CN101222471A - 一种适用于IEEE802.16e基站接收机的基带链路定标方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种适用于802.16e基站接收机的基带链路定标方法，该定标方法涉及基带信号处理过程中的三个部分：时域信号定标、FFT运算过程中的定标以及信道处理过程中的定标。其中时域信号定标为后续信号处理环节提供合适的信号幅度，FFT运算过程中的定标用于在FFT运算后保持信号功率的恒定，信道处理过程中的定标为译码器提供最佳形式的软信息。采用该方法，可以使用定点DSP芯片实现高效的基带接收机算法。

Description

一种适用于IEEE802.16e基站接收机的基带链路定标方法

技术领域

本发明涉及一种适用于无线系统接收机的基带链路定标方法，特别是涉及一种适用于IEEE802.16e基站接收机的基带链路定标方法。

背景技术

WiMAX技术是一种宽带无线接入技术，其固定应用版本为IEEE802.16-2004，习惯上称之为IEEE802.16d，其物理层采用OFDM技术；其移动应用版本为IEEE802.16-2005，习惯上称之为IEEE802.16e，其物理层采用OFDMA技术。这两种物理层技术本质上都基于正交频分复用技术。正交频分复用是一种并行多载波传输技术，由于允许载波之间有部分频谱重叠，相对于传统的单载波技术，可以减小载波间隔，从而提高频谱利用率。另外，正交频分复用技术在基带采用IFFT/FFT技术实现快速的多载波调制/解调。

IEEE802.16e在物理层将可用子载波进一步划分为子信道，称之为“子信道化”。将不同的子信道分配给不同的用户就实现了空口的多址接入。根据“子信道化”的具体策略，上下行链路均定义了多种置换域类型，每种置换域类型针对特定的应用场景，为网络运营提供了更好的灵活性。IEEE802.16e支持最高为64QAM的高阶调制方式，结合AMC/HARQ/MIMO/AAS等技术，可以提供更高的网络容量、更好的网络覆盖。

移动通信系统中，接收机的基带信号处理可以采用定点或浮点形式。综合考虑运算量、系统性能要求、器件水平以及成本等因素，定点形式通常是最合适的选择。

开发定点形式的接收机基带算法，其复杂性比浮点算法要高。由于定点数据的动态范围较小，在信号处理链路的每个节点，必须进行恰当的定标。要密切关注信号的幅度水平，避免发生溢出；同时，要以尽可能高的精度描述信号，尽可能减小舍入误差造成的信噪比衰减。尤其在信号处理的前级，恰当地链路定标可以减小误差累积，提升接收机整体性能。基带链路定标方案需要与物理层协议紧密结合，从具体的算法特征出发，设计恰当的定标方案。

发明内容

本发明的目的是提出一种适用于IEEE802.16e基站接收机的基带链路定标方法。采用该方案，可以使用定点DSP芯片实现高效的基带接收机算法。

本发明所述方法中，基站接收机按照如下步骤进行定标：

步骤1、执行时域信号定标：以符号为单位计算基带I、Q信号的功率P_s，并与设定的基准功率P_b相比较，由此产生定标移位值sym_shift；根据定标移位值sym_shift对该符号上的基带I、Q信号进行移位，正值表示左移，负值表示右移，从而使其功率调整到基准功率附近；

步骤2、执行FFT运算过程中的定标：在时域定标后的信号上以符号为单位执行N点FFT运算，其中N为128、或256、或512、或1024、或2048；所述FFT运算采用多级蝶形运算结构，根据N的取值，所述多级蝶形运算结构中的除末级之外的各级均采用基-4算法，末级采用基-4或基-8算法；其中第一级蝶形运算只做加法运算，没有旋转因子，将功率衰减施加到后续各级的旋转因子中，通过旋转因子实现功率衰减，以抵消FFT运算产生的功率增益，从而实现FFT运算输出功率与输入功率保持相等；

步骤3、执行信道处理过程中的定标：确定信道系数的定标移位值ch_shift，使用定标移位值ch_shift对码块内的信道系数ch进行移位定标，正值表示左移，负值表示右移，移位后的信道系数为ch_new；根据ch_new，以码块为单位对码块数据执行信道估计与均衡，以恢复出信号星座图const_tmp，并根据ch_new计算解调门限th_tmp；确定信号星座图的定标移位值const_shift，使用定标移位值const_shift对信号星座图const_tmp进行移位定标，正值表示左移，负值表示右移，移位后的信号星座图为const_final；确定解调门限的定标移位值th_shift，使用定标移位值th_shift对解调门限th_tmp进行移位定标，正值表示左移，负值表示右移，移位后的解调门限为th_final。

步骤4、解调模块使用解调门限th_final对信号星座图const_final进行软解调，输出软信息至译码模块。

本发明所述方法中，步骤2中的FFT运算实现了并行多载波解调，恢复出各子载波上承载的数据或导频；步骤2和步骤3之间还包括解子信道化步骤，其按照IEEE802.16e协议的规定，将数据和导频抽取到相应的Burst(即突发数据)，并对Burst进行码块分割操作；步骤3中的信道系数通过对导频进行线性插值来实现。

本发明所述方法中，步骤1中的信号功率P_s采用定点整数形式计算： $P_s=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}[I^2\left(i\right)+Q^2\left(i\right)];$ 步骤1中的基准功率P_b采用2的n次幂的形式：P_b＝2ⁿ，其中

n代表基准功率值唯一有效比特位的位置。

本发明所述方法中，步骤1中根据信号功率P_s最高有效位的位置m判断其功率水平，其意义如下式：其中

表示向下取整；然后根据下式确定定标移位参数：

本发明所述方法中，n＝23。

本发明所述方法中，步骤2中多级蝶形运算结构中第一级后的后续各级的旋转因子需施加的衰减因子相等，分别为 $\mathrm{Att}=\frac{1}{{\left(N^{1/2}\right)}^{1/4}}.$

本发明所述方法中，步骤3中对码块数据执行信道估计与均衡前，使码块中所有数据向最小的定标移位值sym_shift_min进行归一化，其中码块数据分属多个符号，每个符号对应一个定标移位值sym_shift，而最小的定标移位值sym_shift_min表示该码块中的最小定标移位值。

本发明所述方法中，步骤3中根据下式确定信道系数的定标移位值ch_shift： $\frac{1}{4}\&le;2^{\mathrm{ch}\_\mathrm{shift}}\&times;{\left|\mathrm{ch}\right|}_{\max }<\frac{1}{2},$ 其中|ch|_max表示码块内信道系数模值的最大值；

步骤3中根据下式确定解调门限的定标移位值th_shift： $\frac{1}{8}\&le;2^{\mathrm{th}\_\mathrm{shift}}{\left|2^{\mathrm{ch}\_\mathrm{shift}}\right|}^2{\left|\mathrm{ch}\right|}_{\max }^2<\frac{1}{4};$

步骤3中根据下式确定信号星座图的定标移位值const_shift：

const_shift＝ch_shift+th_shift。

本发明所述方法中，基带I、Q信号的位宽为16位；步骤2中采用1024点FFT，由于采用2倍过采样，所以实际FFT运算点数为N＝2048；步骤4中，对解调模块输出的软信息直接截取高8位作为最终的软信息。

本发明所述方法中，步骤2中多级蝶形运算结构中第一级后的后续各级的旋转因子全部提前生成，并且各级旋转因子独立存储，以提高运算效率。

本发明的有益效果包括：

本发明所述方法中的时域信号定标，以符号为单位执行，能为后续信号处理环节提供合适的信号幅度。本发明所述方法中的FFT运算过程中的定标，在时域定标后的信号上执行，能在FFT运算后保持信号功率恒定。本发明所述方法采用将功率衰减施加到旋转因子中的做法，从而避免引入独立的功率衰减环节，能实现最高的运算效率。本发明所述方法中通过对码块内的数据进行增益水平的归一化，并执行信道系数移位、解调门限移位和星座图移位，保证解调器输出的软信息具有最佳形式。采用本发明所述方法，可以使用定点DSP芯片实现高效的基带接收机算法。

附图说明

图1为IEEE802.16e基站接收机基带信号处理流程图；

图2为时域信号定标原理图；

图3为FFT运算模块定标原理图；

图4为信道处理模块定标原理图；

图5为64QAM星座图。

具体实施方式

下面以10MHZ带宽配置为例，结合附图，对本发明的具体实施方式做详细描述。10MHZ带宽采用1024点FFT，FFTSize＝1024，假定采用2倍过采样，实际FFT运算点数为N＝2048。假定输入基带I、Q信号的位宽为16位，输出软信息位宽为8位。乘法器输入位宽为16位，输出位宽为32位。乘法运算采用定点整数或定点小数形式，采用定点小数形式时，小数点位于第16位与15位之间。

如图1所示，接收机基带信号处理流程包括以下几个步骤：时域定标、FFT运算、解子信道化、信道处理、解调以及译码。定标处理主要涉及其中3个模块：时域定标模块、FFT运算模块和信道处理模块。采用该方案，可以使用定点DSP芯片实现高效的基带接收机算法。

本发明所述的时域信号定标，以符号为单位执行，其目的是为后续信号处理环节提供合适的信号幅度。本发明通过对I、Q基带数据进行移位来实现时域信号的定标，避免使用乘法器。对符号内的时域I、Q数据，计算其数字功率，并与设定的基准功率相比较，产生定标移位参数。利用产生的定标移位参数，对符号内的I、Q数据进行移位，使其功率调整到基准功率附近。时域信号定标的原理图如图2所示，下面将结合附图2对时域信号定标的方法进行具体描述：

时域定标模块以符号为单位计算基带I、Q数字信号的功率。假定信号已去除循环前缀，由于采用2倍过采样，一个符号内的样点数为N＝FFTSize×2＝2048。信号功率与基准功率采用定点整数形式，32位精度。信号功率按下式计算：

$P_s=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}[I^2\left(i\right)+Q^2\left(i\right)]---\left(1\right)$

基准功率采用如下形式：

                P_b＝2ⁿ                       (2)

n代表基准功率值唯一有效比特位的位置。一般要求信号均方值达到信号满幅度的1/4，考虑到正交频分复用信号具有较高的峰均比，在此基础上回退12dB，可以取n＝23。对于信号功率P_s，直接根据其最高有效位的位置m判断其功率水平，m的取值可以由DSP指令方便的获取，其意义如下式：

表示向下取整。由m和n按下式计算定标移位值：

根据定标移位值sym_shift对该符号上的I、Q基带信号进行移位，正值表示左移，负值表示右移。定标移位后的信号功率相对基准功率的误差在±3dB范围内。

本发明所述的FFT运算过程中的定标，在时域定标后的信号上执行，其目的是在FFT运算后保持信号功率恒定。正交频分复用技术采用FFT算法实现快速并行多载波解调。FFT算法本身具有功率增益，执行N点FFT运算，输出信号功率变为输入信号功率的N倍，即增益值与点数相等。当N值比较大时，在FFT蝶形运算结构中，信号逐级放大，并最终产生溢出。如果在每一级蝶形运算后，引入独立的功率衰减环节，对DSP而言会产生较大的运算负担。为了实现最高的运算效率，本发明采用将功率衰减施加到旋转因子中的做法，从而避免引入独立的功率衰减环节。根据运算点数N的取值，FFT运算的前级采用基-4算法，末级采用基-4或基-8算法。为提高运算速度，各级运算需要的旋转因子全部提前生成，并且各级旋转因子独立存储，其中第一级蝶形运算不采用乘法运算。由于第一级蝶形运算产生的功率增益无法在本级通过旋转因子进行衰减，将该级的功率衰减分散到后续各级的旋转因子中。各级旋转因子的整体功率衰减为1/N，FFT运算输出功率与输入功率保持相等。FFT运算模块定标原理图如图3所示，下面将结合附图3对FFT运算模块定标的方法进行具体描述：

FFT以符号为单位执行，实际运算点数为N＝2048，可以分解为5级蝶形结构，前4级采用基-4算法，末级采用基-8算法。第1级只做加法运算，没有旋转因子，产生4倍功率增益。后4级通过旋转因子实现功率衰减，抵消FFT运算产生的功率增益。因此要求后4级旋转因子的总衰减值为1/2048。将该衰减值均分到该后4级运算中，每一级旋转因子需施加的衰减因子为

$\mathrm{Att}=\frac{1}{{\left(N^{1/2}\right)}^{1/4}}=\frac{1}{{2048}^{1/8}}=0.38555---\left(5\right)$

为了提高运算效率，后4级蝶形结构所需的旋转因子分别存储，其数值是原始旋转因子与衰减因子Att相乘的结果，存储采用16位定点小数形式。蝶形运算中的乘法器执行16位定点小数乘法，乘法器输出信号截取高16位。采用上述FFT运算结构，可以在DSP上高效实现并行多载波解调，并且不引入功率增益。其内部各级蝶形运算，除第1级具有12dB功率增益，后级运算对信号皆呈衰减趋势。在时域定标时，信号均方值相对满幅度有24dB功率回退，因此各级蝶形运算都不会产生功率溢出。

FFT模块实现了并行多载波解调，恢复出各子载波上承载的数据或导频。此后，解子信道化模块按照IEEE802.16e协议的规定，将数据和导频抽取到相应的Burst(即突发数据)，并对Burst进行码块分割操作。解子信道化操作不涉及信号处理功能，不需要功率定标，在此不做详细描述。

本发明所述的信道处理过程中的功率定标，以码块为单位执行，目的是为译码器提供最佳形式的软信息。信道处理过程执行信道估计与均衡，恢复出信号的星座图，并产生解调门限。解调器利用解调门限对星座图进行解调，输出软信息，并交给译码器进行软判决译码。在软判决译码过程中，软信息的幅度代表其置信度，软信息的最佳形式是对接收数据进行共轭信道加权。由于接收链路存在AGC等功率调整单元，如果均衡过程中不考虑这些功率调整因素，码块中软信息的置信度可能基于不同的增益水平，这会导致译码器性能衰退。另外，在高阶调制的情况下，信号星座图本身具有一定的动态范围，需要设置恰当的解调门限，使解调器输出的软信息处于合理的幅度范围内。本发明在信道处理过程中对码块内的数据进行增益水平的归一化，使软信息具有最佳形式。同时，针对定点运算特征，通过执行信道系数移位、解调门限移位和星座图移位，保证解调器输出的软信息处于最佳幅度范围内。信道处理模块定标原理图如图4所示，下面将结合附图4对信道处理模块定标的方法进行具体描述：

信道处理模块数据位宽为16位，乘法器采用定点小数形式，乘法器输出截取高16位。为了保证最终送到译码器的软信息具有最佳形式，码块内的数据需要具有统一的增益水平。方便描述与实现，这里不考虑接收链路的中射频部分引入的增益变化，仅考虑图2所示时域定标模块引起的增益变化。在IEEE802.16e协议中，一个码块在时域的延续时间跨越多个符号，由于时域定标是以符号为单位进行的，码块中的数据可能具有不同的增益水平。码块数据分属多个符号，每个符号对应一个定标移位值sym_shift。增益水平的归一化通过对数据进行附加移位实现，码块中所有数据向最小的定标移位值进行归一化，附加移位值为：

auxi_shift＝sym_shift_min-sym_shift_cur           (6)

sym_shift_min表示码块中的最小定标移位值，sym_shift_cur表示当前数据的定标移位值。附加移位值小于或等于0，因此只发生数据右移，避免产生数据溢出。增益水平归一化后，码块中数据幅度的变化不再包含接收机引起的增益变化因素，而是真实反映无线信道的信号衰落状况，对该信号进行共轭信道加权，可以向译码器提供最佳形式的软信息。

IEEE802.16e支持最高为64QAM的高阶调制，其星座图如图5所示，功率归一化因子为 $c=\sqrt{42},$ 解调门限th相当于坐标轴上的“1”。解调器输出软信息位宽为8位，该位宽需要容纳星座图的动态范围，并为信号衰落和噪声预留一定的动态范围。为此，需要对解调门限th进行恰当的定标。以定点小数的形式描述星座图以及解调门限，并将th的范围描述为2的幂次的形式，要求

$\left\{\begin{array}{c}\frac{\mathrm{th}}{c}>\frac{1}{128}\\ \frac{7\mathrm{th}}{c}<1\\ \frac{1}{2^a}\&le;\mathrm{th}<\frac{1}{2^b}\end{array}\right.---\left(7\right)$

a与b的最佳取值为a＝3，b＝2，即 $\frac{1}{8}\&le;\mathrm{th}<\frac{1}{4}.$

为了使软信息满足由th定义的幅度范围，在信道处理过程中，对信道系数、解调门限和均衡后的数据执行3次移位定标操作。信道系数可以通过对导频进行线性插值等方法实现，此处不作详细描述。对信道系数进行移位定标，在信道均衡与解调门限计算过程中，可以防止大信号产生溢出，并降低小信号的精度损失。信道系数的定标移位值ch_shift依据下式选取：

$\frac{1}{4}\&le;2^{\mathrm{ch}\_\mathrm{shift}}\&times;{\left|\mathrm{ch}\right|}_{\max }<\frac{1}{2}---\left(8\right)$

|ch|_max表示码块内信道系数模值的最大值，依据该值确定ch_shift，使大信号对应的软信息处于最佳幅度范围，有利于提高译码性能。对码块内的信道系数ch，使用参数ch_shift进行移位定标，正值表示左移，负值表示右移。移位后的信道系数为ch_new，用于信道均衡和解调门限计算，其最大模值小于1/2，在均衡和解调门限计算过程中不会产生溢出。均衡和解调门限计算的公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{const}}_{\mathrm{tmp}}={\mathrm{data}}_{\mathrm{rev}}\&times;\mathrm{conj}\left({\mathrm{ch}}_{\mathrm{new}}\right)\\ {\mathrm{th}}_{\mathrm{tmp}}={\left|{\mathrm{ch}}_{\mathrm{new}}\right|}^2\end{array}\right.---\left(9\right)$

data_rev表示接收数据，即均衡前的码块数据，conj()表示共轭运算。信道均衡恢复了信号的星座图，而解调门限被解调器用作星座点的判决门限。此时得到的星座图const_tmp和解调门限th_tmp是中间结果，需要对它们执行移位定标操作，才能确保解调器输出软信息的幅度处于设计范围内。解调门限的定标移位值th_shift按下式确定：

$\frac{1}{8}\&le;2^{\mathrm{th}\_\mathrm{shift}}{\left|2^{\mathrm{ch}\_\mathrm{shift}}\right|}^2{\left|\mathrm{ch}\right|}_{\max }^2<\frac{1}{4}---\left(10\right)$

对解调门限中间结果th_tmp，使用参数th_shift进行移位定标，正值表示左移，负值表示右移。移位后的解调门限为最终结果，表示为th_final。信号星座图的定标移位值const_shift如下式所示：

const_shift＝ch_shift+th_shift                 (11)

对星座图中间结果const_tmp，使用参数const_shift进行移位定标，正值表示左移，负值表示右移。移位后的星座图为最终结果，表示为const_final。

解调器根据解调门限th_final对星座图const_final执行解调操作。解调器执行软解调，这里不作详细描述。解调门限和星座图位宽为16位，解调器实际输出软信息也是16位，截取其高8位作为最终的软信息。8位软信息交给译码器执行软判决译码，这里不作详细描述。

通过执行上述定标过程，基带接收I、Q信号可以顺畅通过基带接收链路，并向译码器提供具有最佳形式的软信息。

以上所述，仅为本发明在10MHZ带宽配置、过采样率为2、接收信号位宽为16位、软信息位宽为8位时的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种适用于IEEE802.16e基站接收机的基带链路定标方法，其特征在于，所述接收机按照如下步骤进行定标：

步骤1、执行时域信号定标：以符号为单位计算基带I、Q信号的功率P_s，并与设定的基准功率P_b相比较，由此产生定标移位值sym_shift；根据定标移位值sym_shift对该符号上的基带I、Q信号进行移位，正值表示左移，负值表示右移，从而使其功率调整到基准功率附近；

步骤2、执行FFT运算过程中的定标：在时域定标后的信号上以符号为单位执行N点FFT运算，其中N为128、或256、或512、或1024、或2048；所述FFT运算采用多级蝶形运算结构，根据N的取值，所述多级蝶形运算结构中的除末级之外的各级均采用基-4算法，末级采用基-4或基-8算法；其中第一级蝶形运算只做加法运算，没有旋转因子，将功率衰减施加到后续各级的旋转因子中，通过旋转因子实现功率衰减，以抵消FFT运算产生的功率增益，从而实现FFT运算输出功率与输入功率保持相等；

步骤3、执行信道处理过程中的定标：确定信道系数的定标移位值ch_shift，使用定标移位值ch_shift对码块内的信道系数ch进行移位定标，正值表示左移，负值表示右移，移位后的信道系数为ch_new；根据ch_new，以码块为单位对码块数据执行信道估计与均衡，以恢复出信号星座图const_tmp，并根据ch_new计算解调门限th_tmp；确定信号星座图的定标移位值const_shift，使用定标移位值const_shift对信号星座图const_tmp进行移位定标，正值表示左移，负值表示右移，移位后的信号星座图为const_final；确定解调门限的定标移位值th_shift，使用定标移位值th_shift对解调门限th_tmp进行移位定标，正值表示左移，负值表示右移，移位后的解调门限为th_final；

步骤4、解调模块使用解调门限th_finat对信号星座图const_final进行软解调，输出软信息至译码模块。

2.根据权利要求1所述的基带链路定标方法，其特征在于，

步骤2中的FFT运算实现了并行多载波解调，恢复出各子载波上承载的数据或导频；

步骤2和步骤3之间还包括解子信道化步骤，其按照IEEE802.16e协议的规定，将数据和导频抽取到相应的突发数据，并对突发数据进行码块分割操作；

步骤3中的信道系数通过对导频进行线性插值来实现。

3.根据上述任一权利要求所述的基带链路定标方法，其特征在于，

步骤1中的信号功率P_s采用定点整数形式计算： $\mathrm{Ps}=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}[I^2\left(i\right)+Q^2\left(i\right)];$

步骤1中的基准功率P_b采用2的n次幂的形式：P_b＝2ⁿ，其中n代表基准功率值唯一有效比特位的位置。

4.根据权利要求3所述的基带链路定标方法，其特征在于，步骤1中根据信号功率P_s最高有效位的位置m判断其功率水平，其意义如下式：

其中

表示向下取整；然后根据下式确定定标移位参数：

5.根据权利要求3或4所述的基带链路定标方法，其特征在于，n＝23。

6.根据上述任一权利要求所述的基带链路定标方法，其特征在于，步骤2中多级蝶形运算结构中第一级后的后续各级的旋转因子需施加的衰减因子相等，分别为

$\mathrm{Att}=\frac{1}{{\left(N^{1/2}\right)}^{1/4}}.$

7.根据上述任一权利要求所述的基带链路定标方法，其特征在于，步骤3中对码块数据执行信道估计与均衡前，使码块中所有数据向最小的定标移位值sym_shift_min进行归一化，其中码块数据分属多个符号，每个符号对应一个定标移位值sym_shift，而最小的定标移位值sym_shift_min表示该码块中的最小定标移位值。

8.根据上述任一权利要求所述的基带链路定标方法，其特征在于，

步骤3中根据下式确定信道系数的定标移位值ch_shift： $\frac{1}{4}\&le;2^{\mathrm{ch}\_\mathrm{shift}}\&times;{\left|\mathrm{ch}\right|}_{\max }<\frac{1}{2},$ 其中|sh|_max表示码块内信道系数模值的最大值；

步骤3中根据下式确定解调门限的定标移位值th_shift： $\frac{1}{8}\&le;2^{\mathrm{th}\_\mathrm{shift}}{\left|2^{\mathrm{ch}\_\mathrm{shift}}\right|}^2{\left|\mathrm{ch}\right|}_{\max }^2<\frac{1}{4};$

步骤3中根据下式确定信号星座图的定标移位值const_shift：const_shift＝ch_shift+th_shift。

9.根据上述任一权利要求所述的基带链路定标方法，其特征在于，基带I、Q信号的位宽为16位；步骤2中采用1024点FFT，由于采用2倍过采样，所以实际FFT运算点数为N＝2048；步骤4中，对解调模块输出的软信息直接截取高8位作为最终的软信息。

10.根据上述任一权利要求所述的基带链路定标方法，其特征在于，步骤2中多级蝶形运算结构中第一级后的后续各级的旋转因子全部提前生成，并且各级旋转因子独立存储，以提高运算效率。

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