CN101204009A - 大动态范围低功率差分输入级 - Google Patents

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Abstract

提出了一种具有无噪声负反馈部件的低功率大动态范围射频(RF)输入级(200)(例如电容器(201))。大动态范围意味着所述级(200)的低噪声贡献与特别是在高输入水平时出现的低水平内部调制的组合。低功率意味着针对相同的噪声、增益和失真水平时，传统输入级的功率消耗比本发明的输入级高大约5倍。提出了这种新的级不但可以用于放大器，而且可以用于射频接收机中常用的双平衡混频器(300－400)的下部级，所述级的示例是应用。

Description

大动态范围低功率差分输入级
技术领域
本发明涉及一种具有大动态范围的低功率差分输入级。
背景技术
典型的差分输入级如图1所示。多个晶体管101一起形成放大级。为了实现低噪声贡献，两个晶体管101的内部基极电阻Rb具有低值(15欧姆)。此外，发射极之间的两个15欧姆的负反馈电阻(degenerationresistor)102同样具有低值，以使晶体管的热噪声贡献最小化。总噪声由以下电阻的总和确定：两个内部基极电阻Rb、发射极104之间的两个电阻102、和两倍于小信号内部发射极电阻的一半，其中内部发射极电阻为：
re＝kT/qIe，Ie为多个晶体管之一晶体管的发射极电流，
针对每个晶体管5mA的发射极电流，re等于每个晶体管5欧姆。那么每个晶体管101的噪声贡献为re/2＝2.5欧姆。所有对噪声有贡献的电阻合计为：
(Rb+Rb+R102+R102+re/2+re/2)＝(15+15+15+15+2.5+2.5)[欧姆]＝65[欧姆]。
这导致小于3dB的噪声指数(NF)。10mA尾电流在发射极之间的电阻器102两端产生DC电压，具有每个电阻器102 75mV的值。而为了获得较高的118dBμV(峰值)的三阶输入交点(3rd order input intercept point，即IP3)，这是必须的。通过所述级实现的差分电压增益Av等于集电极电阻103的两倍与全部发射极电阻的比值，即：
Av＝(50+50)/(5+15+15+5)＝2.5
现有技术的缺点是只能通过高功率消耗来实现大的动态范围。因此渴望一种可以在实质保持同样级别的噪声、增益和失真性能的同时充分地减小这种功率消耗的电路。
发明内容
本发明的系统和方法提供了一种大动态范围低功率差分输入级。
大动态范围意味着以下情况的组合：
a)所述级对于低噪声的贡献；以及
b)特别是在高输入水平时发生的低水平的内部调制产品(这与较高的三阶输入交点IP3等效)。
低功率意味着对于相同的性能水平，传统输入级的功耗是本发明的系统和方法功耗的5倍。
在优选实施例中，通过发射极之间的电容器而不是两个电阻器来实现发射极负反馈(emitter degeneration)。那么可以在差分电压增益保持不变的同时，使发射极电流降低为原来的五分之一。
因此，根据本发明的输入级只要求具有相同性能的传统输入级的当前功耗的五分之一。这样的节能对于诸如无线LAN接收机之类的移动和便携式电池供电设备尤为重要。
附图说明
图1示出了传统差分输入级；
图2示出了根据本发明的低功率大动态范围差分输入级；
图3示出了根据本发明改进的调频广播收音机(FM broadcastreceiver)的射频前端(RF front end)；
图4示出了根据本发明改进的电视机的超高频(UHF)部分；以及
图5示出了按照本发明改进的宽带接收机的射频前端(RF frontend)。
具体实施方式
本领域普通技术人员应该理解的是提供以下描述用于说明而不是限制的目的。技术人员理解的存在落在本发明的精神和所附权利要求范围之内的许多变体。可以从当前描述中省略公知功能和操作的不必要的细节，以便不会混淆本发明。
本发明的系统和方法提供了一种大动态范围低功率差分输入级。
现在参照图2，晶体管101是与图1中所示的传统输入级相同的类型，因此，它们具有15欧姆的相同内部基极电阻Rb。总尾电流为：
2×1mA＝2mA，
而不是传统输入级中的10mA。
发射极负反馈是通过位于发射极104之间的电容器201而不是两个电阻器102来实现的。在本实施例中，该电容器的值为10pF，并且该电容器对噪声电路没有贡献，可以认为所述电容器是无损的。
现在，噪声由以下电阻的总和确定：两个基极电阻器Rb，两倍的晶体管小信号发射极电阻re的一半。对于每一个晶体管1mA的发射极电流，re为25欧姆。因此，每一个晶体管的噪声贡献为12.5欧姆。所有对噪声有贡献的电阻具有总值：
(15+15+12.5+12.5)[欧姆]＝55[欧姆].
那么，这导致与传统输入级的噪声指数几乎相同的NF，传统输入级的噪声指数小于3dB。
为了获得与传统放大器级相同的118dBμV(峰值)的三阶输入交点，发射极104之间的阻抗与尾电流相乘的乘积应该相同。在传统级中发射极104之间的阻抗为30欧姆，并且尾电流为10mA。图2所示的新级中发射极104之间的阻抗为例如在106MHz的频率下10pF的电抗，总计150欧姆。该值是传统级中的5倍；然而因为2mA的发射极尾电流是传统级的五分之一，因此这导致118dBμV(峰值)的相同三阶输入交点。差分电压增益Av保持不变，但请注意集电极电阻器103的值已经从50欧姆增加到250欧姆：
Av＝(250+250)/(25+1 50+25)＝2.5
当将与相同的尾电流用在传统级中时，根据本发明的电路也可以用于增加动态范围。然后可以通过减小噪声指数NF来部分地实现动态范围的增加。现在对噪声有贡献的电阻器是内部基极电阻器Rb和晶体管101的re的一半。对于5mA的发射极电流，re等于5欧姆，即每一个晶体管对噪声的贡献为2.5欧姆。现在所有对噪声有贡献的电阻的总值为：
(15+15+2.5+2.5)[欧姆]＝35[欧姆]
这导致较低的噪声指数(NF)。同样，三阶输入交点增加。，对于2mA和10pF的乘积(在106MHz时为150欧姆)，三阶输入交点为118dBμV(峰值)，对于10mA和10pF的乘积，三阶输入交点增加到136dBμV(峰值)。因此利用低噪声指数和较高的三阶输入交点已经增加了动态范围。
现在参考图3，这里所示的是一种根据本发明改进的调频广播收音机(FM broadcast receiver)的射频前端(RF front end)混频器。图3示出了一种射频前端广播收音机，所述收音机接收在87.5MHz和108.0MHz之间的射频信号。传统混频器的下部级与图1的电路类似，不同之处在于电阻器103。然后，晶体管101的集电极与上部级的发射极直接相连。现在双平衡混频器303的下部级301包括根据本发明的低功率大动态范围输入级(如图2所示)。输入频带两端的增益变化为1.85dB；该变化是由电容器201的频率相关电抗引起的。为了避免由于发射极的电容负载(由于发射极104之间的电容器201)产生的增益级中的寄生振荡，已经将两个100欧姆的电阻103与集电极引线305串联相连。
在传统接收机中，低噪声放大器(LNA)经常位于混频器之前。如果混频器的噪声指数不是足够好，低噪声放大器(LNA)的功能就是改进接收机的噪声指数。根据本发明的混频器可以具有如此低的噪声指数，使得可以省略低噪声放大器(LNA)。如果(由于低噪声放大器的存在导致)混频器前端的增益消失，该混频器所要求的IP3要求也可以降低，导致附加的功率节省。
现在参考图4，其中所示的是电视机(TV)的超高频部分。在双平衡混频器401的下部级中，使用了本发明的新型低功率大动态范围输入级401。代替发射极104之间固定值的电容器201，提供两个可变电容二极管402以获得从470MHz到862MHz变化的UHF带两端的平坦增益响应。用于这些可变电容二极管的控制电压与用于驱动上部混频级的本地振荡器的调谐电压VTUNE相同。VTUNE的增加将减小电容二极管402的电容，并且因此可以将增益保持为频带两端的常数。如果使用固定电容器而不是两个可变电容二极管，UHF两端的增益变化将是5.2dB。为了避免由发射极104的电容负载产生的增益级内的寄生振荡，两个100欧姆的电阻器103与晶体管104的集电极引线串联。
现在参考图5，其中所示的是宽带接收机的射频前端部分。在双平衡混频器505的下部级中，应用了本发明的低功率大动态范围输入级501。在本发明的这个应用中，发射极104之间的两个可变电容二极管502经由两个固定电容器503串联连接。此外，二极管的正极经由电阻504接地以便获得接地的直流通道。因此，将可变电容二极管的正极偏置为固定的0V直流电平。因此，获得了更大范围的电容变化，所有可以在较宽的输入频率范围中将增益保持恒定。为了避免由发射极104的电容负载产生的增益级中的寄生振荡，两个100欧姆的电阻器103与晶体管101的集电极引线串联。
这种新的级不但可以用到放大器中，而且可以用于射频接收机中常用的双平衡混频器的下部级中，如图3、图4和图5所示。
最后，可以使用其他部件用于放大和负反馈组件，例如用场效应晶体管(FET)代替双极型晶体管。在场效应晶体管(FET)的情况下，由于与具有相同尾电流的双极型晶体管相比FET的较低跨导，噪声指数(NF)增加到5dB。此外，三阶输入交点增加并且高于118dBμV(峰值)。在第一和第二差分输入放大部件为场效应晶体管(FET)的情况下，每一个场效应晶体管均具有内部栅极串联电阻Rg和小信号源极电阻rs，使得rs为1/gm，其中gm为场效应晶体管的跨导。第一和第二漏极电阻器分别与第一和第二场效应晶体管的第一和第二漏极相连。无噪声负反馈组件分别连接在第一和第二场效应晶体管的第一和第二源极之间，并且将输入级对于噪声的贡献计算为两个内部栅极串联电阻Rg加上两倍的小信号源极电阻rs的总和。
尽管已经示出并且描述了本发明的优选实施例，但本领域普通技术人员应该理解，在不偏离本发明的实质范围的情况下，这里描述的管理框架、器件体系结构和方法都是示意性的，可以实现各种不同的变化和改进，其中的元件都可以采用等效的元件来代替。而且，在不偏离本发明的中心范围的情况下下，可以进行许多修改以适应本发明的教导，即使用场效应晶体管(FET)代替双极型晶体管。因此，本发明并不局限于试图实现本发明的最佳模式的具体实施例，但是本发明包括落入所附权利要求范围之内的全部实施例。

Claims (23)

1.一种低功率大动态范围差分输入级(200)，包括：
第一和第二差分输入晶体管(101)，所述第一和第二差分输入晶体管(101)与差分输入信号(107-108)相连，每一个晶体管(101)具有内部基极电阻Rb和小信号发射极电阻re；
第一和第二集电极电阻器(103)，所述第一和第二集电极电阻(103)分别与所述第一和第二差分输入晶体管(101)的第一和第二集电极(105)相连；以及
发射极负反馈部件(201)，所述发射极负反馈部件(201)分别连接在第一和第二差分晶体管(101)的第一和第二发射极(104)之间。
2.根据权利要求1所述的差分输入级(200)，其中：
所述发射极负反馈部件(201)是一个对所述输入级无噪声贡献的电容器；以及
所述输入级(200)的噪声贡献由两个内部基极电阻器Rb和两倍的所述小信号发射极电阻re的一半的总和来确定。
3.根据权利要求1所述的差分输入级(200)，其中：
所述差分输入级包括具有第一(205)和第二(206)信号路径的差分输入拓扑结构；
所述第一和第二晶体管(101)以及电阻器(103)分别配置在所述第一(205)和第二(206)信号路径中，使得它们彼此对称；以及
布置电路，使得所述差分拓扑结构的第一(205)和第二(206)信号路径的电流路径彼此相同。
4.根据权利要求2所述的差分输入级(200)，其中：
所述差分输入级(200)的噪声指数小于3dB；
在第一和第二发射极之间的阻抗与尾电流相乘的乘积使得较高的的三阶输入交点是118dBμV(峰值)；以及
所述差分输入级(200)的功率消耗是现有技术的差分输入级的功率消耗的五分之一。
5.根据权利要求4所述的差分输入级(200)，其中：在第一和第二发射极(104)之间的阻抗为10pF，尾电流为2mA，频率为106MHz，使得三阶输入交点是118dBμV(峰值)。
6.根据权利要求4所述的差分输入级(200)，其中：在第一和第二发射极(104)之间的阻抗为10pF，尾电流为10mA，频率为106MHz，使得三阶输入交点是136dBμV(峰值)。
7.一种用于调频广播收音机(303)的双平衡混频器，包括：下部级，所述下部级包括根据权利要求1所述的低功率大动态范围输入级(301)，其中所述第一和第二集电极电阻器(103)每一个均具有100欧姆的电阻值以避免寄生振荡。
8.一种用于调频广播收音机(303)的双平衡混频器，包括：下部级，所述下部级包括根据权利要求4所述的低功率大动态范围输入级(301)，所述第一和第二集电极电阻器(103)每一个均均有100欧姆的电阻值以避免寄生振荡。
9.一种用于电视机超高频率(UHF)部分(403)的双平衡混频器，包括：
上部级；以及
下部级，所述下部级包括根据权利要求1所述的低功率大动态范围输入级(401)，其中所述发射极负反馈部件包括两个可变电容二极管(402)，并且用于所述两个可变电容二极管的控制电压(409)与用于驱动上部级的本地振荡器的调谐电压(401)相同，并且其中所述第一和第二集电极电阻器(103)的每一个均具有100欧姆的电阻值以避免寄生振荡。
10.一种用于宽带接收机的射频前端部分的双平衡混频器，包括(500)：
下部级，所述下部级包括根据权利要求1所述的低功率大动态范围输入级(501)，其中：
i)所述发射极负反馈部件包括偏置于固定的0V直流电平处的第一和第二可变电容二极管(502)，所述第一和第二可变电容二极管彼此背靠背串联连接，并且分别经由第一和第二固定串联电容器(503)与第一和第二发射极(104)相连；
ii)第一和第二集电极电阻器(103)每一个均具有100欧姆的电阻值以避免寄生振荡。
11.根据权利要求10所述的双平衡混频器，其中：第一和第二可变电容二极管的阳极经由电阻器(504)接地以便获得接地的直流路径，使得将第一和第二可变电容二极管(502)偏置在固定的0V直流电平。
12.一种用于降低差分输入级(200)的功耗和提高差分输入级(200)动态范围的方法，包括以下步骤：
提供第一和第二差分输入晶体管(101)，每一个差分输入晶体管均具有内部基极电阻Rb和小信号发射极电阻re；
将所提供的所述第一和第二差分输入晶体管(101)与第一(107)和第二(108)差分输入信号相连；
将第一和第二集电极电阻器分别与所述第一和第二差分晶体管(101)的第一和第二集电极(105)相连；
提供发射极负反馈部件(201)；以及
将所述发射极负反馈组件(201)分别连接在所述第一和第二差分晶体管(101)的第一和第二发射极(104)之间。
13.根据权利要求12所述的方法，其中提供发射极负反馈部件的步骤包括：
提供电容器(201)，所述电容器对输入级(200)无噪声贡献；
将对输入级的噪声水平的贡献计算为所述两个基极电阻器Rb和两倍的小信号发射极电阻re的一半的总和。
14.根据权利要求13所述的方法，其中：
所述噪声指数小于3dB；
在第一和第二发射极(104)之间的阻抗与尾电流相乘的乘积使得较高的三阶输入交点是118dBμV(峰值)。
15.根据权利要求14所述的方法，其中：在第一和第二发射极(104)之间的阻抗为10pF，尾电流为2mA，频率为106MHz，使得三阶输入交点是118dBμV(峰值)。
16.根据权利要求14所述的方法，其中：在第一和第二发射极(104)之间的阻抗为10pF，尾电流为10mA，频率为106MHz，使得三阶输入交点是136dBμV(峰值)。
17.一种接收机，包括接收机前端部分(303)，所述接收机前端部分包括根据权利要求8所述的差分输入级(301)，使得可以不使用差分输入级(301)之前的低噪声放大器LNA。
18.一种接收机，包括接收机前端部分(403)，所述接收机前端部分包括根据权利要求9所述的差分输入级(401)，使得可以不使用差分输入级(401)之前的低噪声放大器LNA。
19.一种接收机，包括接收机前端部分(505)，所述接收机前端部分包括根据权利要求10所述的差分输入级(501)，使得可以不使用差分输入级(501)之前的低噪声放大器LNA。
20.一种用于降低差分输入级的功耗和提高差分输入级动态范围的方法，包括以下步骤：
提供第一和第二差分输入放大部件(101)；
将所提供的所述第一和第二差分输入放大部件与差分输入信号(107-108)相连；
将无噪声部件(201)连接在所述第一和第二差分输入放大部件(101)之间以实现预定增益。
21.根据权利要求20所述的方法，其中：
所述第一和第二差分输入放大部件(101)为场效应晶体管FET，所述场效应晶体管具有内部栅极串联电阻Rg和小信号源极电阻rs，其中rs为1/gm，其中gm为场效应晶体管的跨导；以及
还包括以下步骤：
a)将第一和第二漏极电阻器分别与第一和第二场效应晶体管的第一和第二漏极相连；
b)将无噪声负反馈部件(201)分别连接在第一和第二场效应晶体管的第一和第二源极之间；以及
c)将对差分输入级(200)的噪声水平的贡献计算为所述两个内部栅极串联电阻Rg和两倍的小信号源极电阻rs的总和。
22.根据权利要求21所述的方法，其中：
所述输入级的噪声指数小于5dB；
第一和第二源极之间的阻抗与尾电流相乘的乘积使得较高的三阶输入交点高于118dBμV(峰值)。
23.根据权利要求22所述的方法，其中：
第一和第二源极之间的阻抗为10pF，尾电流为2mA，频率为106MHz，使得三阶输入交点高于118dBμV(峰值)。
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