CN101170354A - 通信方法以及使用了它的无线装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种执行与两个无线装置间的传输路径特性相应的通信的通信方法、以及使用了它的无线装置。想要选择适合于无线传输路径的调制方式和误码修正。调制解调部(24)等将通信速率设定成可变地与通信对象的无线装置执行通信。控制部(30)取得与通信对象的无线装置之间的无线传输路径的延迟特性、和无线传输路径的误差向量。另外，控制部(30)基于所取得的延迟特性和误差向量，作为通信速率，决定误码修正的编码率和调制方式。特别地，控制部(30)基于延迟特性决定编码率，基于误差向量决定调制方式。

Description

通信方法以及使用了它的无线装置
技术领域
本发明涉及通信技术，特别涉及执行与两个无线装置间的传输路径特性相应的通信的通信方法、使用了它的无线装置及通信系统。
背景技术
作为既能进行高速的数据传输，又在多路径环境下适应性较好的通信方式，有作为多载波方式之一的OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：正交频分复用)调制方式。该OFDM调制方式被适用于作为无线LAN(Local Area Network：局域网)的标准化标准的IEEE802.11a/g和HIPERLAN/2。这样的无线LAN中的包(packet)信号一般是经由随时间变动的传输路径环境来传输，且会受到频率选择性衰落的影响，所以接收装置一般动态地执行传输路径推定。
为使接收装置执行传输路径推定，在包信号内设有两种已知信号。一种是在包信号的开头部分，是针对所有载波而设的已知信号，即所谓的前同步(preamble)或训练(training)信号。另一种是在包信号的数据区间中针对一部分载波而设的已知信号，即所谓的导频信号。
发明内容
〔发明所要解决的课题〕
在无线通信中，作为用于有效利用频率资源的技术之一，有自适应阵列天线技术。自适应阵列天线技术是通过在多个天线中分别控制处理对象的信号的振幅和相位，来控制天线的指向性模式。作为利用这样的自适应阵列天线技术使数据传输率(datarate)高速化的技术，有MIMO(Multiple Input Multiple Output：多重输入多重输出)系统。在MIMO系统中，发送装置和接收装置分别具有多个天线，设定应并行发送的包信号(以下，将在包信号中应并行传输的数据等分别称作“序列”)。即，通过对发送装置和接收装置之间的通信设定最多天线数量个序列，来提高数据传输率。进而，若将这样的MIMO系统与OFDM调制方式相组合，则能够进一步使数据传输率高速化。
通过在MIMO系统中增减数据通信所应使用的天线的数量，能够调节数据传输率。进而，通过适用自适应调制，能够使数据传输率的调节变得更加细致。在自适应调制中，是执行与发送装置和接收装置之间的传输路径特性相应的通信的，所以能够实现适于传输路径特性的通信。为提高自适应调制的处理精度，希望接收装置取得发送装置所包含的多个天线与接收装置所包含的多个天线间的各个传输路径特性。为提高传输路径特性的取得的精度，发送装置或者接收装置从所有天线发送传输路径推定用的已知信号。以下，将与配置有数据的序列的个数无关地配置在多个序列中的传输路径推定用的已知信号称为“训练信号”。例如，即使数据被配置在两个序列中，训练信号也配置在四个序列中。
本发明人在这样的状况下认识到以下课题。自适应调制一般是基于EVM(ErrorVector Magnitude：误差向量幅值)、接收信号强度等来执行的。但是，若对MIMO系统等通信系统适用了交织(interleave)及误码修正，则即使是相同的EVM值和接收信号强度值，也有可能适于当时的无线传输路径的调制方式和误码修正的编码率会不同。具体来说，根据无线传输路径的延迟特性的大小，误码修正的效果不同。
本发明是鉴于这样的情况而设计的，其目的在于提供一种选择适于无线传输路径特性的调制方式和误码修正的通信技术。
〔用于解决课题的手段〕
为解决上述课题，本发明的一个方案的基站装置包括：通信部，将通信速率设定成可变地对通信对象的无线装置进行通信；取得部，取得通信部与通信对象的无线装置之间的无线传输路径的延迟特性、和无线传输路径的误差向量；决定部，基于在取得部中取得的延迟特性和误差向量，决定应对通信部设定的通信速率。
“取得”可以对应于取得在通信对象的无线装置中导出的延迟特性和误差向量的情况，也可以对应于在本无线装置中导出延迟特性和误差向量的情况，只要最终取得这些信息即可。根据该方案，除误差向量外还使用延迟特性来决定通信速率，所以能够考虑延迟特性的影响地决定通信速率。
作为通信速率，通信部可以至少设定误码修正的编码率和调制方式，决定部可以基于延迟特性决定编码率，基于误差向量决定调制方式。此时，基于延迟特性决定编码率，所以能够考虑误码修正的效果地决定通信速率。
本发明的另一方案也是一种无线装置。该装置包括：通信部，将通信速率设定成可变地对通信对象的无线装置进行通信；取得部，取得通信部与通信对象的无线装置之间的无线传输路径的误差向量；决定部，基于在取得部中取得的误差向量的平均值和误差向量的偏差程度，决定应对通信部设定的通信速率。
所谓“偏差程度”，是指例如表示相对于平均值的分散程度的方差值、标准差、以及用统计处理计算出来的值。另外，最大值和最小值的差、平均值与最大值的差、平均值与最小值的差等也能够作为表示该偏差程度的尺度来使用。根据该方案，除误差向量的平均值外还使用误差向量的偏差程度来决定通信速率，所以能够考虑延迟特性的影响地决定通信速率。
作为通信速率，通信部可以至少设定误码修正的编码率和调制方式，决定部可以基于误差向量的偏差程度决定编码率，基于误差向量的平均值决定调制方式。此时，由于是基于误差向量的偏差程度来决定编码率，所以能够考虑误码修正的效果地决定通信速率。
本发明的再一个方案也是一种无线装置。该装置包括：通信部，将通信速率设定成可变地对通信对象的无线装置执行基于多个序列的通信；取得部，按各序列分别取得通信部与通信对象的无线装置之间的无线传输路径中的关于信号强度的物理量；决定部，基于在取得部中取得的与多个序列彼此建立对应关系的多个物理量中的任一个、和多个物理量之间的差，决定应对通信部设定的通信速率。
根据该方案，除一个物理量外还使用物理量间的差来决定通信速率，所以能够考虑延迟特性的影响地决定通信速率。
作为物理量，取得部可以取得误差向量；即使多个误差向量中的任一个的值相同，差越大，决定部就越决定使用高速的通信速率。此时，能够将差反映到通信速率的决定中，所以能够考虑误码修正的效果地决定通信速率。
可以是：通信部具有多个第1天线，据此执行与具有多个第2天线的通信对象的无线装置间的通信；作为物理量，取得部取得针对传输路径矩阵的奇值，该传输路径矩阵具有由第1天线的数量和第2天线的数量确定的元素个数，并且以多个第1天线与多个第2天线间的各个传输路径特性为元素的值；即使多个奇值中的任一个的值相同，差越大，决定部就越决定使用高速的通信速率。此时，能够将差反映到通信速率的决定中，所以能够考虑误码修正的效果地决定通信速率。
作为多个物理量中的任一个，决定部可以使用多个物理量各自所适合的通信速率中的、对应较低的通信速率的物理量。此时，由于使用对应较低的通信速率的物理量，所以能够选择能可靠地实现的通信速率。
本发明的再一个方案是一种通信方法。该方法包括：将通信速率设定成可变地对通信对象的无线装置进行通信的步骤；取得与通信对象的无线装置之间的无线传输路径的误差向量的步骤；基于所取得的误差向量的平均值和误差向量的偏差程度，决定应设定的通信速率。
在执行通信的步骤中，作为通信速率，可以至少设定误码修正的编码率和调制方式，在决定的步骤中，可以基于误差向量的偏差程度决定编码率，基于误差向量的平均值决定调制方式。
本发明的再一个方案是一种通信方法。该方法包括：将通信速率设定成可变地对通信对象的无线装置执行基于多个序列的通信的步骤；按各序列取得与通信对象的无线装置之间的无线传输路径中的关于信号强度的物理量的步骤；基于所取得的与多个序列彼此建立对应关系的多个物理量中的任一个、和多个物理量之间的差，决定应设定的通信速率。
可以是：在取得步骤中，作为物理量，取得误差向量；在决定步骤中，即使多个误差向量中的任一个的值相同，差越大，就越决定使用高速的通信速率。
可以是：在通信步骤中，使用多个第1天线执行与具有多个第2天线的通信对象的无线装置间的通信；在取得步骤中，作为物理量，取得针对传输路径矩阵的奇值，该传输路径矩阵具有由第1天线的数量和第2天线的数量确定的元素个数，并且以多个第1天线与多个第2天线间的各个传输路径特性为元素的值；在决定步骤中，即使多个奇值中的任一个的值相同，差越大，决定部就越决定使用高速的通信速率。在决定步骤中，作为多个物理量中的某一个，可以使用多个物理量所分别适合的通信速率中、对应较低通信速率的物理量。
本发明的再一个方案也是一种通信方法。该方法包括：将通信速率设定成可变地对通信对象的无线装置执行通信的步骤；取得与通信对象的无线装置之间的无线传输路径的延迟特性、和无线传输路径的误差向量的步骤；基于所取得的延迟特性和误差向量，决定应设定的通信速率的步骤。
在执行通信的步骤中，作为通信速率，可以至少设定误码修正的编码率和调制方式，在决定步骤中，可以基于延迟特性决定编码率，基于误差向量决定调制方式。
另外，将以上结构要件的任意组合、本发明的表达方式在方法、装置、系统、记录介质、计算机程序等之间相互转变的方案，作为本发明的实施例也是有效的。
附图说明
图1是表示本发明实施例的多载波信号的频谱的图。
图2是表示本发明实施例的通信系统的结构的图。
图3是表示图2的通信系统中的通信速率的设定步骤的顺序图。
图4是表示图2的第1无线装置的结构的图。
图5是表示在图4的控制部中导出的EVM的概要的图。
图6是表示图2的第1无线装置中的通信速率的设定步骤的流程图。
图7是表示本发明变形例的通信速率的设定步骤的流程图。
图8是表示本发明的另一实施例的通信系统的结构的图。
图9的(a)～(c)是表示图8的通信系统中的包格式的图。
图10的(a)～(d)是表示图8的通信系统中的训练信号用的包格式的图。
图11的(a)～(d)是表示图8的通信系统中的其他训练信号用的包格式的图。
图12是表示在图8的通信系统中最终发送的训练信号的包格式的图。
图13是表示图8的第1无线装置的结构的图。
图14是表示图13中的频域的信号的结构的图。
图15是表示图13的基带处理部的结构的图。
图16是表示图15的接收用处理部的结构的图。
图17是表示图15的发送用处理部的结构的图。
图18是表示图8的通信系统中的通信速率的设定步骤的顺序图。
图19是表示图13的第1无线装置中的通信速率的设定步骤的流程图。
图20是表示本发明的再一个变形例的通信速率的设定步骤的流程图。
具体实施方式
现在将通过参考优选实施例来描述本发明。这并非旨在限制本发明的范围，而是要对本发明进行示例。
在具体说明本发明之前，先叙述其概要。本发明的实施例涉及由至少两个无线装置构成的通信系统。通信系统中使用OFDM调制方式、误码修正、交织。其中一个无线装置相当于基站装置，其他的相当于终端装置。通信系统通过执行自适应调制来改变调制方式和误码修正的编码率，但这里为说明清楚，说明针对从基站装置到终端装置的下行线路的自适应调制处理。基站装置向终端装置发送请求下行线路的传输路径特性和EVM的信号(以下称“请求信号”)。终端装置接收到请求信号后，导出传输路径特性，并导出EVM。具体来说，针对各副载波的分量导出EVM，对其在1OFDM期间内进行平均化，由此导出EVM。以下，有时将平均化后的EVM也称作“EVM”。另外，传输路径特性在频域中具有副载波单位的分量。终端装置将包含有传输路径特性和关于EVM的信息的信号(以下称“响应信号”)发送给基站装置。
基站装置收到的EVM相当于无线传输路径所导致的信号的畸变方式，所以若EVM变小，则能提高通信速率。另一方面，基站装置针对传输路径特性的分量在相邻的副载波间导出相关值。这样的相关值相当于无线传输路径的延迟特性。因此，延迟特性对误码修正的效果产生影响。即，若延迟波的影响较小，则即使进行交织，也有连续误码增加的趋势。因此，在这样的环境下，误码修正的效果变小。这相当于即使EVM是相同值，若延迟波的影响较小，也应降低通信速率。综上考虑，基站装置基于延迟特性决定编码率，基于EVM决定调制方式。
图1表示本发明实施例的多载波信号的频谱。特别地，图1表示OFDM调制方式下的信号的频谱。一般将OFDM调制方式中的多个载波的一个称为副载波，此处用“副载波编号”来指定一个副载波。MIMO系统中规定有从副载波编号“-28”至“28”的56个副载波。为减少基带信号中的直流分量的影响，将副载波编号“0”设定成空(null)。另一方面，在不适用MIMO系统的系统(以下称“以往系统”)中，规定有从副载波编号“-26”至“26”的52个副载波。另外，作为以往系统的一个例子，有遵循IEEE802.11a标准的无线LAN。另外，将作为由多个副载波构成的时域的一个信号的单位，称作“OFDM符号(symbol)”。
另外，各个副载波被以设定成可变的调制方式调制。关于调制方式，可以使用BPSK(Binary Phase Shift Keying：二进制移相键控)、QPSK(Quadrature Phase ShiftKeying：正交相移键控)、16QAM(Quadrature Amplitude Modulation：正交振幅调制)、64QAM、256QAM的任一者。
另外，作为误码修正方式，对这些信号适用卷积编码。卷积编码的编码率被设定成1/2、3/4等。进而，所应并行发送的数据个数被设定成可变。结果，调制方式、编码率、序列个数的值被设定成可变，从而数据传输率也被设定成可变。另外，“数据传输率”可以由它们的任意组合来决定，也可以由其中的一个来决定。在以往系统中，调制方式是BPSK、编码率是1/2时，数据传输率为6Mbps。而在调制方式是BPSK、编码率是3/4时，数据传输率为9Mbps。
图2表示本发明实施例的通信系统100的结构。通信系统100包括被统称为无线装置10的第1无线装置10a、第2无线装置10b。另外，第1无线装置10a包括天线12，第2无线装置10b包括天线14。这里，第1无线装置10a对应于基站装置，第2无线装置10b对应于终端装置。通信系统100如前所述使用OFDM调制方式，且使用误码修正和交织。如前所述，实施例以针对下行线路的自适应调制为说明对象，所以第1无线装置10a将通信速率设定成可变地向通信对象的第2无线装置10b执行通信。这里，作为通信速率，设定误码修正的编码率和调制方式。
第2无线装置10b基于来自第1无线装置10a的信号导出针对从天线12至天线14的下行线路的无线传输路径的传输路径特性。这里，所谓传输路径特性是指在从天线12至天线14的下行线路的无线传输路径中，表示信号衰减的程度和相位旋转的程度的指标。另外，传输路径特性由分别对应于多个副载波的分量构成。进而，第2无线装置10b导出EVM。关于EVM的导出方法，在后面叙述。第2无线装置10b向第1无线装置10a发送传输路径特性和EVM。第1无线装置10a基于从第2无线装置10b接收来的传输路径特性导出延迟特性，并基于延迟特性和EVM决定调制方式和编码率。最终，第1无线装置10a使用所决定的调制方式和编码率将该数据信号发送给第2无线装置10b。另外，关于针对上行线路的自适应调制，只要执行与上述相反的处理即可，所以这里省略说明。
下面说明由通信系统100进行的自适应调制的处理的概要。图3是表示通信系统100中的通信速率的设定步骤的顺序图。第1无线装置10a向第2无线装置10b发送请求信号(S10)。第2无线装置10b基于请求信号推定传输路径特性，导出EVM(S12)。第2无线装置10b将所推定的传输路径特性和导出的EVM作为响应信号发送给第1无线装置10a(S14)。第1无线装置10a基于包含在响应信号中的传输路径特性和EVM决定通信速率(S16)。第1无线装置10a使用所决定的通信速率向第2无线装置10b发送数据信号(S18)。
图4表示第1无线装置10a的结构。第1无线装置10a包括无线部20、基带处理部22、调制解调部24、IF部26、控制部30。另外，作为信号，包括时域信号200、频域信号202。第2无线装置10b是与第1无线装置10a相同的结构。因此，在以下说明中，涉及请求信号的发送和自适应调制的执行的说明以第1无线装置10a中的处理来说明，涉及传输路径特性的推定、EVM的导出、响应信号的发送的说明以第2无线装置10b中的处理来说明。
无线部20中作为接收动作，对由天线12接收到的无线频率的信号进行频率变换，导出基带的信号。无线部20将基带的信号作为时域信号200输出给基带处理部22。一般，基带的信号是由同相分量和正交分量构成的，所以应由两个信号线进行传输，但这里为使图简明，仅表示了一个信号线。另外，还包括AGC和A/D转换部。
无线部20中作为发送动作，对来自基带处理部22的基带信号进行频率变换，导出无线频率的信号。这里，来自基带处理部22的基带信号也作为时域信号200来表示。无线部20将无线频率的信号输出到天线12。即，无线部20从天线12发送无线频率的包信号。另外，还包括PA(Power Amplifier：功率放大器)、D/A转换部。时域信号200是被变换到时域的多载波信号，是数字信号。
基带处理部22中作为接收动作，将时域信号200变换成频域。即，基带处理部22通过对基带的信号执行FFT，来生成如图1所示那样的由多个副载波形成的频域信号202。在通信系统100是以往系统时，副载波数是“52”，但这里为使图简明，用一条直线来表示。另外，基带处理部22中作为发送动作，从调制解调部24输入作为频域的信号的频域信号202，将频域的信号变换成时域。基带处理部22对频域信号202执行IFFT。基带处理部22将频域信号202输出到无线部20。
调制解调部24中作为接收处理，对来自基带处理部22的频域信号202执行解调。解调是以副载波单位来进行的。调制解调部24将解调后的信号输出到IF部26。另外，调制解调部24中作为发送处理，执行调制。调制解调部24将调制后的信号作为频域信号202输出给基带处理部22。在进行发送处理时，调制方式由控制部30指定。
IF部26中作为接收处理，对来自调制解调部24的信号执行反交织后，执行解码。IF部26输出解码后的数据。另外，IF部26中作为发送处理，在输入数据并对数据执行编码后，执行交织。进而，IF部26将执行交织后的数据输出到调制解调部24。在发送处理时，编码率是由控制部30指定的。这里，作为编码的一个例子是卷积编码，作为解码的一个例子是维特比解码。
控制部30控制第1无线装置10a的动作。例如，控制部30生成请求信号，并将其经由IF部26、调制解调部24、基带处理部22、无线部20、天线12发送给未图示的第2无线装置10b。另外，控制部30经由天线12、无线部20、基带处理部22、调制解调部24、IF部26从第2无线装置10b接收响应信号。如前所述响应信号中包含有具有与多个副载波分别对应的分量的传输路径特性和EVM。控制部30针对传输路径特性计算副载波间的分量的相关值。相关值的导出由公知技术来执行。另外，相关值对应于无线传输路径中的延迟特性、例如时延扩展(delay spread)等。例如，若时延扩展变小，则相关值变大，若时延扩展变大，则相关值变小。另外，在图1的情况下，副载波数是“56”，所以能导出“55”个相关值，控制部30对它们进行乘积运算。将乘积运算结果还是记作“相关值”。
另一方面，控制部30取得EVM。所谓EVM，是表示理想波形和计测波形的差异的物理量，也被称作误差向量。图5表示在控制部30中取得的EVM的概要。图5表示调制方式是QPSK时的星座图(constellation)。横轴相当于实轴(I轴)，纵轴相当于虚轴(Q轴)。另外，圆形标记表示QPSK的理想的信号点，叉形标记表示在第2无线装置10b中接收到的信号的信号点。这里，若将理想的信号点的坐标表示为(di，dq)，将接收到的信号的信号点的坐标表示为(x，y)，则EVM如下所示。
EVM＝(x-di)2+(y-dq)2
以上EVM按副载波单位导出。另外，由第2无线装置10b的控制部30导出的EVM是将按各副载波导出的EVM在1OFDM期间内进行平均后的值。这里，平均结果也还是记作“EVM”。回到图4。通过以上处理，控制部30取得第1无线装置10a和第2无线装置10b之间的无线传输路径的延迟特性和基于无线传输路径的误差向量。
控制部30预先规定了针对EVM和相关值的调制方式与编码率的关系，参照该关系，基于所导出的EVM和相关值，决定调制方式和编码率。具体来说，控制部30为使相关值与编码率建立关联关系，规定“关于相关值的阈值”，为使EVM与调制方式建立关联关系，规定“关于EVM的阈值”。即，根据相关值在“关于相关值的阈值”以上还是小于“关于相关值的阈值”，来将编码率的值决定为不同的值。对EVM和调制方式也是一样。另外，“关于相关值的阈值”和“关于EVM的阈值”也可以分别被规定为多级。通过以上处理，控制部30基于相关值和EVM决定通信速率。在调制解调部24使用所决定的调制方式，IF部26使用所决定的编码率的状态下，第1无线装置10a向未图示的第2无线装置10b发送数据信号。
这里，说明第2无线装置10b的功能中的、用于从第1无线装置10a接收请求信号，并向第1无线装置10a发送响应信号的功能。第2无线装置10b的基带处理部22将频域信号202输出到调制解调部24，同时也输出到控制部30。前述的多载波信号构成包信号，在包信号的前面部分配置已知的信号(以下称“训练信号”)。控制部30按副载波单位存储训练信号，按副载波单位执行频域信号202与训练信号的相关处理。这样导出的多个相关结果相当于传输路径特性。另外，控制部30基于从调制解调部24接收来的信号，如图5所示那样导出EVM。进而，第2无线装置10b生成包含有传输路径特性和EVM的响应信号。
该结构在硬件上可以由任意的计算机的CPU、存储器及其他LSI实现，软件上可以由载入到存储器中的具有通信功能的程序等实现，但这里描述由它们的结合实现的功能块。因此，本领域技术人员能够理解这些功能块可以仅由硬件实现，也可以仅由软件实现，还可以由它们的组合来实现。
下面说明如上结构的第1无线装置10a的动作。图6是表示第1无线装置10a中的通信速率的设定步骤的流程图。调制解调部24等发送请求信号(S30)。控制部30进行待机，直到调制解调部24等接收到响应信号(S32的“否”)。在调制解调部24等收到响应信号后(S32的“是”)，控制部30接收EVM，导出相关值(S34)。另外，控制部30根据相关值决定编码率，根据EVM决定调制方式(S36)。在IF部26使用所决定的编码率、调制解调部24使用所决定的调制方式的状态下，调制解调部24等发送数据信号(S38)。
下面说明变形例。变形例的通信系统100的处理中，至第1无线装置10a收到从第2无线装置10b发送出的响应信号的处理都跟之前说明的实施例相同。但是，在变形例的通信系统100中，请求信号是用于请求EVM的信号，响应信号中仅含有EVM。另外，为决定通信速率，在实施例中使用了相关值和EVM，而在变形例中，是使用EVM的平均值和EVM的方差值。变形例的通信系统100是与图2所示的通信系统100相同的类型，变形例的第1无线装置10a是与图4所示的第1无线装置10a相同的类型。
这里，第2无线装置10b的控制部30对于传输路径特性，按与副载波相对应的各个分量计算EVM。另外，控制部30同实施例一样，在1OFDM符号期间导出EVM的平均值。进而，控制部30根据与副载波对应的各个分量的EVM及EVM的平均值，导出EVM的方差值。方差值的导出使用公知技术即可，所以这里省略说明。第2无线装置10b将EVM的平均值和EVM的方差值包含在响应信号中进行发送。
第1无线装置10a的控制部30根据EVM的平均值和EVM的方差值决定通信速率。具体来说，控制部30基于EVM的方差值决定编码率，基于EVM的平均值决定调制方式。关于用于决定编码率和调制方式的处理，只要将实施例的“EVM”置换成“EVM的平均值”，将实施例的“相关值”置换成“EVM的方差值”，就能使用实施例中的处理。
下面说明如上结构的第1无线装置10a的动作。图7是表示本发明变形例的通信速率的设定步骤的流程图。调制解调部24等发送请求信号(S50)。控制部30待机直到调制解调部24等收到响应信号(S52的“否”)。调制解调部24等收到响应信号后(S52的“是”)，控制部30接收EVM的平均值和EVM的方差值(S54)。另外，控制部30根据方差值决定编码率，根据平均值决定调制方式(S56)。在IF部26使用所决定的编码率，调制解调部24使用所决定的调制方式的状态下，调制解调部24等发送数据信号(S58)。
本发明的另一个变形例，是将之前实施例中说明的以往系统中的自适应调制方式扩展为MIMO系统。即，在变形例中，可变地设定通信速率，来执行基于多个序列的通信。这里，为使终端装置导出传输路径特性，基站装置包含请求信号地发送训练信号。在以下说明中，将配置有训练信号的包信号也称作“训练信号”。终端装置收到训练信号后，以包含在MIMO系统中的序列为单位，推定与终端装置所包含的多个天线之间的传输路径特性。因此，对应于一个副载波的传输路径特性被表示为分别以终端装置所包含的天线数和基站装置所包含的天线数为行数和列数的矩阵(以下称“H矩阵”)。终端装置将H矩阵包含在响应信号中进行发送。
基站装置通过对H矩阵进行奇值分解，导出多个奇值。另外，基站装置选择多个奇值中的、具有可传输信号的程度的大小的奇值，再从所选择的奇值中选择最小的奇值(以下简称“最小奇值”)。基站装置还选择最大的奇值。基站装置导出最大奇值与最小奇值的差。以上处理的结果是，基站装置基于最小奇值和奇值间的差来决定通信速率。
图8表示本发明另一实施例的通信系统100的结构。通信系统100包括被统称为无线装置10的第1无线装置10a和第2无线装置10b。另外，第1无线装置10a包括被统称为天线12的第1天线12a、第2天线12b、第3天线12c、第4天线12d，第2无线装置10b包括被统称为天线14的第1天线14a、第2天线14b、第3天线14c、第4天线14d。这里，第1无线装置10a对应于基站装置，第2无线装置10b对应于终端装置。
作为通信系统100的结构，说明MIMO系统的概略情况。假定数据是从第1无线装置10a发送到第2无线装置10b的。第1无线装置10a从第1天线12a～第4天线12d分别发送多个序列的数据。结果，数据传输率变快。第2无线装置10b通过第1天线14a～第4天线14d接收多个序列的数据。进而，第2无线装置10b通过自适应阵列信号处理，分离所收到的数据，独立地解调多个序列的数据。
这里，天线12的个数是“4”，天线14的个数也是“4”，所以天线12与天线14间的传输路径的组合有“16”种。将从第i天线12i到第j天线14j之间的传输路径特性记为hij。在图中，第1天线12a与第1天线14a之间的传输路径特性被表示为h11，第1天线12a至第2天线14b之间的传输路径特性被表示为h12，第2天线12b与第1天线14a之间的传输路径特性被表示为h21，第2天线12b至第2天线14b之间的传输路径特性被表示为h22，第4天线12d至第4天线14d之间的传输路径特性被表示为h44。这之外的传输路径因图的简化而被省略。从第1无线装置10a预先向第2无线装置10b发送训练信号。另外，第1无线装置10a与第2无线装置10b也可以反过来。
图9的(a)～(c)表示通信系统100中的包格式。图9的(a)～(c)不是表示训练信号的格式，而是表示通常的包信号的格式。这里，图9的(a)对应于序列数为“ 4”的情况，图9的(b)对应于序列数为“3”的情况，图9的(c)对应于序列数为“2”的情况。在图9的(a)中，包含在4个序列中的数据被作为发送对象，从上到下按顺序表示与从第1到第4序列对应的包格式。
与第1序列对应的包信号中，作为前同步信号，配置有“L-STF”、“HT-LTF”等。“L-STF”、“L-LTF”、“L-SIG”、“HT-SIG”分别相当于与以往系统对应的AGC设定用的已知信号、传输路径推定用的已知信号、控制信号、与MIMO系统对应的控制信号。与MIMO系统对应的控制信号中包含有例如关于序列数量的信息和数据信号的发送目标地址。“HT-STF”、“HT-LTF”相当于与MIMO系统对应的AGC设定用的已知信号、传输路径推定用的已知信号。另一方面，“数据1”是数据信号。另外，L-LTF、HT-LTF不仅用于AGC的设定，还用于定时(timing)的推定。
另外，与第2序列对应的包信号中，作为前同步信号，配置有“L-STF(-50ns)”和“HT-LTF(-400ns)”等。另外，与第3序列对应的包信号中，作为前同步信号，配置有“L-STF(-100ns)”和“HT-LTF(-200ns)”等。另外，与第4序列对应的包信号中，作为前同步信号，配置有“L-STF(-150ns)”和“HT-LTF(-600ns)”等。
这里，“-400ns”等是表示CDD(Cyclic Delay Diversity：周期性延迟变异)中的定时移位量。所谓CDD，是指在预定的区间中，使时域的波形向后方移动移位量，并将从该预定的区间的最后面部分挤出的波形循环性地配置在该预定的区间的开头部分的处理。即，“L-STF(-50ns)”是使“L-STF”以-50ns的延迟量进行循环性定时移位的。L-STF和HT-STF由800ns期间的反复来构成，其他HT-LTF等由3.2μs期间的反复部分和0.8μs的GI部分来构成。这里，对“数据1”至“数据4”都进行CDD，定时移位量是与配置在前段的HT-LTF的定时移位量相同的值。
另外，在第1序列中，HT-LTF从开头起按“HT-LTF”、“-HT-LTF”、“HT-LTF”、“-HT-LTF”的顺序配置。这里，在所有序列中按顺序将它们称为“第1分量”、“第2分量”、“第3分量”、“第4分量”。若对所有序列的接收信号进行第1分量-第2分量+第3分量-第4分量的运算，则在接收装置中抽取出针对第1序列的所期望信号。另外，若对所有序列的接收信号进行第1分量+第2分量+第3分量+第4分量的运算，则在接收装置中抽取出针对第2序列的所期望信号。若对所有序列的接收信号进行第1分量-第2分量-第3分量+第4分量的运算，则在接收装置中抽取出针对第3序列的所期望信号。若对所有序列的接收信号进行第1分量+第2分量-第3分量-第4分量的运算，则在接收装置中抽取出针对第4序列的所期望信号。这相当于预定分量的符号的组合在序列之间具有正交关系。另外，加减处理用向量运算来执行。
从“L-LTF”至“HT-SIG”等的部分与以往系统一样，使用“52”副载波。另外，“52”副载波中的“4”副载波相当于导频信号。另一方面，“HT-LTF”等之后的部分使用“56”副载波。
在图9的(a)中，“HT-LTF”的符号如下这样规定。从第1序列的开头起，符号按“+”、“-”、“+”、“-”的顺序排列；从第2序列的开头起，符号按“+”、“+”、“+”、“+”的顺序排列；从第3序列的开头起，符号按“+”、“-”、“-”、“+”的顺序排列；从第4序列的开头起，符号按“+”、“+”、“-”、“-”的顺序排列。但符号也可以如下这样规定。从第1序列的开头起，符号按“+”、“-”、“+”、“+”的顺序排列；从第2序列的开头起，符号按“+”、“+”、“-”、“+”的顺序排列；从第3序列的开头起，符号按“+”、“+”、“+”、“-”的顺序排列；从第4序列的开头起，符号按“-”、“+”、“+”、“+”的顺序排列。这样的符号也相当于预定分量的符号的组合在序列间具有正交关系。
图9的(b)相当于图9的(a)的第1序列至第3序列。图9的(c)类似于图9的(a)中所示的包格式中的第1序列和第2序列。这里，图9的(b)的“HT-LTF”的配置与图9的(a)的“HT-LTF”的配置不同。即，HT-LTF中仅包含有第1分量和第2分量。在第1序列中，HT-LTF从开头起按“HT-LTF”、“HT-LTF”的顺序配置，在第2序列中，HT-LTF从开头起按“HT-LTF”、“-HT-LTF”的顺序配置。若对所有序列的接收信号进行第1分量+第2分量的运算，则在接收装置中抽取出针对第1序列的所期望信号。另外，若对所有序列的接收信号进行第1分量-第2分量的运算，则在接收装置中抽取出针对第2序列的所期望信号。这些如前所述都可以称作正交关系。例如，图9的(a)～(c)所示的包信号也可以被进行波束成形(beam forming)地从第1无线装置10a发送。
图10的(a)～(d)表示通信系统100中的训练信号用的包格式。图10的(a)～(d)是图9的(b)～(c)和针对数据被配置在一个序列中时的包信号的训练信号。另外，下面为使说明简洁，省略包含在包格式中的“L-STF”至“HT-SIG”。即，表示出“HT-STF”之后的结构。图10的(a)是配置数据信号的序列(以下称“主序列”)的个数为“3”的情况，图10的(b)是主序列个数为“2”的情况，图10的(c)～(d)是主序列个数为“1”的情况。即，在图10的(a)中，在第1序列至第3序列中配置数据信号，在图10的(b)中，在第1序列和第2序列中配置数据信号，在图10的(c)～(d)中，在第1序列中配置数据信号。
图10的(a)的第1序列至第3序列中，一直到关于HT-LTF的配置都跟图9的(b)中的配置一样。但在其后段，第1序列至第3序列中设有空白期间。另一方面，在第1序列至第3序列的空白期间，在第4序列中配置HT-LTF。另外，在配置于第4序列的HT-LTF之后，在第1序列至第3序列中配置数据。另外，在第4序列中配置一个HT-LTF。
通过这样的配置，配置有“HT-STF”的序列的数量变得与配置有数据信号的序列的数量相等，所以在接收装置中由“HT-STF”设定的放大率中所包含的误差变小，能够防止数据信号的接收特性的变差。另外，配置在第4序列中的“HT-LTF”是仅配置在一个序列中的，所以在接收装置中能够减少配置于第4序列的“HT-LTF”被AGC放大到产生畸变的程度的状况。因此，能够防止传输路径推定的精度变差。
图10的(b)的第1序列和第2序列中，一直到关于HT-LTF的配置都跟图9的(c)中的配置一样。但在其后面的部分，第1序列和第2序列中设有空白期间。另一方面，在第1序列和第2序列的空白期间，在第3序列和第4序列内配置HT-LTF。另外，在配置于第3序列和第4序列的HT-LTF之后，在第1序列和第2序列中配置数据。另外，第3序列和第4序列中的HT-LTF的配置同图9的(c)中的配置是一样的。
这里，关于定时移位量，假定优先级被规定为按“0ns”、“-400ns”、“-200ns”、“-600ns”的顺序从高到低排列。即，规定为“0ns”的优先级最高，“-600ns”的优先级最低。因此，在第1序列和第2序列中，作为定时移位量，使用“0ns”和“-400ns”的值。另一方面，第3序列和第4序列中作为定时移位量也使用“0ns”和“-400ns”的值。结果，第1序列中的“HT-LTF”、“HT-LTF”的组合在第3序列中也被使用，第2序列中的“HT-LTF(-400ns)”、“-HT-LTF(-400ns)”的组合在第4序列中也被使用，所以处理变得简单。
图10的(c)的第1序列中，一直到关于HT-LTF的配置都跟图10的(b)的对第1序列的配置是等同的。这里，配置两个“HT-LTF”。然而，在其后面部分，第1序列中设有空白期间。另一方面，在第1序列的空白期间，在第2序列至第4序列中配置HT-LTF。另外，在配置于第2序列至第4序列的HT-LTF之后，在第1序列中配置数据。这里，配置在第2序列至第3序列中的HT-LTF的配置与图9的(b)中的配置类似。
图10的(d)是与图10的(c)同样的结构，但图10的(d)中的“HT-LTF”的符号的组合与图10的(c)是不同的。这里，“HT-LTF”的符号的组合被规定为在序列之间成立正交关系。另外，在图10的(d)中，对多个序列分别规定为“HT-LTF”的符号的组合固定。这里，在图10的(d)中，与图10的(c)一样，即便是第2序列至第4序列，也使用优先级高的“0ns”、“-400ns”、“-200ns”。
在图10的(a)中的第4序列、即没有配置数据的序列(以下称“副序列”)中，配置一个“HT-LTF”。另外，在图10的(b)中的第3序列和第4序列中，配置两个“HT-LTF”。进而，在图10的(c)～(d)中的第2序列至第4序列中，配置4个“HT-LTF”。比较可知，图10的(c)～(d)中的副序列中所配置的“HT-LTF”的长度最长。即，若应生成训练信号的包信号中的主序列数量增多，则副序列的长度变短，传输效率提高。另外，假定训练信号是不被波束成形地发送的。
图11的(a)～(d)表示通信系统100中的其他训练信号用的包格式。图11的(a)～(d)分别对应于图10的(a)～(d)。在图11的(a)～(d)中，对多个序列分别规定定时移位量，使之建立对应关系。这里，对第1序列规定定时移位量“0ns”，对第2序列规定定时移位量“-400ns”，对第3序列规定定时移位量“-200ns”，对第4序列规定定时移位量“-600ns”。
因此，在图11的(a)中，用“-600ns”来替换图10的(a)中的第4序列中的定时移位量“0ns”。另外，在图11的(b)中，分别用“-200ns”、“-600ns”来替换图10的(b)中的第3序列和第4序列中的定时移位量“0ns”、“-400ns”。另一方面，在图11的(c)～(d)中，分别用“-400ns”、“-200ns”、“-600ns”来替换图10的(c)～(d)中的第2序列至第4序列中的定时移位量“0ns”、“-400ns”、“-200ns”。
图11的(d)是与图11的(c)同样的结构，但图11的(d)中的“HT-LTF”的符号的组合与图11的(c)是不同的。“HT-LTF”的符号的组合事先被设置有优先级。即，规定图9的(a)的第1序列中的符号组合的优先级最高，第4序列中的符号组合的优先级最低。另外，对于配置数据信号的序列，从优先级高的符号组合起按顺序使用符号组合，对于不配置数据信号的序列，也从优先级高的符号组合起按顺序使用符号组合。这样，若使符号的组合相同，则在接收装置进行“+、-”运算取出各分量时，能够在针对不配置数据的序列的“HT-LTF”的部分的传输路径特性的计算、和针对配置数据的序列的“HT-LTF”的部分的传输路径特性的计算中使用共同的电路。
图12表示在通信系统100中最终发送的训练信号的包格式。图12相当于使图10的(b)和图11的(b)的包信号变形后的情况。对配置在图10的(b)和图11的(b)的第1序列和第2序列中的“HT-STF”、“HT-LTF”进行后述的基于正交矩阵的运算。结果，生成“HT-STF1”至“HT-STF4”。关于“HT-LTF”也是一样。进而，对第1序列至第4序列分别执行基于定时移位量“0ns”、“-50ns”、“-100ns”、“-150ns”的CDD。另外，第二次CDD中的定时移位量的绝对值被设定为比第一次对HT-STF和HT-LTF进行的CDD时的定时移位量的绝对值小。对配置在第3序列和第4序列中的“HT-LTF”和第1序列的“数据1”等也执行同样的处理。
图13表示第1无线装置10a的结构。第1无线装置10a包括被统称为无线部20的第1无线部20a、第2无线部20b、第4无线部20d，以及基带处理部22、调制解调部24、IF部26、控制部30。另外，IF部26包括结合部90、解码部92、分离部94、编码部96。另外作为信号，包括被统称为时域信号200的第1时域信号200a、第2时域信号200b、第4时域信号200d，和被统称为频域信号202的第1频域信号202a、第2频域信号202b、第4频域信号202d。另外，第2无线装置10b是与第1无线装置10a一样的结构。第1无线装置10a具有多个天线12，执行与未图示的第2无线装置10b之间的通信，该第2无线装置10b具有未图示的多个天线14。
基带处理部22中作为接收动作，将多个时域信号200分别变换到频域，并对频域的信号执行自适应阵列信号处理。基带处理部22将自适应阵列信号处理的结果作为频域信号202输出。所发送的多个序列的每一个相当于一个频域信号202。另外，基带处理部22中作为发送动作，从调制解调部24输入作为频域的信号的频域信号202，并将频域的信号变换到时域，分别与多个天线12建立对应关系地作为时域信号200输出。
在发送处理中应使用的天线12的数量是由控制部30指定的。这里，作为频域的信号的频域信号202如图1那样包含有多个副载波的分量。为使附图明了，频域的信号是按副载波编号的顺序排列，形成串行信号的。
图14表示频域的信号的结构。这里，将图1所示的副载波编号“-28”至“28”的一个组合称为“OFDM符号”。第“i”个OFDM符号是按副载波编号“1”至“28”、副载波编号“-28”至“-1”的顺序排列副载波分量的。另外，在第“i”个OFDM符号之前，配置有第“i-1”个OFDM符号，在第“i”个OFDM符号之后，配置有第“i+1”个OFDM符号。另外，在图9的(a)等的“L-SIG”等部分中，对于一个“OFDM符号”，使用副载波编号“-26”至“26”的组合。
回到图13。第1无线装置10a所包含的基带处理部22为生成对应于图10的(a)～(d)、图11的(a)～(d)的包格式的训练信号，执行CDD。进而，基带处理部22为执行向图12的包格式所示的包信号的变形，执行与引导矩阵的相乘运算。这些处理的详细情况将在后面叙述。另一方面，第2无线装置10b所包含的基带处理部22在收到训练信号后，从所收到的训练信号导出H矩阵。
H矩阵按副载波单位具有以多个天线12的数量和多个未图示的天线14的数量确定的元素数。例如，如图8所示，多个天线12的数量是“4”，多个天线14的数量也是“4”时，H矩阵针对一个副载波是4行4列。另外，H矩阵所包含的各个分量是上述的传输路径特性，相当于图8的hij。基带处理部22在向第1无线装置10a发送响应信号时，将H矩阵包含在内。这里，响应信号具有图9的(a)～(c)的包格式。
调制解调部24作为接收处理，对来自基带处理部22的频域信号202执行解调。另外，解调是按副载波单位进行的。调制解调部24将解调后的信号输出给IF部26。另外，调制解调部24作为发送处理，执行调制。调制解调部24将调制后的信号作为频域信号202，输出给基带处理部22。
IF部26在接收处理中，在结合部90内合成来自多个调制解调部24的信号，并形成一个数据流。进而，解码部92在对一个数据流执行反交织后，执行解码。IF部26输出解码后的数据流。另外，IF部26在发送处理中，输入一个数据流，在编码部96中执行编码和交织后，在分离部94中对其进行分离。进而，IF部26将分离后的数据输出到多个调制解调部24。
控制部30控制第1无线装置10a的定时等。首先，说明第1无线装置10a所包含的控制部30生成训练信号时的动作。控制部30与IF部26、调制解调部24、基带处理部22协同动作，生成图9的(a)～(c)、图10的(a)～(d)、图11的(a)～(d)、图12那样的包格式的包信号，并执行用于发送所生成的包信号的控制。这里，以用于生成图10的(b)、图11的(b)所示的包格式的处理为中心进行说明，但对其他包格式也是执行同样的处理。
在IF部26中，被输入应配置在多个序列的至少一个中的数据。这里，如图10的(b)、图11的(b)所示，输入应配置在两个序列中的数据。控制部30向基带处理部22指示根据配置有所输入的数据的序列、即配置在第1序列和第2序列中的“HT-STF”、在“HT-STF”的后面配置于多个序列中的“HT-LTF”、以及配置在第1序列和第2序列中的数据，生成包信号。另外，控制部30向基带处理部22输出指示，使得如图9的(a)～(c)所示，在HT-STF的前段配置“L-STF”、“L-LTF”、“L-SIG”、“HT-SIG”。
这里，如图10的(b)和图11的(b)所述，以对一个序列配置两个“HT-LTF”的情况为说明对象。即，“HT-LTF”整体是通过在时域中反复配置“HT-LTF”而形成的。另外，“HT-LTF”的符号的组合被规定为在主序列之间或副序列之间成立正交关系。结果，如前所述在主序列中若使第1分量与第2分量相加，则能抽取出针对第1序列的HT-LTF。另外，在主序列内，若使第1分量减去第2分量，则能抽取出针对第2序列的HT-LTF。
另外，配置在一个序列中的“HT-LTF”的数量是根据使正交关系成立所需要的数量而确定的。因此，如果应成立正交关系的序列的个数是“2”，则每一个序列的“HT-LTF”的数量成为“2”。另一方面，若应成立正交关系的序列个数是“3”或“4”，则每一个序列的“H-LTF”的数量成为“4”。
控制部30使基带处理部22对HT-LTF等执行CDD。CDD相当于以配置在一个序列中的HT-LTF为基准，使配置在其他序列中的HT-LTF执行HT-LTF内的循环定时移位。控制部30对定时移位量预先设置优先级。这里如前所述将定时移位量“0ns”的优先级设定成最高，接下来按“-400ns”、“-200ns”、“-600ns”的顺序从高到低设定优先级。
进而控制部30使基带处理部22对主序列从优先级高的定时移位量起按顺序使用定时移位量。例如，在图10的(b)的情况下，对第1序列使用“0ns”，对第2序列使用“-400ns”。另外，控制部30进行控制使得对副序列也从优先级高的定时移位量起按顺序使用定时移位量。例如，在图10的(b)的情况下，对第3序列使用“0ns”，对第4序列使用“-400ns”。通过以上处理，生成图10的(b)所示的包格式的包信号。
另一方面，也可以不同于此，对多个序列分别设定不同值的定时移位量。例如，作为第1序列的定时移位量，设定“0ns”，作为第2序列的定时移位量，设定“-400ns”，作为第3序列的定时移位量，设定“-200ns”，作为第4序列的定时移位量，设定“-600ns”。通过以上处理，生成图11的(b)所示的包格式的包信号。
在通过以上处理生成图10的(a)～(d)、图11的(a)～(d)那样的包格式的包信号后，控制部30使基带处理部22对这样的包信号进行变形。即，控制部30使得图10的(b)、图11的(b)所示的包格式变形成图1 2所示的包格式。基带处理部22在将序列个数扩展到多个序列的个数后，对扩展后的序列执行CDD。另外，控制部30使变形后的包信号送到无线部20。
另外，控制部30使得从基带处理部22等发送请求信号。这里，请求信号可以包含在训练信号内，也可以包含在与训练信号不同的包信号内。另外，为使说明简洁，如前所述假定为请求信号是被包含在训练信号内的。
接下来，说明应接收包含有请求信号的训练信号的第2无线装置10b所具有的控制部30的动作。控制部30使基带处理部22基于接收到的训练信号导出副载波单位的H矩阵。即，基带处理部22使用所收到的训练信号内包含的HT-LTF和预先存储的HT-LTF，通过进行相关等，导出H矩阵。另外，控制部30对基带处理部22指示如前述那样发送包含有H矩阵的响应信号。
接下来，说明应接收包含有H矩阵的响应信号的第1无线装置10a所具有的控制部30的动作。控制部30通过接收H矩阵，按各序列取得第1无线装置10a和第2无线装置10b之间的传输路径特性、即关于信号强度的物理量。另外，H矩阵如前所述是具有由天线12的数量和天线14的数量所确定的元素个数的传输路径矩阵，并且是以各个天线12和各个天线14之间的各个传输路径特性为元素的值的传输路径矩阵。以下为使说明容易，说明对一个副载波的处理。所收到的训练信号被表示为接收信号向量Y。Y是以天线14的数量为元素个数的。另外，所要发送的训练信号被表示为发送信号向量X。X是以天线12的数量为元素的个数的。若进行这样的定义，则Y、X、H矩阵的关系如下所示。
Y＝HX+n
N是噪声向量。H矩阵以天线14的数量为行的数量，以天线12的数量为列的数量。另外，在图8的情况下，H矩阵的各元素如下所示。
H = h 11 h 21 h 31 h 41 h 12 h 22 h 32 h 42 h 13 h 23 h 33 h 43 h 14 h 24 h 34 h 44
控制部30对H矩阵执行奇值分解。对H矩阵的奇值分解如下所示。
H＝U∑VH
∑是如下所示的对角矩阵。
Σ = diag [ λ 1 , . . . , λ m ]
m相当于在无线传输路径中设定的信道数，是天线12的个数和天线14的个数中的较小者即可。这里∑由m行m列的矩阵构成，其元素是奇值，相当于固有模式中的增益。另外，U与V是奇异矩阵，分别是由天线12个数行m列，天线14个数行m列构成的矩阵。通过以上处理，控制部30取得多个奇值。
控制部30选择多个奇值中的上述最小的奇值和最大的奇值。这里，最小的奇值相当于增益最小的固有模式，所以相当于各个序列所分别适合的通信速率中、对应较低的通信速率的奇值。另外，控制部30导出最大的奇值和最小的奇值的差。进而，控制部30基于最小的奇值和差，决定通信速率、即调制方式和编码率。例如，控制部30基于差来决定编码率，基于最小奇值来决定调制方式。关于用于决定编码率和调制方式的处理，可以将实施例的“EVM”置换成“最小奇值”，将实施例的“相关值”置换成“差”，来执行实施例中的处理。另外，“最小奇值”也可以是第n大的奇值。这里，n相当于第1无线装置10a和第2无线装置10b这两者所共同对应的最大的序列数。例如，在第1无线装置10a具有四个天线12，但第2无线装置10b只能应对两个流的情况下，根据第1无线装置10a和第2无线装置10b两者共同应对的最大序列数、即第“2”个奇值与第1个奇值的差，以及第2个奇值的大小，来决定调制方式等。
在横跨多个序列地执行误码修正编码的系统中，差越大，误码修正的效果越大。因此，控制部30如下这样决定通信速率的使用：即使多个奇值中的最小的奇值相同，上述差越大，就越使用高速的通信速率。这里，所谓使用高速的通信速率，相当于使用较高的编码率。另外，关于通信速率的决定，也可以用其他方法来进行。例如，可以对最小相关值与差的组合所取的各个值，分别预先规定与调制方式及编码率的组合的关系，控制部30参照该关系根据导出的最小相关值与差的组合来决定调制方式和编码率的组合。
图15表示基带处理部22的结构。基带处理部22包括接收用处理部50和发送用处理部52。接收用处理部50执行基带处理部22的动作中的与接收动作对应的部分。即，接收用处理部50对时域信号200执行自适应阵列信号处理，为此而执行时域信号200的权值向量的导出。另外，接收用处理部50将阵列合成后的结果作为频域信号202输出。另外，接收用处理部50基于与训练信号对应的频域信号202，推定前述的H矩阵。
发送用处理部52执行基带处理部22的动作中的与发送动作对应的部分。即，接收用处理部50通过变换频域信号202，来生成时域信号200。另外，发送用处理部52使多个序列分别与多个天线12建立对应关系。进而，发送用处理部52执行图9的(a)～(c)、图10的(a)～(d)、图11的(a)～(d)所示那样的CDD，执行图12所示那样的引导矩阵的运算。发送用处理部52最终输出时域信号200。另外，发送用处理部52也可以对图9的(a)～(c)执行波束成形。
图16表示接收用处理部50的结构。接收用处理部50包括FFT部74、权值向量导出部76、被统称为合成部80的第1合成部80a、第2合成部80b、第3合成部80c、第4合成部80d。
FFT部74通过对时域信号200执行FFT而将时域信号200变换成频域的值。因此，频域的值是如图14那样构成的。即，针对一个时域信号200的频域的值用一条信号线来输出。
权值向量导出部76根据频域的值按副载波单位导出权值向量。权值向量与各个序列分别对应地被导出，针对一个序列的权值向量按副载波单位具有与天线12的个数对应的元素。另外，对于与多个序列分别对应的权值向量的导出，可以使用自适应算法，也可以使用传输路径特性，对于这些处理使用公知技术即可，所以这里省略说明。另外，权值向量导出部76在导出权值时，如前所述执行第1分量-第2分量+第3分量-第4分量，或者第1分量+第2分量等运算。最终，如前所述分别以副载波、天线12、序列为单位导出权值。另外，权值向量导出部76导出权值向量，并导出前述的副载波单位的H矩阵。
合成部80根据由FFT部74变换后的频域的值、和来自权值向量导出部76的权值向量，执行合成。例如，作为一个乘法运算对象，选择来自权值向量导出部76的权值向量中的、与一个副载波对应且与第1序列对应的权值。所选择的权值具有与天线12分别对应的值。
另外，作为其他乘法运算对象，选择由FFT部74变换后的频域的值中的、与一个副载波对应的值。所选择的值具有与天线12分别对应的值。另外，所选择的权值和所选择的值对应于同一个副载波。与天线12分别建立对应关系地使所选择的权值与所选择的值分别相乘，并将乘法运算的结果相加，由此导出与第1序列中的一个副载波所对应的值。在第1合成部80a中，对其他副载波也执行上述处理，导出与第1序列对应的数据。另外，第2合成部80b至第4合成部80d中分别基于同样的处理导出与第2序列至第4序列对应的数据。所导出的第1序列至第4序列分别被作为第1频域信号202a至第4频域信号202d输出。
图17表示发送用处理部52。发送用处理部52包括分散部66、IFFT部68。分散部66使频域信号202与天线12相对应。这里，说明不执行波束成形时的处理、例如发送训练信号时的处理。分散部66为生成对应于图9的(a)～(c)、图10的(a)～(d)、图11的(a)～(d)的包格式的包信号，执行CDD。CDD作为矩阵C如下这样被执行。
C(I)＝diag(1exp(-j2πIδ/Nout)…exp(-j2πIδ(Nout-1)/Nout))
这里，δ表示移位量，1表示副载波编号。进而，矩阵C与序列的相乘以副载波为单位来执行。即，分散部66按序列单位执行L-STF等内的循环定时移位。另外，定时移位量如图9的(a)～(c)、图10的(a)～(d)、图11的(a)～(d)那样设定。
分散部66对如图10的(a)～(d)、图11的(a)～(d)那样生成的训练信号分别进行与引导矩阵的相乘，由此使训练信号的序列个数增加到多个序列的个数。这里，分散部66在执行乘法运算之前，将所输入的信号的阶数扩展到多个序列的个数。在图10的(b)和图11的(b)的情况下，配置在第1序列和第2序列中的“HT-STF”等被输入，所以输入的信号的数量是“2”，这里用“Nin”来代表。
因此，所输入的数据用“Nin×1”向量来表示。另外，多个序列的个数是“4”，这里用“Nout”来代表。分散部66将所输入的数据的阶数从Nin扩展到Nout。即，将“Nin×1”向量扩展为“Nout×1”向量。此时，在第Nin+1行至第Nout行的分量中插入“0”。另一方面，对于图10的(b)和图11的(b)的第3序列和第4序列中所配置的“HT-LTF”，至Nin为止的分量为“0”，在从第Nin+1行至第Nout行的分量中插入HT-LTF等。
另外，引导矩阵S如下所示。
S(I)＝C(I)W
引导矩阵是“Nout×Nout”的矩阵。另外，W是正交矩阵，是“Nout×Nout”的矩阵。作为正交矩阵的一例，有沃尔什矩阵。这里，1表示副载波编号，基于引导矩阵的乘法运算以副载波为单位来执行。进而，C如前所述表示CDD。这里，CDD中的定时移位量被规定为按多个序列的每一个而不同。即，对第1序列规定“0ns”的定时移位量，对第2序列规定“-50ns”的定时移位量，对第3序列规定“-100ns”的定时移位量，对第4序列规定“-150ns”的定时移位量。
下面说明以上结构的通信系统100的动作。图18是表示通信系统100中的通信速率的设定步骤的顺序图。第1无线装置10a向第2无线装置10b发送包含有请求信号的训练信号(S70)。第2无线装置10b基于训练信号推定H矩阵(S72)。第2无线装置10b将H矩阵包含到响应信号中发送给第1无线装置10a(S74)。第1无线装置10a基于包含在响应信号中的H矩阵，决定通信速率(S76)。第1无线装置10a使用所决定的通信速率向第2无线装置10b发送数据信号(S78)。
下面说明以上结构的第1无线装置10a的动作。图19是表示第1无线装置10a中的通信速率的设定步骤的流程图。调制解调部24等发送请求信号(S90)。控制部30待机，直到调制解调部24等收到响应信号(S92的“否”)。调制解调部24等收到响应信号后(S92的“是”)，控制部30导出奇值(S94)，选择最小的奇值来导出奇值间的差(S96)。控制部30根据最小奇值和奇值间的差，决定通信速率(S98)。在IF部26和调制解调部24使用所决定的通信速率的状态下，调制解调部24等发送数据信号(S100)。
本发明的再一个变形例与上述另一实施例一样，以MIMO系统为对象。在已说明的上述另一实施例中，是基于奇值来决定通信速率的，但在本变形例中，基于EVM来决定通信速率。本变形例的通信系统100是与图2所示的通信系统100相同的类型，变形例的第1无线装置10a与图4所示的第1无线装置10a是相同类型的。
第2无线装置10b的控制部30与实施例一样计算EVM。另外，在本变形例中，与多个序列分别对应地导出多个EVM。第2无线装置10b将多个EVM包含在响应信号中进行发送。第1无线装置10a的控制部30选择多个EVM中的某一个。与其他变形例一样，选择通信速率变低的那样的EVM、即选择最大的EVM。另外，控制部30导出最小EVM与最大EVM的差。进而，控制部30基于最大EVM和差来决定通信速率。本变形例中的用于决定通信速率的处理，与其他变形例中的处理是一样的，所以省略说明。即，即使最大的EVM是相同的值，差越大就越使用高速的通信速率。
下面说明以上结构的第1无线装置10a的动作。图20是表示本发明变形例的通信速率的设定步骤的流程图。调制解调部24等发送请求信号(S120)。控制部30待机，直到调制解调部24等收到响应信号(S122的“否”)。调制解调部24等收到响应信号后(S122的“是”)，控制部30接收多个EVM(S124)。另外，控制部30选择最大的EVM，导出EVM间的差(S126)。控制部30根据最大EVM和EVM间的差来决定通信速率(S128)。在IF部26使用所决定的编码率、调制解调部24使用所决定的调制方式的状态下，调制解调部24等发送数据信号(S130)。
根据本发明的实施例，除EVM外还使用相关值来决定通信速率，所以能够考虑延迟特性的影响地决定通信速率。另外，即使EVM是相同值，基于延迟特性来决定编码率使得相关值越大就越增大编码率，所以能够考虑误码修正的效果地决定通信速率。另外，在误码修正的效果较大时增大编码率，所以能够提高通信速率。另外，由于能提高通信速率，所以能提高通信效率。另外，由于是基于EVM来决定调制方式、基于相关值来决定编码率这样地将两者独立进行处理，所以能够简单地实现处理。另外，除EVM的平均值外还使用EVM的方差值来决定通信速率，所以能够考虑延迟特性的影响地决定通信速率。另外，由于是基于EVM的方差值来决定编码率的，所以能够考虑误码修正的效果地决定通信速率。另外，由于只导出EVM即可，所以能够容易地实现处理。
另外，除一个奇值外还使用奇值间的差来决定通信速率，所以能够考虑延迟特性的影响地决定通信速率。另外，由于利用了奇值间的差越大、误码修正的效果越大这一性质，所以能够决定适当的编码率。另外，作为一个奇值，是使用对应较低的通信速率的奇值，所以能够选择能可靠地实现的通信速率。另外，由于将奇值间的差反映到通信速率的决定中，所以能够考虑误码修正的效果地决定通信速率。另外，在执行固有模式传输时，由于为了固有模式而导出奇值，所以能够利用所导出的奇值，容易地实现处理。
另外，由于除一个EVM外还使用EVM间的差来决定通信速率，所以能够考虑延迟特性的影响地决定通信速率。另外，利用了EVM间的差越大、误码修正的效果越大这一特点，所以能够决定适当的编码率。另外，作为一个EVM，使用对应较低的通信速率的奇值，所以能够选择能可靠地实现的通信速率。另外，由于将EVM间的差反映到通信速率的决定中，所以能够考虑误码修正的效果地决定通信速率。
以上，基于实施例说明了本发明。该实施例是个例示，可以对其各结构要件和各处理过程的组合进行各种变形，本领域技术人员能够理解这些变形例也处于本发明的范围内。
在本发明的实施例中，说明了多个序列的个数是“4”的情况。但不限于此，例如多个序列的个数比“4”小或者比“4”大都可以。相应于此，在前者的情况下天线12的个数既可以比“4”小，也可以比“4”大。在这些情况下，一个组中所包含的序列的数量可以比“2”大，或者组的个数可以比“2”大。根据本变形例，能够对各种各样的序列数适用本发明。
在本发明的实施例中，作为训练信号中的“HT-LTF”的符号关系，表示了各分量具有正交关系的矩阵。但不限于此，例如即使各分量不是正交关系，只要是具有能通过加法或减法那样的简单运算来取出所希望的分量的符号关系的矩阵即可。根据本变形例，作为训练信号中的“HT-LTF”的符号，可以使用各种各样的符号关系。
在本发明的实施例中，控制部30在包含有请求信号的包信号中配置了训练信号。但不限于此，控制部30也可以在发送了配置有训练信号的包信号后，再发送包含有请求信号的包信号。根据本变形例，在第2无线装置10b中，能够延长收到训练信号的定时起至应发送响应信号的定时为止的期间。即，只要发送配置了训练信号的包信号即可。
在本发明的实施例中，通信系统100以多载波信号为处理对象。但不限于此，例如通信系统100可以以单载波信号作为处理对象。通过本变形例，能够对各种各样的通信系统适用本发明。
在本发明的实施例中，第2无线装置10b导出下行线路中的传输路径特性、H矩阵、EVM，并将所导出的这些值通知给第1无线装置10a。但不限于此，例如也可以是第1无线装置10a导出上行线路中的这些值、或者这些值中的某一个，并将导出的这些值用于下行线路的通信速率的决定。通过本变形例，能够不需要请求信号和响应信号，能够提高通信效率。
另外，也可以是第2无线装置10b决定通信速率。此时，在实施例的第1无线装置10a中执行的动作将由第2无线装置10b执行。具体来说，第2无线装置10b从第1无线装置10a接收请求信号。第2无线装置10b基于从第1无线装置10a收到的信号导出EVM、延迟特性、奇值等。进而，第2无线装置10b与实施例一样，基于导出的EVM、延迟特性、奇值等决定通信速率。最终，第2无线装置10b将所决定的通信速率包含在响应信号中，发送给第1无线装置10a。第1无线装置10a根据响应信号内所包含的通信速率执行通信。通过本变形例，能够降低包含在响应信号中的信息量。
在本发明的实施例中，第2无线装置10b将EVM的平均值、方差值通知给第1无线装置10a。但不限于此，例如第2无线装置10b也可以将副载波单位的EVM通知给第1无线装置10a，第1无线装置10a导出EVM的平均值和方差值。通过本变形例，能够减少第2无线装置10b中的处理量。

Claims (10)

1.一种无线装置，其特征在于，包括：
通信部，将通信速率设定成可变地对通信对象的无线装置执行通信；
取得部，取得上述通信部与通信对象的无线装置之间的无线传输路径的延迟特性、和无线传输路径的误差向量；以及
决定部，基于在上述取得部中取得的延迟特性和误差向量，决定应对上述通信部设定的通信速率。
2.根据权利要求1所述的无线装置，其特征在于：
作为通信速率，上述通信部至少设定误码修正的编码率和调制方式，
上述决定部基于延迟特性决定编码率，基于误差向量决定调制方式。
3.一种无线装置，其特征在于，包括：
通信部，将通信速率设定成可变地对通信对象的无线装置执行通信；
取得部，取得上述通信部与通信对象的无线装置之间的无线传输路径的误差向量；以及
决定部，基于在上述取得部中取得的误差向量的平均值和误差向量的偏差程度，决定应对上述通信部设定的通信速率。
4.根据权利要求3所述的无线装置，其特征在于：
作为通信速率，上述通信部至少设定误码修正的编码率和调制方式，
上述决定部基于误差向量的偏差程度决定编码率，基于误差向量的平均值决定调制方式。
5.一种无线装置，其特征在于，包括：
通信部，将通信速率设定成可变地对通信对象的无线装置执行基于多个序列的通信；
取得部，按各序列取得上述通信部与通信对象的无线装置之间的无线传输路径中的关于信号强度的物理量；以及
决定部，基于在上述取得部中取得的与多个序列彼此建立对应关系的多个物理量中的任一个、和多个物理量之间的差，决定应对上述通信部设定的通信速率。
6.根据权利要求5所述的无线装置，其特征在于：
作为物理量，上述取得部取得误差向量，
即使多个误差向量中的任一者的值相同，上述差越大，上述决定部就越决定使用高速的通信速率。
7.根据权利要求5所述的无线装置，其特征在于：
上述通信部具有多个第1天线，据此执行与具有多个第2天线的通信对象的无线装置间的通信，
作为物理量，上述取得部取得针对传输路径矩阵的奇值，该传输路径矩阵具有由上述第1天线的数量和上述第2天线的数量确定的数量个元素，并且以多个第1天线与多个第2天线间的各个传输路径特性为元素的值，
即使多个奇值中的任一个的值相同，上述差越大，上述决定部就越决定使用高速的通信速率。
8.根据权利要求5所述的无线装置，其特征在于：
作为多个物理量中的任一个，上述决定部使用多个物理量各自所适合的通信速率中的、对应较低的通信速率的物理量。
9.一种通信方法，其特征在于，包括：
将通信速率设定成可变地对通信对象的无线装置执行通信的步骤；
取得与上述通信对象的无线装置之间的无线传输路径的误差向量的步骤；以及
基于所取得的误差向量的平均值和误差向量的偏差程度，决定应设定的通信速率。
10.一种通信方法，其特征在于，包括：
将通信速率设定成可变地对通信对象的无线装置执行基于多个序列的通信的步骤；
按各序列取得与上述通信对象的无线装置之间的无线传输路径中的关于信号强度的物理量的步骤；以及
基于所取得的与多个序列彼此建立对应关系的多个物理量中的任一个、和多个物理量之间的差，决定应设定的通信速率。
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