关断时，在节点130处的电流决定反相器100输出的电压。特别地，当在节点130处的电流为负时，反相器100输出正电压。此外，当在节点130处的电流为正时，反相器100的输出相对于接地轨为零。
图3是示出插入空载时间周期以防止对于反相载波信号而言由同时接通情形引起的反相器100的贯通故障的已知方法表示的时序图300。在图3中，线310和320均分别表示用于开关110和120的理想开关脉冲(“理想脉冲310”和“理想脉冲320”)。类似于以上所讨论的，开关110和120不应当同时被接通，并且以防止这种事情发生，插入这样的时间周期：其中在接通开关110或120之前开关110和120都被关断。
如图3中所示，在时间t1处(即当反相载波信号345(“载波信号345”)从在相位a调制函数240之下变到在相位a调制函数240之上时)，开关110被关断，正如脉冲110′(其在理想脉冲310中被同等地表示)的下降沿所表示的。在时间t1处，开关120理论上应当被接通(如理想脉冲320中所示)；然而，为补偿开关110和120被同时接通的潜在损害，开关120的接通操作被延迟预先确定的时间量。延迟由时间t1之后的时间发生的脉冲120′的上升沿表示，其引起由框365表示的空载时间周期(“空载时间365”)。此外，空载时间365使开关120被接通的时间周期比由理想脉冲320表示的理想时间周期短。该较短的时间周期导致反相器100输出的电压量偏离如果不插入空载时间周期365时反相器100将另外输出的输出电压量。
同样，在时间t2处(即当载波信号345从在相位a调制函数240之上变到在相位a调制函数240之下时)，开关120被关断，正如脉冲120′(其在理想脉冲320中被同等地表示)的下降沿所表示的。在时间t2处，开关110理论上应当被接通(如理想脉冲310中所示)；然而，为补偿开关110和120被同时接通的潜在损害，开关110的接通被延迟预先确定的时间量。延迟由时间t2之后的时间发生的脉冲110′的上升沿表示，其引起由框360表示的空载时间周期(“空载时间360”)。此外，空载时间360使开关110被接通的时间周期比由理想脉冲310表示的理想时间周期短。该较短的时间周期导致反相器100输出的电压量偏离如果不插入空载时间周期360时反相器100将另外输出的输出电压量。
类似于参考图2讨论的非反相信号，在开关110和120被同时关断时，在节点130处的电流决定反相器100输出的电压。特别地，当在节点130处的电流为负时，反相器100输出正电压。此外，当在节点130处的电流为正时，反相器100的输出相对于接地轨为零。
图4是示出当利用方法200防止贯通故障时对于非反相载波信号245而言反相器100的电压输出表示的时序图400。如所示，理想区域410表示理想反相器(即不需要空载时间周期防止贯通故障的反相器)的电压输出(单位为伏·秒)，其中理想反相器在载波信号245变到相位a调制函数240之下时开始输出电压，并且在载波信号245变到相位a调制函数240之上时停止输出电压。
如图4中对反相器100(即非理想反相器)的图示，区域110NP表示当插入空载时间周期260和265以防止在节点130处具有正电流的反相器100中的贯通故障时反相器100的电压输出量。类似地，区域110NN表示当插入空载时间周期260和265以防止在节点130处具有负电流的反相器100中的贯通故障时反相器100的电压输出的另一个区域。比较区域110NP与理想区域410以及区域110NN与理想区域410，显然，当反相器100实施由时序图200表示的空载时间插入方法时，伏·秒反相器100输出的量不同于理想的量。
图5是示出当利用方法300防止贯通故障时对于反相载波信号345而言反相器100的电压输出的时序图500。如所示，理想区域510A和510B表示理想反相器的电压输出(以伏·秒)，其中理想反相器在载波信号345变到相位a调制函数240之下时开始输出电压，并且在载波信号345变到相位a调制函数240之上时停止输出电压。
如图5中所示，区域110IPA和110IPB表示当插入空载时间周期360和365以防止对于在节点130处的正电流的贯通故障时反相器100的电压输出量。类似地，区域110INA和110INB表示当插入空载时间周期360和365以防止对于在节点130处的负电流的贯通故障时反相器100的电压输出量。比较区域110IPA和110IPB的和与理想区域510A和510B的和，以及区域110INA和110INB的和与理想区域510A和510B的和，显然，当反相器100实施由时序图300表示的空载时间插入方法时，伏·秒反相器100输出的量不同于理想的量。
值得注意的是，对于反相器100的一些应用而言，至少非经常性地反转载波脉冲序列是有利的，载波脉冲序列也期望包括空载时间周期以防止贯通故障。然而，即使是非经常性地在非反相和反相载波信号之间转换也可能会出现另外的问题，因为除了已经由时序图200和300表示的每一循环一个空载时间周期的方法以外，脉冲序列类型之间的转换可能在每一循环还需要额外的空载时间周期。特别地，当载波脉冲序列从非反相信号转换到反相信号或从反相信号转换到非反相信号时，额外的空载时间周期应当被插入循环以防止贯通故障。
参考图6，时序图600示出插入空载时间周期以防止当载波信号在载波信号245和载波信号345之间转换时反相器100中的贯通故障的现在的方法表示。在图6中，线610P表示用于开关110的包括空载时间周期的典型开关脉冲。如上参考图2所讨论的，开关110对于非反相载波信号245包括每个循环一个空载时间周期260。因此，循环1和3中的每一个都包括一个空载时间周期260(其导致反相器100输出伏·秒的偏离量(见图4，与理想区域410比较的区域110NP))。此外，如上参考图3所讨论的，开关110对于反相载波信号345包括每个循环一个空载时间周期360。因此，循环2包括一个空载时间周期360(其导致反相器100输出伏·秒的偏离量(见图4，与理想区域510B比较的区域110IPB))。
如所示，然而，当载波信号从载波信号245转换到载波信号345(即从循环1转换到循环2)时，在循环2中需要额外的空载时间周期660以防止贯通故障，因为当载波信号从非反相信号转换到反相信号时存在载波信号245从在相位a调制函数240之上到在相位a调制函数240之下的额外转换。除了由图4中的区域110NP示出的偏离量之外，空载时间周期660还导致反相器100在循环2中的进一步偏离的电压输出。
类似地，线610N表示开关120的接通/关断开关动作。如上参考图2所讨论的，开关120对于非反相载波信号245包括每个循环一个空载时间周期265。因此，循环1和3中的每一个包括一个空载时间周期265(其导致反相器100输出伏·秒的偏离量(见图4，与理想区域410比较的区域110NN))。此外，如上参考图3所讨论的，开关120对于反相载波信号345包括每个循环一个空载时间周期365。这导致反相器100输出伏·秒的偏离量(见图5，与理想区域510A比较的区域110INA)。
如所示，然而，当载波信号从载波信号345转换到载波信号245(即从循环2转换到循环3)时，在循环3中需要额外的空载时间周期665以防止贯通故障，因为当载波信号从反相信号转换到非反相信号时存在载波信号345从在相位a调制函数240之下到在相位a调制函数240之上的额外转换。除了由图4中的区域110NN示出的偏离量之外，空载时间周期665还导致反相器100在循环3中的进一步偏离的电压输出。
因此，利用空载时间周期防止反相器100中的贯通故障导致与反相器100输出的伏·秒的预期量的偏离。另外，不管载波信号是非反相或反相、或者在节点130处的电流的极性，都出现空载时间周期的插入。此外，当载波信号从非反相到反相载波信号转换或从反相到非反相载波信号转换时，需要额外的空载时间周期以防止贯通故障，其导致反相器100的额外的电压输出偏离。因此，对于输出预期量输出电压的反相器100而言，希望提供补偿方法，该补偿方法既为非反相和反相载波信号、又为载波信号在非反相和反相信号之间转换的情形解决和校正由于插入空载时间周期引起的电压偏离。此外，考虑本发明的附图和背景技术，由本发明随后的详细描述和所附权利要求，本发明的其它预期特征和特性将变得明显。
发明内容
本发明的实施例提供用于补偿反相器中的空载时间的方法，该反相器包括第一开关和第二开关以及设置在该第一开关和该第二开关之间的节点，该节点包括电流极性。在一个实施例中，该方法包括以下步骤：在接通第一开关和第二开关之前插入空载时间周期；为反相器预先确定单位为伏·秒的输出的量；为反相器确定包括脉冲宽度的输入信号，其中所述输出以脉冲宽度为基础，并且该脉冲宽度以下述为基础：包括第一脉冲序列的第一载波信号，包括第二脉冲序列的第二载波信号，其中第一脉冲序列和第二脉冲序列均是非反相脉冲序列和反相脉冲序列之一，以及在节点处的电流极性，其中该极性是正和负之一；当电流极性为正时增加第一脉冲宽度量到输入信号，当电流极性为负时从输入信号减去第二脉冲宽度量，并且确定是否需要向输入信号增加或从输入信号减去额外的脉冲宽度量。另外，本发明的实施例包括储存可执行的计算机程序指令的计算机可读介质，所述计算机程序指令在被处理器执行时使处理器执行用于补偿反相器中的空载时间的方法。
附图说明
在下文中将和下列附图一起描述本发明，其中相似的数字表示相似的元件，并且
图1是具有相位臂配置的现有技术反相器的示意图；
图2是示出用于图1具有非反相载波信号的反相器的现有技术空载时间插入方法的表示的时序图；
图3是示出用于图1具有反相载波信号的反相器的现有技术空载时间插入方法的表示的时序图；
图4是示出图2的空载时间插入方法的电压输出表示的时序图；
图5是示出图3的空载时间插入方法的电压输出表示的时序图；
图6是示出当载波信号在非反相载波信号和反相载波信号之间转换时用于图1的反相器的现有技术空载时间插入方法的表示的时序图，其导致与反相器的预期输出电压的偏离；
图7是示出当利用空载时间周期防止贯通故障时用于补偿图1的反相器中的输出电压偏离的方法的一个实施例的流程图；
图8是示出当在载波信号是非反相信号时利用空载时间周期防止图1的反相器中的贯通故障时用于补偿电压输出偏离的方法的一个实施例的表示的时序图；
图9是示出当在载波信号是反相信号时利用空载时间周期防止图1的反相器中的贯通故障时用于补偿电压输出偏离的方法的一个实施例的表示的时序图；
图10是示出当在载波信号在非反相载波信号和反相载波信号之间转换时利用空载时间周期防止图1的反相器中的贯通故障时用于补偿电压输出偏离的方法的一个实施例的表示的时序图；
图11是执行由图7-10表示的方法的图1的反相器的电压输出的时序图。
具体实施方式
本发明的以下详细描述本身仅仅是示范性的并且不想限制本发明或本发明的应用和使用。此外，也不想被在本发明前述的背景技术中或本发明的下列详细描述中出现的任何理论所限制。
图7是示出当利用空载时间周期防止贯通故障时用于补偿反相器(例如反相器100)中的输出电压偏离的方法700的一个实施例的流程图。根据一个实施例，通过确定当当前载波信号到达反相器100时在节点130处的电流为正还是负来开始方法700(步骤710)。
当在节点130处的电流为正时，在一个实施例中，方法700包括增加伏·秒到反相器100的输入信号(步骤720)。当来自节点130的电流为负时，在一个实施例中，方法700包括从反相器100的输入信号减去伏·秒(步骤730)。
在另一个实施例中，方法700包括确定先前载波信号的后沿是高(即非反相载波信号)还是低(即反相载波信号)(步骤740)。此外，方法700包括确定当前载波信号的前沿是高还是低(步骤750)，并且比较这两个载波信号来确定载波信号是相同类型还是不同类型的载波信号(即匹配)(步骤760)。换句话说，方法700确定先前载波信号和当前载波信号是否都是非反相载波信号或都是反相载波信号。
当先前载波信号的后沿与当前载波信号的前沿为不同的边沿类型(即当前载波信号是非反相载波信号并且先前载波信号为反相载波信号，或当前载波信号是反相载波信号并且先前载波信号为非反相载波信号)时，方法700包括当先前载波信号的前沿为高边沿并且当前信号的前沿是低边沿以及在节点130处的电流为正时增加伏·秒到反相器100的输入(步骤770)，或者当先前载波信号的前沿为低边沿并且当前载波信号的前沿是高边沿以及在节点130处的电流为负时从反相器100的输入减去伏·秒(步骤780)。换句话说，方法700包括当先前载波信号是非反相载波信号并且当前载波信号是反相载波信号以及在节点130处的电流为正时增加伏·秒到反相器100的输入信号(即步骤770)，或者当先前载波信号是反相载波信号并且下一个载波信号是非反相载波信号以及在节点130处的电流为负时从反相器100的输入信号减去伏·秒(即步骤780)。基本上，方法700根据电流极性调整对反相器100的伏·秒命令输出，以便反相器100将在插入空载时间之后产生预期量的伏·秒。
在执行步骤770或步骤780之后，在一个实施例中，方法700包括在当前载波信号之后的下一个载波信号返回步骤710(步骤790)。此外，在步骤760，当先前载波信号和当前载波信号是相同类型的载波信号(即都是非反相载波信号或都是反相载波信号)时，方法700包括在当前载波信号之后的下一个载波信号返回步骤710。
值得注意的是，方法700包括在反相器100中执行与以上参考图2、3、和/或6讨论的空载时间方法类似的空载时间方法。此外，通过将伏特乘以开关110和/或120接通的时间量来预先确定期望的电压输出(单位为伏·秒)。
图8是示出当载波信号是非反相载波信号(例如载波信号245)时用于到反相器100的输入信号110BPN的方法700的一个实施例的表示的时序图800。如所示，方法800包括当载波信号是载波信号245并且在节点130处的电流为正时增加伏·秒(由增加的输入部分810A和810B表示)到输入信号110BPN。此外，方法800包括当载波信号是载波信号245并且在节点130处的电流为负时从输入信号110BNN减去伏·秒(由减去的输入部分810C和810D表示)。
值得注意的是，尽管图8示出所增加的输入部分810A和810B被对称地增加在输入信号110BPN的每一侧，但是多个实施例设想所增加的输入部分810A和810B均可以被增加到输入信号110BPN的相同侧。同样，尽管图8示出减去的输入部分810C和810D被对称地从输入信号110BNN的每一侧减去，但是多个实施例设想减去的输入部分810C和810D均可以从输入信号110BNN的相同侧减去。
图9是示出当载波信号是反相载波信号(例如载波信号345)时用于到反相器100的输入信号110BIP的方法700的另一个实施例的表示的时序图900。如所示，方法900包括当载波信号是载波信号345并且在节点130处的电流为正时增加伏·秒(由增加的输入部分810A和810B表示)到输入信号110BIP。此外，方法800包括当载波信号是载波信号345并且在节点130处的电流为负时从输入信号110BIN减去伏·秒(由减去的输入部分810C和810D表示)。
值得注意的是，尽管图9示出所增加的输入部分810A和810B被对称地增加在输入信号110BIN的每一侧，但是多个实施例设想所增加的输入部分810A和810B均可以被增加到输入信号110BIN的相同侧。同样，尽管图9示出减去的输入部分810C和810D被对称地从输入信号110BIN的每一侧减去，但是多个实施例设想减去的输入部分910C和910D均可以从输入信号110BIN的相同侧减去。
图10是示出当载波信号在非反相载波信号(例如载波信号245)和反相载波信号(例如载波信号345)之间转换时用于到反相器100的输入信号110AP(在节点130处的正电流)和输入信号110AN(在节点130处的负电流)的方法700的一个实施例的表示的时序图1000。如所示，方法1000包括当载波信号是载波信号245时增加伏·秒(由增加的输入部分810A和810B表示)到输入信号110AP。此外，方法1000包括当载波信号是载波信号245时从输入信号110AN减去伏·秒(由减去的输入部分810C和810D表示)。
另外，输入信号110AP示出当载波信号从载波信号245转换到载波信号345时，除了增加的输入部分810A和810B以外，还将额外的伏·秒(由增加的输入部分810AA和810BA表示)增加到输入信号110AN(参见例如循环2)。此外，输入信号110AN示出当载波信号从载波信号345转换到载波信号245时，除了减去的输入部分810C和810D以外，还将额外的伏·秒(由减去的输入部分810CA和810DA表示)从输入信号110AN减去(参见例如循环3)。
值得注意的是，尽管图10示出所增加的输入部分810A、810B、810AA、和810BA被对称地增加在输入信号110AP的每一侧，但是多个实施例设想所增加的输入部分810A、810B、810AA、和810BA均可以被增加到输入信号110AP的相同侧或不对称地增加在信号110AP的每一侧。同样，尽管图10示出减去的输入部分810C、810D、810CA、和810DA被对称地增加到输入信号110BNN的每一侧，但是多个实施例设想减去的输入部分810C、810D、810CA、和810DA均可以从输入信号110AN的相同侧减去或从信号110AN的每一侧不对称地减去。
图11是示出当执行方法700时反相器100的电压输出表示的时序图1100。图1100包括理想反相器的理想电压输出1105的表示。此外，图1100包括当利用方法700时反相器100的对于节点130处的正电流的电压1115的表示和对于节点130处的负电流的电压输出1125的表示。
如所示，尽管电压输出1115和1125不与循环1-3中的理想电压输出1105同时出现，但是对循环1-3中的每一个而言，电压输出1115和1125的平均电压输出基本上是与理想电压输出1105相同的输出量。因此，方法700提供空载时间补偿方法，其中利用空载时间周期防止贯通故障的反相器(例如反相器100)能够输出基本上与理想反相器相同的平均电压量。
以上方法的多个实施例可以被存储为存储在计算机可读介质上的可执行指令，所述可执行指令在被耦合到反相器100的处理器执行时使处理器执行这些方法。计算机可读介质的实例包括但是不限于高速缓冲存储器、只读存储器、易失性随机存取存储器、非易失性存储器、以及可移动存储介质，例如磁盘、快闪存储器装置等可移动装置。
虽然在本发明的前面的详细描述中已经介绍了至少一个示范性实施例，但是应当理解的是，存在很多个变化。还应当理解的是，该一个或多个示范性实施例仅仅是实例，并且并不旨在以任何方式限制本发明的范围、应用、或配置。更确切地说，前面的详细描述将给本领域技术人员提供用来执行本发明的示范性实施例的便利指示，将理解的是，在不脱离所附权利要求与其法律等效物中提出的本发明的范围的情况下，可以对示范性实施例中描述的元件的功能和设置进行多种改变。

Claims (18)

1.一种用于补偿反相器中的空载时间的方法，该反相器包括第一开关和第二开关以及设置在该第一开关和该第二开关之间的节点，该方法包括以下步骤：
(a)在接通第一开关和第二开关之前插入空载时间周期；
(b)为反相器预先确定单位为伏·秒的输出的量；
(c)为反相器确定包括脉冲宽度的输入信号，其中所述输出以脉冲宽度为基础，并且该脉冲宽度以下述为基础：
包括第一脉冲序列的第一载波信号，
包括第二脉冲序列的第二载波信号，其中第一脉冲序列和第二脉冲序列均是非反相脉冲序列和反相脉冲序列之一，以及
在节点处的电流极性，其中该极性是正和负之一；
(d)当电流极性为正时增加第一脉冲宽度量到输入信号；
(e)当电流极性为负时从输入信号减去第二脉冲宽度量；并且
(f)确定需要第二脉冲宽度量增加到输入信号还是从输入信号减去。
2.如权利要求1所述的方法，其中(f)包括以下步骤：
(g)比较第一载波信号与第二载波信号来确定第一载波信号与第二载波信号是否是相同类型的载波信号。
3.如权利要求2所述的方法，进一步包括以下步骤：
(h)如果第一载波信号与第二载波信号是相同类型的载波信号，则传送输出信号。
4.如权利要求2所述的方法，进一步包括以下步骤：
(i)如果第一载波信号是非反相载波信号并且第二载波信号是反相载波信号，且节点处的电流极性为正时，则增加第三脉冲宽度量到输入信号以增加伏特量。
5.如权利要求2所述的方法，进一步包括以下步骤：
(j)如果第一载波信号是反相载波信号并且第二载波信号是非反相载波信号，且节点处的电流极性为负时，则从输入信号减去第四脉冲宽度量；以及
(k)传送输出信号。
6.如权利要求1所述的方法，其中(d)包括：
增加第一脉冲宽度量到输入信号以将输出量增加第一增加的伏·秒量，使得输出包括预先确定的量。
7.如权利要求1所述的方法，其中(e)包括：
从输入信号减去第二脉冲宽度量以将输出量减小第一减去的伏·秒量，使得输出包括预先确定的量。
8.如权利要求4所述的方法，其中(i)包括：
增加第三脉冲宽度量到输入信号以将输出量增加第二增加的伏·秒量，使得输出包括预先确定的量。
9.如权利要求5所述的方法，其中(j)包括：
从输入信号减去第四脉冲宽度量以将输出量减小第二减去的伏·秒量，使得输出包括预先确定的量。
10.一种补偿反相器中的空载时间的设备，该反相器包括第一开关和第二开关以及设置在该第一开关和该第二开关之间的节点，该设备包括：
(a)用于在接通第一开关和第二开关之前插入空载时间周期的装置；
(b)用于为反相器预先确定单位为伏·秒的输出的量的装置；
(c)用于为反相器确定包括脉冲宽度的输入信号的装置，其中所述输出以脉冲宽度为基础，并且该脉冲宽度以下述为基础：
包括第一脉冲序列的第一载波信号，
包括第二脉冲序列的第二载波信号，其中第一脉冲序列和第二脉冲序列均是非反相脉冲序列和反相脉冲序列之一，以及
在节点处的电流极性，其中该极性是正和负之一；
(d)用于当电流极性为正时增加第一脉冲宽度量到输入信号的装置；
(e)用于当电流极性为负时从输入信号减去第二脉冲宽度量的装置；并且
(f)用于确定需要第二脉冲宽度量增加到输入信号还是从输入信号减去的装置。
11.如权利要求10所述的设备，其中(f)装置进一步包括：
(g)用于比较第一载波信号与第二载波信号以确定第一载波信号与第二载波信号是否是相同类型的载波信号的装置。
12.如权利要求11所述的设备，进一步包括：
(h)用于如果第一载波信号与第二载波信号是相同类型的载波信号，则传送输出信号的装置。
13.如权利要求11所述的设备，进一步包括：
(i)用于如果第一载波信号是非反相载波信号并且第二载波信号是反相载波信号，且节点处的电流极性为正时，则增加第三脉冲宽度量到输入信号以增加伏特量的装置。
14.如权利要求11所述的设备，进一步包括：
(j)用于如果第一载波信号是反相载波信号并且第二载波信号是非反相载波信号，且节点处的电流极性为负时，则从输入信号减去第四脉冲宽度量的装置；以及
(k)用于传送输出信号的装置。
15.如权利要求1O所述的设备，其中(d)装置进一步包括：
用于增加第一脉冲宽度量到输入信号以将输出量增加第一增加的伏·秒量，使得输出包括预先确定的量的装置。
16.如权利要求1O所述的设备，其中(e)装置进一步包括：
用于从输入信号减去第二脉冲宽度量以将输出量减小第一减去的伏·秒量，使得输出包括预先确定的量的装置。
17.如权利要求13所述的设备，其中(i)装置进一步包括：
用于增加第三脉冲宽度量到输入信号以将输出量增加第二增加的伏·秒量，使得输出包括预先确定的量的装置。
18.如权利要求14所述的设备，其中(j)装置进一步包括：
用于从输入信号减去第四脉冲宽度量以将输出量减小第二减去的伏·秒量，使得输出包括预先确定的量的装置。
CN2008100038003A 2007-01-23 2008-01-23 用于电驱动的空载时间补偿法 Expired - Fee Related CN101232282B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US11/625,962 US7286375B1 (en) 2007-01-23 2007-01-23 Dead-time compensation method for electric drives
US11/625962 2007-01-23

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101232282A CN101232282A (zh) 2008-07-30
CN101232282B true CN101232282B (zh) 2010-09-01

Family

ID=38607053

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2008100038003A Expired - Fee Related CN101232282B (zh) 2007-01-23 2008-01-23 用于电驱动的空载时间补偿法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US7286375B1 (zh)
JP (1) JP2008182882A (zh)
CN (1) CN101232282B (zh)
DE (1) DE102008005080A1 (zh)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8385092B1 (en) * 2007-08-14 2013-02-26 Fairchild Semiconductor Corporation Power converter with current vector controlled dead time
US7804379B2 (en) * 2008-05-07 2010-09-28 Microchip Technology Incorporated Pulse width modulation dead time compensation method and apparatus
FR2961977A1 (fr) 2010-06-29 2011-12-30 Schneider Toshiba Inverter Procede de commande et systeme pour compenser les temps-morts dans une commande mli
JP4911241B1 (ja) * 2010-11-16 2012-04-04 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
DE102011088242A1 (de) * 2011-12-12 2013-06-13 Zf Friedrichshafen Ag Verfahren zum Betrieb einer Drehfeldmaschine
KR101522374B1 (ko) * 2013-08-05 2015-05-21 주식회사 루비 고효율을 위한 다상 spwm 인버터
NL2015303B1 (en) 2015-08-13 2017-02-28 Prodrive Tech Bv Electric power converter and MRI system comprising such converter.
US9960726B1 (en) * 2017-05-25 2018-05-01 Ford Global Technologies, Llc Electric drive power converter with low distortion dead-time insertion

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1186205A (zh) * 1996-12-03 1998-07-01 Lg电子株式会社 空调器用压缩机的空载时间补偿方法
CN1492576A (zh) * 2002-09-30 2004-04-28 伊顿公司 控制调频驱动系统的感应电机再生能流及直流母线电压的方法和装置
US6924993B2 (en) * 2003-09-24 2005-08-02 General Motors Corporation Method and apparatus for controlling a stand-alone 4-leg voltage source inverter

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS645358A (en) * 1987-06-25 1989-01-10 Mitsubishi Electric Corp Elevator apparatus driven by inverter
US5671130A (en) * 1996-08-23 1997-09-23 Allen-Bradley Company, Inc. Method and apparatus for controlling voltage reflections using a motor controller
JP3267524B2 (ja) * 1996-12-13 2002-03-18 株式会社東芝 インバータ制御装置
US6023417A (en) * 1998-02-20 2000-02-08 Allen-Bradley Company, Llc Generalized discontinuous pulse width modulator
EP1352458B1 (en) * 2000-11-14 2018-01-03 Aravot Rna Ltd System and method to eliminate the dead time influence in a pwm-driven system
JP2002204581A (ja) * 2001-01-09 2002-07-19 Fuji Electric Co Ltd 電力用半導体モジュール
US6434020B1 (en) * 2001-04-09 2002-08-13 Hydro-Quebec Apparatus and method of operating two switches connecting respectively a load to power source terminals in response to a switch control signal
US6714424B2 (en) * 2001-11-30 2004-03-30 Ballard Power Systems Corporation Dead-time compensation with narrow pulse elimination in solid- state switch devices
US6535402B1 (en) * 2002-07-12 2003-03-18 Delta Electronics Inc. Adaptive compensation of dead time for inverter and converter
US6819070B2 (en) * 2003-02-12 2004-11-16 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for controlling reflected voltage using a motor controller
US6909620B2 (en) * 2003-04-25 2005-06-21 Wisconsin Alumni Research Foundation Inverter configurations with shoot-through immunity
JP4621013B2 (ja) * 2004-12-06 2011-01-26 ヤンマー株式会社 インバータの制御装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1186205A (zh) * 1996-12-03 1998-07-01 Lg电子株式会社 空调器用压缩机的空载时间补偿方法
CN1492576A (zh) * 2002-09-30 2004-04-28 伊顿公司 控制调频驱动系统的感应电机再生能流及直流母线电压的方法和装置
US6924993B2 (en) * 2003-09-24 2005-08-02 General Motors Corporation Method and apparatus for controlling a stand-alone 4-leg voltage source inverter

Also Published As

Publication number Publication date
US7286375B1 (en) 2007-10-23
DE102008005080A1 (de) 2008-09-18
CN101232282A (zh) 2008-07-30
JP2008182882A (ja) 2008-08-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101232282B (zh) 用于电驱动的空载时间补偿法
JP4621635B2 (ja) 直列セルの電圧バランス補正回路
CN101247083B (zh) 开关稳压器
US20040217794A1 (en) Propagation delay adjustment circuit
CN101859980B (zh) 激光驱动器
US7898310B2 (en) Phase doubler
CN101145733A (zh) 控制直流-直流变换器的方法和电路
TWI631791B (zh) 切換式充電電路
JP5893094B2 (ja) 電力変換システム及びその動作方法
US20070052398A1 (en) DC-DC converter and its control method, and switching regulator and its control method
US11496121B2 (en) Combining voltage ramps to create linear voltage ramp
US20150102990A1 (en) Gate driving circuit, and array substrate and display panel thereof
EP3055925B1 (en) Circuit and method to compensate for equivalent series inductance (esl) effects in a buck regulator
KR101295777B1 (ko) 차지 펌핑 회로
US9184738B2 (en) PWM (pulse width modulation) signal outputting circuit and method of controlling output of PMW signal
US10673338B2 (en) Voltage converter and operating method of voltage converter
KR20090045337A (ko) 전자 장치 및 이의 설계 방법, 클래스 ｄ 시스템 동작 방법
US20210234537A1 (en) Linear low side recycling modulation
JP2018074622A (ja) パルス電源装置およびパルス発生方法
US20130307594A1 (en) Sawtooth wave generation circuit
JP2006271062A (ja) 電源回路及び試験装置
US9270180B2 (en) DC-DC converter with adaptive minimum on-time
JP2008301192A (ja) Ｐｗｍ駆動回路および駆動方法
US20160204695A1 (en) Charge pump circuit and method of controlling same
CN104919690A (zh) 用于脉冲宽度调制的调制器的载荷瞬变异步升压

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20100901

Termination date: 20200123

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee