CN101232237A - 一种多路输出电源 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种多路输出电源，包括具有至少两个输出路的变压器和对变压器输入进行控制的电源控制模块以及电压检测比较模块，电压检测比较模块对多个输出路中除带反馈的主输出路以外的某输出路的输出电压进行检测并将检测结果输出到电源控制模块，电源控制模块能根据检测结果启动保护；还包括互感元件，所述互感元件分别串联在与所述电压检测模块相连的检测输出路上和所述多路输出电源的至少一个输出路上。本发明电路极其简单，不用基准源、比较器等复杂电路，不用加入电阻等会带来损耗的器件。

Description

一种多路输出电源

技术领域

本发明涉及一种电源电路，具体涉及一种多路输出电源。

背景技术

目前，在业界应用的多路输出电源中，主路为带有负反馈的输出路，相对性能稳定，稳压精度较高，其余不带反馈的输出路性能较差，稳压精度也不高，故一般将电流最大或重要性最高的输出路作为主路输出。其余的小电流输出路作为辅路。而目前业界对安规的要求也越来越正规，多路输出电源每路输出一般均要进行过载、短路等测试，由于许多辅路输出额定电流较小，其对应变压器绕组的绕组线一般也较细，线阻会较大，加上其输出回路PCB走线一般也较细，同样线阻也会较大，加上其它可能存在的线阻，可能造成输出回路短路时最大短路电流只有几安培有时甚至不到1A，当主路负载为轻载输入电压为最高时，其所增加的负载量不足使占空比调到最大，因此无法使原边进行限流保护，或采用某路输出电压检测法进行保护，这就可能导致变压器温度超过其相应的绝缘等级要求，有的则可能造成PCB走线长时间过热，造成PCB或其附近其它阻燃性不高的器件或材料起火。当然也可采用每路输出进行过流检测的方法进行保护，但这种保护电路复杂，成本极高，可能每路均要与PWM控制回路进行隔离。这种方法除了要基准源外，还要用运放或比较器，运放或比较器可能要高于本路输出的单独电源；取样电阻会有功耗，影响本路输出的负载调整率；要用光耦隔离；PWM控制边还要相应的比较控制电路进行锁死保护或打嗝保护。特别是当输出路数较多每路电流均不大时，这种方法会造成PCB面积、产品体积过大，成本增加过多等不良因素，一般不被采用。

如图1所示的现有的一种典型的输出短路(或过流)保护锁死电路，图1中的R2、R3、R6和U5组成基准，R1为电流取样电阻，C5为电流信号滤波电容，U4为运算放大器，U3为隔离光耦，R10、R11、C4、Q1、D1、U2为电压检测比较电路。正常情况下，Q1集电极为高电平；当所检测输出回路产生过流或短路故障时，R1上电压升高，运放U4的2脚电压大于3脚电压，输出的1脚为低电平，光耦U3原边导通，其副边产生相应的电流使电阻R10上电压升高，运放U2的3脚电压大于2脚电压，其输出管脚1输出高电平，Q1导通，电源控制模块的COMP脚被拉低，PWM无输出；同时由于U2运放管脚1输出高电平通过D1二极管将运放U2的3脚锁定为高电平，故Q1始终保持导通状态，PWM被锁定。需要关机待故障排除后重开机，锁定解除，电源重新正常工作。

从上述对典型短路(或过流)保护电路的分析情况可知，现有的短路(或过流)保护电路有如下缺陷：

电路较复杂，成本较高，可靠性较差；特别是当温度范围变宽时，对光耦和基准源芯片的要求更高，成本也会增加。

要采用电阻或电流互感器取样电流，当用电阻取样时，会降低效率和增加热损耗，同时由于负载电流变化直接影响到本路输出稳压精度；当用电流互感器取样时，成本和体积会增加。

当需要检测和保护的输出回路电压较低时，不足为运放提供正常电源时，还要为运放专门设计一路电源，或选用低压电源的相应芯片，但成本会增加。

我们采用检测多路输出的一路辅路输出电压进行保护时，由于其它辅路当中可能存在电流较小输出路，短路或过流时由于存在较大的线阻和内阻等导致输出过流或短路电流不足使电源的占空比到最大，而变压器因这一绕组温度过高无法通过安规或存在安全问题，或PCB走线过热导致其它安全问题的存在。

当输入电压范围较宽时，输入电压最低所有输出满载时的占空比大于输入电压较高时一路输出处于过流或短路态其它输出路处于轻载时的占空比，采用电压检测的方法就不能正确检测出输出过流或短路故障。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是克服现有技术的不足，提供一种电路结构简单的的多路输出电源。

本发明的技术问题通过以下的技术方案予以解决：

一种多路输出电源，包括具有多个输出路的变压器和对所述变压器输入进行控制的电源控制模块以及电压检测比较模块，所述电压检测比较模块对多个输出路中除带反馈的主输出路以外的某输出路的输出电压进行检测并将检测结果输出到电源控制模块，所述电源控制模块能根据所述检测结果启动保护；还包括互感元件，所述互感元件分别串联在与所述电压检测模块相连的检测输出路上和所述多路输出电源的至少一个输出路上。

优选地，

所述串联有互感元件的输出路包括小电流输出路。

所述串联有互感元件的输出路还包括主输出路。

所述串联在检测输出路上的互感元件与串联在输出路上的互感元件的电流流入端互为异名端。

所述互感元件为至少两绕组的电感或变压器的绕组。

所述检测输出路还与所述电源控制模块的供电端相连。

还包括整流滤波模块，所述互感元件的绕组连接在所述变压器的绕组和整流滤波模块之间。

所述多路输出电源是反激式或正激式或降压式或升压式或升降压式或推挽式或半桥式或全桥式拓扑。

本发明与现有技术对比的有益效果是：

本发明电路极其简单，不用基准源、比较器等复杂电路，不用加入电阻等会带来损耗的器件。

本发明既能实现对所在输出中负载电流较大的输出路的过流、短路、过压保护，同时又能对小电流输出回路进行定向的过流或短路保护。

本发明具有对电压检测路和相应小电流输出受保护路间定向调压功能。

本发明在小电流输出路的定向过流保护之前能实现先对此输出路限流，防止保护之前输出回路温度过高或器件受损。

本发明在输出回路中串加了电感，可以改善相关输出路的电磁兼容特性。

本发明的多路输出电源当输入电压范围较宽时，输入电压最低所有输出满载时的占空比大于输入电压较高时一路输出处于过流或短路态其它输出路处于轻载时的占空比，采用定向过流检测的方法就能正确检测出输出过流或短路故障。

附图说明

图1是现有技术的电路示意图；

图2是本发明具体实施方式一的电路示意图；

图3是本发明具体实施方式一的检测路的输出电压和占空比的关系示意图；

图4是本发明具体实施方式一的小电流输出路的输出电压和占空比的关系示意图；

图5是本发明具体实施方式一的第一种变形的电路示意图；

图6是本发明具体实施方式一的第二种变形的电路示意图；

图7是本发明具体实施方式二的电路示意图；

图8是本发明具体实施方式三的电路示意图；

图9是本发明具体实施方式四的电路示意图。

具体实施方式

具体实施方式一

如图2所示的单端反激式的三路输出电源，包括变压器T1、电压检测比较模块2、电源控制模块3。所述变压器T1有四个绕组，分别是第一原边绕组T1a、第二原边绕组T1b、第一副边绕组T1c和第二副边绕组T1d。其中第一原边绕组T1a对应于变压器T1的输入，第二原边绕组T1b、第一副边绕组T1c和第二副边绕组T1d对应于变压器T1的三路输出，分别是Vo1路、Vo2和Vo3路。所述Vo1路输出还与电压检测比较模块2相连，作为输出过流或短路检测路。Vo2路输出为小电流输出路，即其额定负载电流较小；Vo3路为带反馈(图中未示出)的主输出路。

开关管Q1连接在电源控制模块3与第一原边绕组T1a之间，电源控制模块3输出可调脉宽的脉冲至开关管Q1。所述电压检测比较模块2对多个输出路中除带反馈的主输出路以外的某输出路的输出电压进行检测(即对Vo1路进行检测)，并将检测结果输出到电源控制模块，所述电源控制模块能根据所述检测结果锁定所述变压器的输入，即输出低电平至开关管Q1。

所述小电流输出路还与电源控制模块3的电源端相连，为其供电，以减少电源的功耗。所述电源控制模块3优选PWM控制芯片。

所述单端反激式的三路输出电源还包括一个两绕组的电感L1。电感L1的第一绕组L1a串联在第二原边绕组T1b与电压检测比较模块2之间，即串联在检测输出路与电压检测比较模块2之间。电感L1的第二绕组L1b第二副边绕组T1c与串联，即串联在小电流输出路上。第一绕组L1a的电流流向是从异名端流入同名端(图中标黑点处)，第二绕组L1b的电流流向是从同名端流入异名端，即电流流入第一绕组L1a和第二绕组L1b的一端互为异名端，这两个绕组上产生的磁通量互相抵消。

所述单端反激式的三路输出电源还可包括3个整流滤波模块，分别是与第一副边绕组T1c、第二副边绕组T1d、第二原边绕组T1b相连的第一、二、三整流滤波模块，以分别对检测输出路、主输出路和小电流输出路整流滤波。

第一整流滤波模块包括第一整流二极管D1和第一滤波电容C1，第一滤波电容C1连接在第一副边绕组T1c两端，第一整流二极管D1正极与第一副边绕组T1c的异名端相连，正极与第一滤波电容C1相连。

第二整流滤波模块包括第二整流二极管D2和第二滤波电容C2，第二整流二极管D2正极与第二绕组L1b的异名端相连，负极与第二滤波电容C2相连，第二滤波电容C2另一端与第二副边绕组T1d的同名端相连。

第三整流滤波模块包括第三整流二极管D3和第三滤波电容C3，第三整流二极管D3正极与第一绕组L1a的同名端相连，负极与第三滤波电容C3相连，第三滤波电容C3另一端与第二原边绕组T1b的同名端相连。

如图3、4所示，下面我们来详细分析其工作原理：假定第一绕组L1a的匝数为Na，第一绕组L1a上的电压为VL1a；第二绕组L1b的匝数为Nb，第二绕组L1b上的电压为VL1b；电感L1的磁芯的电感系数为AL。电感L1两绕间为全耦合即互感系数 $M=\sqrt{L1a\×L1b}.$ D为原边开关管Q1导通占空比，为方便说明，在下面计算中我们忽略了二极管正向导通压降，主变压器对应原边绕组合匝数为NP，对应次级各绕组匝数相应为NS1、NS2、NS3，VIN为变压器第一原边输入直流电压。下面对两路的输出电压进行分析。

对未加电感调压之前两路的输出电压分别为：

Vo1old＝(ULs1-VD1)(1-Ds)＝ULs1*(1-Ds)

Vo2old＝(ULs2-VD2)(1-Ds)＝ULs2*(1-Ds)

对加电感调压之后假设主反馈输出路开环，则两路的输出电压分别为：

$\mathrm{VL}1a=L1a\frac{\mathrm{dILs}1}{\mathrm{dt}}-\frac{M\×\mathrm{dILs}2}{\mathrm{dt}}=\mathrm{AL}\×{\mathrm{Na}}^2\frac{\mathrm{dILs}1}{\mathrm{dt}}-\frac{\mathrm{AL}\×\mathrm{Nb}\×\mathrm{Na}\×\mathrm{dILs}2}{\mathrm{dt}}$

$\mathrm{VL}1b=L1b\frac{\mathrm{dILs}2}{\mathrm{dt}}-\frac{M\×\mathrm{dILs}1}{\mathrm{dt}}=\mathrm{AL}\×{\mathrm{Nb}}^2\frac{\mathrm{dILs}2}{\mathrm{dt}}-\frac{\mathrm{AL}\×\mathrm{Nb}\×\mathrm{Na}\×\mathrm{dILs}1}{\mathrm{dt}}$

$\mathrm{Vo}1=(\mathrm{ULs}1-\mathrm{VL}1a)(1-\mathrm{Ds})$

$=(\mathrm{ULs}1-\mathrm{AL}\×{\mathrm{Na}}^2\frac{\mathrm{dILs}1}{\mathrm{dt}}+\mathrm{AL}\×\mathrm{Na}\×\mathrm{Nb}\×\frac{\mathrm{dILs}2}{\mathrm{dt}})(1-\mathrm{Ds})$

$\≈\mathrm{ULs}1(1-\mathrm{Ds})+\mathrm{AL}\×\mathrm{Na}(\mathrm{Nb}\×\mathrm{\ΔILs}2-\mathrm{Na}\×\mathrm{\ΔILs}1)$

$\mathrm{Vo}2=(\mathrm{ULs}2-\mathrm{VL}1b)(1-\mathrm{Ds})$

$=(\mathrm{ULs}2-\mathrm{AL}\×{\mathrm{Nb}}^2\frac{\mathrm{dILs}2}{\mathrm{dt}}+\mathrm{AL}\×\mathrm{Na}\×\mathrm{Nb}\×\frac{\mathrm{dILs}1}{\mathrm{dt}})(1-\mathrm{Ds})$

$\≈\mathrm{ULs}2(1-\mathrm{Ds})+\mathrm{AL}\×\mathrm{Nb}(\mathrm{Na}\×\mathrm{\ΔILs}1-\mathrm{Nb}\×\mathrm{\ΔILs}2)$

我们按额定负载时不影响各路输出电压为标准，对所加电感进行设计，即：

Nb×ΔILs2-Na×ΔILs1＝0

(1)

这种情况下，加入电感后Vo1、Vo2路输出电压基本维持不变。也可以根据实际Vo1路、Vo2路输出电压与额定值的关系来确定Nb×ΔILs2-Na×ΔILs1到底是大于零还是小于零或是等于零。如Vo2路输出电压较额定值偏高时，我们就让Nb×ΔILs2-Na×ΔILs1式为大于零，这时，加入电感后，Vo1路电压升高，Vo2路输出电压下降，达到一种调压目的。同时，由于PWM芯片供电电压范围较宽，所以当Vo2路输出电压偏低时，由于Vo2路为小电流输出路，可以由Vo1路定向补偿Vo2路输出，使Nb×ΔILs2-Na×ΔILs1小于零，Vo2路电压升高。可见，这种过流保护电路同时具有定向调压功能。

下面我们以Nb×ΔILs2-Na×ΔILs1式等于零为前提对Vo2路输出过流或短路时的保护情况进行分析。

当Vo2路输出出现过载或短路时输出电流(假设此时对就变压器绕组电流为ΔILs2’)急剧上升，即ΔILs2’＞＞ΔILs2，则Nb*ΔILs2’＞＞Na*ΔILs1，因而Vo1路输出电压上升，Vo2路输出电压下降，当Vo1路输出电压上升到过压检测的门槛时，运放或比较器U2的输出由低转为高，Q2导通。PWM芯片的COMP脚被拉低，PWM输出关断，同时由于U2的输出由低转为高通过D4将运放或比较器正输入端拉高，这样U2的输出就一直为高，PWM输出被锁死，达到过流锁死保护的目的。由于在过流保护之前，Vo2路输出电压就开始下降，可以减小Vo2路过流或短路时的输出回路过流或短路功率，达到一种先限流保护的目的。可以保护此输出回路在过流保护动作之前不至于温度过高或器件因过流等原因先损坏。

同样的保护原理，我们可以把定向调压功能与过流保护结合使用，因为Vo2路输出出现过载或短路时输出电流(假设此时对就变压器绕组电流为ΔILs2’)急剧上升，即ΔILs2’＞＞ΔILs2，足够改变原有的调压条件。这里就不作详细分析。

图5和图6示出了图3的两种变形。

具体实施方式二

如图7所示，本具体实施方式与具体实施方式一的不同之处在于：所述电感L1为三绕组，分别是第一绕组L1a、第二绕组L1b和第三绕组L1c。所述第一绕组L1a串联在检测输出路上，所述第二绕组L1b和第三绕组L1c分别串联在小电流输出路上(图中主输出路未示出)。所述第二绕组L1b和第三绕组L1c上的电流流向与所述第一绕组L1a的流向相反。

这就能实现对两个小电流输出路进行定向的过流或短路保护。显然，也可在两路以上的小电流输出路增加绕组，已形成对两路以上小电流输出路进行过流或短路保护中。

具体实施方式三

如图8所示，本具体实施方式与具体实施方式一的不同之处在于：所述电感L1为三绕组，分别是第一绕组L1a、第二绕组L1b和第三绕组L1c。所述第一绕组L1a串联在检测输出路上，所述第二绕组L1b和第三绕组L1c分别串联在小电流输出路上和主输出路上。所述第二绕组L1b和第三绕组L1c上的电流流向与所述第一绕组L1a的流向相反。

由于主路存在负反馈，当主路加入电感的一个绕组后，主路过流时，所加电感会引起主路电压下降，由于闭环的负反馈作用，电源的占空比会变大，以维持主路输出稳定，但占空比的变大会使检测路输出电压更高，就更利于对主路进行过流或短路保护。

具体实施方式四

如图9所示，本具体实施方式与具体实施方式一的不同之处在于：所述多路输出电源采用正激电路。

这种定向过流保护思路同样可以应用于其它拓朴形式的多路输出电源中，如降压式(BUCK)、升压式(BOOST)、升降压式、正激式、推挽式、半桥式、全桥式等各种可应用于多路输出电源的拓朴中，对应的变形电路与反激式类似，我们不一一列出。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明/实用新型所作的进一步详细说明，不能认定本发明/实用新型的具体实施只局限于这些说明。对于本发明/实用新型所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明/实用新型构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明/实用新型的保护范围。

Claims (8)

1.一种多路输出电源，包括具有至少两个输出路的变压器和对所述变压器输入进行控制的电源控制模块以及电压检测比较模块，所述电压检测比较模块对多个输出路中除带反馈的主输出路以外的某输出路的输出电压进行检测并将检测结果输出到电源控制模块，所述电源控制模块能根据所述检测结果锁定所述变压器的输入；

其特征是：

还包括互感元件，所述互感元件分别串联在与所述电压检测模块相连的检测输出路上和所述多路输出电源的至少一个输出路上。

2.根据权利要求1所述的多路输出电源，其特征是：

所述串联有互感元件的输出路包括小电流输出路。

3.根据权利要求2所述的多路输出电源，其特征是：

所述串联有互感元件的输出路还包括主输出路。

4.根据权利要求1或2或3所述的多路输出电源，其特征是：

所述串联在检测输出路上的互感元件与串联在输出路上的互感元件的电流流入端互为异名端。

5.根据权利要求4所述的多路输出电源，其特征是：

所述互感元件为至少两绕组的电感或变压器的绕组。

6.根据权利要求5所述的多路输出电源，其特征是：

所述检测输出路还与所述电源控制模块的供电端相连。

7.根据权利要求6所述的多路输出电源，其特征是：

还包括整流滤波模块，所述互感元件的绕组连接在所述变压器的绕组和整流滤波模块之间。

8.根据权利要求7所述的多路输出电源，其特征是：

所述多路输出电源是反激式或正激式或降压式或升压式或升降压式或推挽式或半桥式或全桥式拓扑。

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