CN101141068A - 脉冲宽度调制(pwm)的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种控制电力变换器的脉冲宽度调制(PWM)的方法，该电力变换器可以用于与工作在标称标定(比如说50Hz)但是可以按照控制网络内不平衡的功率的方式整体发生变化的频率(Fnet)下的输电网或供电网络相接。该电力变换器可以包括按照具有切换频率(Fpwm)、标称切换频率(Fpwm_nom)和每周期脉冲数量(Pulse_Number)的脉冲宽度调制(PWM)策略工作的网络桥路。所述方法包括步骤：按照供电网络的时变频率(Fnet)改变PWM策略的切换频率(Fpwm)，从而仅仅实现时变频率(Fnet)的整奇次谐波；并且按照供电网络的时变频率(Fnet)调整每周期脉冲数量(Pulse_Number)，以保持小于或等于标称切换频率(Fpwm_nom)的切换频率(Fpwm)。

Description

脉冲宽度调制(PWM)的控制方法

技术领域

本发明涉及控制脉冲宽度调制(PWM)策略的方法。这些方法对用作将提供可变频率的可变电压的发电机与标称标定电压和频率的输电网或供电网络连接起来的电力变换器的一部分的网络桥路具有具体的应用。不过，这些方法也可以用于用作将需要可变频率的可变电压的电动机与标称标定电压和频率的供电网络(AC母线)连接起来的电力变换器的一部分的网络桥路。

背景技术

通过使用风轮机直接地或借助齿轮箱驱动发电机的转子，可以将风能转换成电能。发电机定子端子上产生的AC频率(“定子电压”)与转子的转速直接成比例。发电机端子上的电压还作为速度的函数进行变化，并且取决于发电机的具体类型、磁通水平。为了最佳地捕获能量，风轮机输出轴的转速会依照驱动轮机叶片的风的速度进行变化。为了限制高风速下的能量捕获量，通过更改轮机叶片的间距来控制输出轴的转速。发电机的可变电压和频率与供电网络的标称标定电压和频率的匹配可以通过使用电力变换器来实现。

电力变换器典型地包括发电机桥路，发电机桥路在正常操作中作为向DC链路供应电力的有源整流器进行工作。发电机桥路可以具有任何适当的具有一系列使用脉冲宽度调制(PWM)策略完全控制和调节的半导体电力切换装置的拓扑结构。

发电机桥路的DC输出电压馈送到网络桥路的DC端子上，网络桥路在正常操作中作为有源逆变器进行工作。DC输出电压的主要控制是通过控制发电机桥路来实现的。网络桥路可以具有任何适当的具有一系列使用PWM策略完全控制和调节的半导体电力切换装置的拓扑结构。

对网络桥路的AC输出电压进行滤波并且借助升压变压器供应给标称标定频率供电网络。可以引入保护性开关装置来提供与供电网络的可靠连接并且为了各种不同的操作性的和非操作性的要求而将发电机系统与供电网络隔离开来。

输电网或供电网络将会在标称标定电压和频率下工作，不过后者将几乎肯定会在各种不同的标准和电网代码中定义的上限和下限之间变化。这样的频率变化是由整个网络内的功率不平衡造成的——如果负载功率超过所产生的功率，则频率将会下降，反之则频率升高。连接设备，包括本发明覆盖的设备，必须能够追踪这样的频率变化。

网络桥路中使用的PWM策略典型地在给定切换频率下工作。输电网或供电网络的标称标定频率与PWM策略的切换频率之间的混杂将会在网络桥路的AC输出电压中造成谐波。在一般情况下，对于PWM策略的切换频率为Fpwm且供电网络的标称标定频率为Fnet的情况，可以证明在由下式给出的频率下会产生明显的谐波：

Fpwm±2N*Fnet

尤其是在N＝1和N＝2的情况下。

如果Fpwm是如下选择的：

Fpwm＝(2M-1)*Fnet

其中M是整数(即，Fpwm是Fnet的整奇数倍)，则将会在下述频率下出现明显谐波：

[(2M-1)±2N]*Fnet

这意味着明显谐波出现在Fnet的整奇数倍处。

还可以对上述公式作出如下解释：如果供电网络的标称标定频率(Fnet)为50Hz并且PWM策略的切换频率(Fpwm)为2.5kHz，则会在2.3kHz、2.4kHz、2.6kHz和2.7kHz(即，供电网络的标称标定频率的46、48、52和54倍)下产生明显谐波。

普遍接受的观点是：整奇次谐波要比整偶次谐波好，比如上面提到的那些整偶次谐波。这是因为，对于整奇次谐波来说，输出到供电网络中的可允许发射量会高于整偶次谐波。例如，在得到广泛应用的名称为《IEEE Recommended Practices and Requirements forHarmonic Control in Electrical Power Systems》的谐波标准IEEE519-1992中，将整偶次谐波的电流畸变的极限约束为整奇次谐波的极限的25％。一般来说还要避免非整数次谐波(或“中间谐波”)，因为它们可能会在与供电网络连接的电子用品中造成不希望有的扰动。非整数次谐波还可能干扰有时会在中间谐波区域中广播的控制信号。

确保输电网或供电网络的标称标定频率与PWM策略的切换频率之间的混杂在网络桥路的AC输出电压中仅仅产生整奇次谐波的一种方法是为PWM策略选择特定的切换频率。如果供电网络的标称标定频率(Fnet)为50kHz，则可以将PWM策略的切换频率(Fpwm)设定为2.45kHz。于是会在2.25kHz、2.35kHz、2.55kHz和2.65kHz(即，供电网络的标称标定频率的45、47、51和53倍)上产生明显谐波。

不过，这种解决方案并没有考虑供电网络的标称标定频率会因为整个网络中的功率不平衡而发生变化这一实际情况。从这个角度来讲，必须要将输电网或供电网络看成是工作在时变频率下的，即使频率变化的上限和下限不超过大约±0.5Hz且这些变化是在数个小时或更长时期内逐渐发生的。不过，在极端情况下，频率变化的上限和下限可能高达±3.0Hz。

即使允许切换频率依照输电网或供电网络的时变频率进行变化，但是这也会造成问题，因为网络桥路典型地具有出于发热的原因而不能超过的最大切换频率。时变频率的极端变化因此可能会造成高于最大切换频率的切换频率，以致网络桥路会不可接受地经历其半导体切换装置中的高热损耗。

在某些情况下，用于对网络桥路的AC输出电压进行滤波的滤波器的选择也会对PWM策略的可允许切换频率的范围造成限制。这对于调谐电感电容(LC)滤波器尤为明显。

因此需要对网络桥路的PWM策略加以改进。

发明内容

本发明给出了一种控制电力变换器的方法，该电力变换器可以用于与工作在时变频率下的供电网络相接，该电力变换器包括按照具有切换频率、标称切换频率和每周期脉冲数量的脉冲宽度调制(PWM)策略来工作的网络桥路，所述方法包括步骤：按照供电网络的时变频率改变PWM策略的切换频率，从而仅仅实现时变频率的整数次谐波。

这里使用的术语“周期”指的是供电网络电压波形的基频的周期。

这里使用的术语“整数次谐波”涵盖了具有精确整数次谐波值的谐波和处于精确整数次谐波值的容许容限之内的谐波。容许容限(例如，典型地处于±5Hz的区域内)通常是由供电网络操作员设定或确定的，或者是在某些标准中定义的。

例如，在供电网络工作在50Hz的标称标定频率下的情况下，2.25kHz的谐波(即，标称标定频率的45倍)应该是整奇次谐波，而严格地讲，2.25005kHz上的谐波(即，标称标定频率的45.001倍)应该是非整数次谐波(或者“中间谐波”)。不过，由于2.25005kHz的谐波值处于2.25kHz的精确谐波值的容许容限之内，因此从本发明的角度出发，应当将其看成是整奇次谐波。

该方法还可以包括“传动”步骤：按照供电网络的时变频率调整每周期脉冲数量，以保持小于或等于标称切换频率的最高切换频率。每周期脉冲数量最好是以一系列不连续阶跃来加以调整的。

通常将标称切换频率选择为电力变换器元器件的最坏情况额定点。

该方法可以包括防止在供电网络的时变频率在某一频率周围“抖动”的情况下过于频繁地调整每周期脉冲数量的“滞后”步骤。例如，如果在供电网络的时变频率小于或等于某一值的时候有一定的每周期脉冲数量并且在供电网络的时变频率大于所述某一值的时候减小这一数量，则该方法可以防止每周期脉冲数量在供电网络的时变频率围绕着所述某一值仅发生了很小的移动的情况下受到调整。换句话说，该方法可以在调整每周期脉冲数量之前要求时变频率从所述某一值发生很小量的运动。

参照图3和4，可以从PWM策略的每周期脉冲数量和PWM策略的切换频率如何按照供电网络或输电网的频率的变化发生改变的角度来进一步定义本发明。

更加具体地讲，每周期脉冲数量最好在供电网络的时变频率不断增加时，是在供电网络的第一串不连续频率值中的各个频率值上得到调整的，并且在供电网络的时变频率不断减小时，是在供电网络的第二串不连续频率值中的各个频率值上得到调整的。在这种情况下，每周期脉冲数量按照“阶跃”形式变化。供电网络的第一串不连续频率值和供电网络的第二串不连续频率值可以是相同的，但是也可以是彼此偏离的，以提供前面提到的“滞后”步骤。如果第一和第二串不连续频率值是彼此偏离的，则这会对脉冲数量的变化有效地得出两个不同的“阶跃形式”：一种是在供电网络的时变频率不断增加时遵循的，另一种是在供电网络的时变频率不断减小时遵循的。

在供电网络的时变频率不断增加时，PWM策略的切换频率最好从较高值不连续地变化到较低值并且然后逐渐(根据需要，可以按照线性方式)回到所述较高值。重复这一过程，以便提供PWM策略的切换频率变化中的总体上为“锯齿波”的图形。较高值可以基本上等于PWM策略的标称切换频率。不过，在供电网络的时变频率不断减小时，PWM策略的切换频率最好从较高值逐渐(根据需要，可以按照线性方式)向下变化到较低值并且然后不连续地返回到所述较高值。

在供电网络的时变频率不断增加时，PWM策略的切换频率最好在供电网络的第一串不连续频率值中的各个频率值上从较高值不连续地变化到较低值，并且在供电网络的时变频率不断减小时，PWM策略的切换频率最好在第二串不连续频率值中的各个频率值上从较低值不连续地变化到较高值。供电网络的第一串不连续频率值和供电网络的第二串不连续频率值可以是彼此偏离的，以提供前面提到的“滞后”步骤。这会为PWM策略的切换频率得出两种不同的“锯齿波形式”：一种是在供电网络的时变频率不断增加时遵循的，另一种是在供电网络的时变频率不断减小时遵循的。

本发明此外还给出了一种用于电力变换器的控制器，该电力变换器可以用于与工作在时变频率下的供电网络相接，该电力变换器包括按照具有切换频率、标称切换频率和每周期脉冲数量的脉冲宽度调制(PWM)策略工作的网络桥路，所述控制器被布置为按照供电网络的时变频率改变PWM策略的切换频率，从而仅仅实现时变频率的整数次谐波。

可以将所述控制器布置为包括前面概述的“传动”和“滞后”步骤。前面从PWM策略的每周期脉冲数量和PWM策略的切换频率如何按照供电网络或输电网的频率发生变化的角度做出的本发明的定义也可以应用于控制器。

可以将PWM策略的切换频率改变成仅仅实现时变频率的整奇次谐波，因为这些谐波对于前面提到原因一般来说要好于整偶次谐波。不过，如果这对于任何给定应用是必要的话，所述方法和控制器可以用于仅仅实现时变频率的整偶次谐波。

所述电力变换器可以用于电动机运转和发电应用。例如，可以使用电力变换器来将发电机与供电网络或输电网连接起来。在这种情况下，网络桥路通常作为有源逆变器工作。还可以使用电力变换器来将电动机与供电网络(AC母线)连接起来。在这种情况下，网络桥路通常作为有源整流器工作。

附图说明

图1是用于具有以按照本发明加以控制的脉冲宽度调制(PWM)策略来工作的网络桥路的风轮机的电力变换器的示意图；

图2是用于具有以按照本发明加以控制的PWM策略来工作的网络桥路的船舶推进驱动装置的电力变换器示意图；

图3是输电网频率与PWM策略的每周期脉冲数量的对应关系的曲线图；和

图4是输电网频率与PWM策略的切换频率的对应关系的曲线图。

具体实施方式

将会参照图1概述用于风轮机应用的电力变换器的基本拓扑结构。

在图1的基本拓扑结构中，使用电力变换器来建立驱动变速AC感应发电机4的风轮机2与供电网络(标注为网络)之间的联系。风轮机典型地包括安装在旋转轴上的三个轮机叶片(不过也可以是一个轮机叶片或两个轮机叶片或者不止三个轮机叶片)，这些轮机叶片的间距可以借助间距致动器来控制，以便优化和/或限制进入发电机4的风能捕获量。使用齿轮箱8将旋转轴与变速发电机4的转子连接起来。在某些情况下，旋转轴可以直接与变速发电机的转子连接。

发电机4的端子与三相发电机桥路10的AC端子连接，该三相发电机桥路10在正常操作中作为向DC链路12供电的有源整流器工作。发电机桥路10为常规的三相两级拓扑结构，具有一系列使用脉冲宽度调制(PWM)策略完全控制和调节的半导体电力切换装置。不过，在实践中，发电机桥路10可以具有任何适当的拓扑结构，比如三级中性点钳位拓扑结构或者多级拓扑结构(例如Foch-Maynard结构)。

发电机桥路10的DC输出电压馈送到网络桥路14的DC端子，网络桥路14在正常操作中作为逆变器工作。网络桥路14具有与发电机桥路10类似的三相两级拓扑结构，具有一系列使用PWM策略完全控制和调节的半导体电力切换装置。不过，在实践中，和前面针对发电机桥路10进行的讨论一样，网络桥路14可以具有任何适当的拓扑结构。适当的网络桥路14可以是从位于英国CV21 1BU沃里克郡拉格比市Boughtom路的Converteam Ltd得到的ALSPA MV3000逆变器。

网络桥路14的AC输出电压在经由升压变压器6供应到供电网络之前由网络滤波器16加以滤波，网络滤波器16包括调谐电感电容(LC)滤波器16a。可以引入保护性开关装置(未示出)来提供与供电网络的可靠连接并且为了各种不同的操作上的和非操作上的要求而将发电机系统与供电网络隔离开来。

虽然本说明书的其余部分将重点放在了电力变换器针对风轮机应用的使用上面，但是对于本领域技术人员显而易见的是，本发明具有更为广泛的可应用性。例如，参照图2，可以针对船舶推进驱动应用使用电力变换器，来实现构成具有螺旋桨20的推进器驱动装置的一部分的电动机18与AC母线22(船舶电力供应网络)之间的连接。网络桥路28经由滤波器30与AC母线22连接，滤波器30包括调谐LC滤波器30a。网络桥路28作为有源整流器工作，用来将电力从AC母线22供应到DC链路26。电动机18的端子与电动机桥路24的AC端子连接，电动机桥路24在正常操作中作为有源逆变器工作，用来将电力从DC链路26供应到电动机。如果网络桥路28包括一系列使用PWM策略完全控制和调节的半导体电力切换装置，则可以使用下面将要介绍的方法来调整这一PWM策略的切换频率，以实现与从AC母线22供应的电力的兼容性的提高。

假设用于风轮机应用的供电网络的频率具有50Hz的标称标定频率，但是这一频率将会因为整个网络中的功率不平衡而在各种不同的输电网标准和输电网代码中定义的上限和下限之间出现变化(在极端情况下最大为±3.0Hz)。针对ALSPA MV3000逆变器来说，还假设网络桥路14是按照标称(最大)切换频率为2.5kHz的PWM策略进行工作的。不过，为了得益于整奇次谐波所容许的更大容限，PWM策略的实际切换频率是按照供电网络频率的任何变化来加以调整的。还要对PWM策略的每周期脉冲数量加以调整，以确保将实际的切换频率约束在特定范围之内并且不会超过2.5kHz的标称切换频率。

将供电网络的时变频率定义为Fnet，并且可以通过多种不同的途径来确定该时变频率。在一种可行的实现方式中，可以通过使用锁相环系统监测供电网络的电压相位Vry、Vyb和Vby并且通过使用在旋转参照系中工作的三相电压到两轴变频器产生供电网络电压的直轴和正交轴电压分量来确定Fnet。将直轴电压分量馈送到第一积分器中，该第一积分器的输出是与Fnet成比例的信号。将第一积分器的输出馈送到第二积分器，同时在该输出的有效幅度为2π时，将其重置为零。这样就得到了有效幅度为2π并且周期等于供电网络的频率的锯齿波。这个锯齿波是由三相到两轴变频器使用来作为其旋转参照系的信号。当锁相环系统正确锁定到供电网络的电压波形上并且供电网络以恒定频率工作时，第一积分器的输出信号是与Fnet成比例的固定值。确定Fnet的其它途径是本领域技术人员熟知的，并且这些途径可以由本发明使用。

下面将会给出在考虑了PWM策略的最大切换频率(Fpwm_nom)并且使用了滞后窗口的同时确定PWM策略的每周期脉冲数量(Pulse_Number)的可行算法。

$\mathrm{Pulse}\_\mathrm{Number}\_\mathrm{hi}=2*\mathrm{ROUND}\left(\frac{\mathrm{Fpwm}\_\mathrm{nom}}{2*\mathrm{Fnet}}\right)-1$ (公式1)

$\mathrm{Pulse}\_\mathrm{Number}\_\mathrm{lo}=2*\mathrm{ROUND}\left(\frac{\mathrm{Fpwm}\_\mathrm{nom}}{2*(\mathrm{Fnet}+\mathrm{HYSTERESIS})}\right)-1$ (公式2)

其中ROUND代表将所括起来的表达式的结果转换为最接近的整数的数学函数，HYSTERESIS代表Pulse_Number变化周围的Fnet的滞后值，并且对于下面的说明而言，该滞后值为0.25Hz。

该算法为Pulse_Number产生两个值(即，Pulse_Number_hi和Pulse_Number_lo)，于是必须做出进一步的判断，来选择使用哪个值。如果这两个值是相同的，则选择这个值作为Pulse_Number。这将会是当Fnet的值使得图3的两条轨迹彼此重合时的情况。不过，如果这两个值不同，则选择作为Pulse_Number的值是与该算法的前次迭代期间选择的Pulse_Number相同的那个值。这将会是当Fnet的值使得图3的两条轨迹由滞后窗口分隔开时的情况。

对于该算法的第一次迭代，其中Fnet为50.0Hz并且Fpwm_nom为2.5kHz，则Pulse_Number_hi和Pulse_Number_lo皆为49。因此为Pulse_Number选择的值为49。于是可以按照下列公式确定针对网络桥路14的PWM策略的实际切换频率(Fpwm)：

Fpwm_nom＝Pulse_Number*Fnet    (公式3)

如果Pulse_Number为49，则将Fpwm_nom设定为2.450kHz。于是在2.250kHz、2.350kHz、2.550kHz和2.650kHz(即，Fnet的45、47、51和53倍，因为由双边沿调制PWM策略产生的主要谐波是Fpwm±2*Fnet和Fpwm±4*Fnet，其中N为较低整数)上产生明显谐波。

虽然Pulse_Number将会由于公式1和2的ROUND函数而仅仅以不连续阶跃发生变化，但是Fnet将会典型地以逐渐且连续的方式变化(从50Hz的标称标定频率开始的总体向上或向下“漂移”)并且这意味着Fpwm也将会以连续方式变化。因此对于Fnet的范围，PWM策略的控制在Pulse_Number保持不变的情况下会采取Fpwm逐渐变化的形式，而在不连续调整Pulse_Number的情况下Fnet的值会出现阶跃变化。

如果我们考虑该算法的第二次迭代时Fnet已经增加到50.5Hz并且Fpwm_nom为2.5kHz，则公式1括号中的表达式为24.75，由ROUND函数将其转换为最接近的整数25。Pulse_Number_hi仍然为49。公式2括号中的表达式为24.63，由ROUND函数将其转换为最接近的整数25。Pulse_Number_lo仍为49。Pulse_Number_hi与Pulse_Number_lo相同，所选择的Pulse_Number为49。不过，Fnet的变化意味着PWM策略的Fpwm将会增加到2.475kHz。

如果我们考虑该算法的第三次迭代时Fnet已经增加到51.0Hz并且Fpwm_nom为2.5kHz，则公式1括号中的表达式为24.51，由ROUND函数将其转换为最接近的整数25。Pulse_Number_hi仍然为49。公式2括号中的表达式为24.39，由ROUND函数将其转换为最接近的整数24。因为Pulse_Number将会为47。由于Pulse_Number_hi与Pulse_Number_lo不同，为Pulse_Number选择的值将会是在该算法的第二次迭代期间选择的那个值，即49。Fnet的变化意味着PWM策略的Fpwm将会增加到2.499kHz。Fpwm正在逼近Fpwm_nom并且具有24.51的值，公式1括号中的表达式正在逼近可以由ROUND函数将其向下转换为最接近的整数24的点。因此PWM策略的控制几乎是在Pulse_Number将得到不连续调整的点上进行的。

这样，如果我们考虑该算法的第四次迭代时Fnet已经增加到51.1Hz并且Fpwm_nom为2.5kHz，则公式1括号中的表达式为24.46，由ROUND函数将其转换为最接近的整数24。将Pulse_Number_hi从49调整为47。公式2括号中的表达式为24.34，由ROUND函数将其转换为最接近的整数24。因此Pulse_Number_lo将会是47。Pulse_Number_hi与Pulse_Number_lo现在相同了，所选择的Pulse_Number将为47。PWM策略的Fpwm经历了从大约2.5kHz到2.402kHz的阶跃变化。现在明显谐波出现在2.197kHz、2.299kHz、2.5039kHz和2.606kHz(即，Fnet的42、45、49和51倍)上。

如果没有将Pulse_Number从49不连续地调整到47，则可以从图3中看出，对于51.1Hz的Fnet，PWM策略的实际切换频率(Fpwm)应该是2.504kHz。这大于PWM策略的标称(最大)切换频率(Fpwm_nom)并且应该已经使得网络桥路14偏离超越了它的热量限制。

图3表示PWM策略的每周期脉冲数量(Pulse_Number)是如何作为供电网络的频率(Fnet)的函数发生变化的。虽然在图3和4中，将Fnet表示为在45Hz和55Hz之间变化，但是将会很容易想到，实践中Fnet(假设标称标定频率为50Hz)的变化并不象这样极端。不过，分别为45Hz和55Hz的下限和上限对于表示宽频率范围内每周期脉冲数量的阶跃变化和PWM策略的实际切换频率(Fpwm)的逐渐和阶跃变化来说是很有益处的。

图3表示两条不同的轨迹。第一条实线轨迹标注有“Pulse_Number_hi”并且代表PWM策略的每周期脉冲数量的两个值中的较大的值(即，由公式1给出的值)。第二条虚线轨迹标注有“Pulse_Number_1o”并且代表PWM策略的每周期脉冲数量的两个值中的较小的值(即，由公式2给出的值)。

Fnet在50Hz处开始，然后可以很容易地看出，在Fnet不断增加的情况下，可以遵循第一条轨迹并且PWM策略的每周期脉冲数量保持恒定为49个，直到Fnet达到大约51Hz，在这一点上，它以不连续阶跃减小到47。如果Fnet继续增加，于是PWM策略的每周期脉冲数量将会保持恒定为47个，直到Fnet达到大约53Hz，在这个点上，它以不连续阶跃减小到45。

Fnet在大约51Hz与大约53Hz之间开始(即，第一条和第二条轨迹彼此重合并且PWM策略的每周期脉冲数量为47)，则可以很容易地看出，在Fnet不断增加的情况下，可以遵循第二条轨迹。因此包含在公式2中的0.25Hz的滞后值有效地减小了要进行PWM策略的每周期脉冲数量调整时的Fnet。换句话说，不是在Fnet达到大约51Hz时PWM策略的每周期脉冲数量以不连续阶跃从47增加到49，而是在Fnet达到大约50.75Hz之前，每周期脉冲数量保持恒定为47，在达到50.75Hz时，每周期脉冲数量以不连续阶跃增加到49。这防止了PWM策略的每周期脉冲数量在Fnet围绕着51Hz(或者围绕着任何其它的PWM策略的每周期脉冲数量出现不连续阶跃时的Fnet值)不断“抖动”的情况下在47和49之间反复变化。

图4表示PWM策略的实际切换频率是如何作为供电网络频率(Fnet)的函数经历渐变和阶跃变化的。这一般称为PWM策略的实际切换频率的“传动”并且确保在实际切换频率在较宽的Fnet范围内小于或等于PWM策略的标称切换频率(Fpwm_nom)的同时使实际切换频率保持尽可能地高。图4表示两条不同的轨迹。第一条实线轨迹标注有“Fpwm_hi”并且代表PWM策略在Fnet不断增加的情况下的实际切换频率(即，使用公式1给出的Pulse_Number_hi的值)。第二条虚线轨迹标注有“Fpwm_lo”并且代表PWM策略在Fnet不断减小的情况下的实际切换频率(即，使用公式2给出的Pulse_Number_lo的值)。

 Fnet在50Hz处开始，然后可以容易地看出，在Fnet不断增加的情况下，可以遵循第一条轨迹，并且PWM策略的实际切换频率(Fpwm_hi)逐渐地且以线性方式从2.450kHz增加到2.5kHz的标称切换频率(Fpwm_nom)。当Fnet达到大约51.1Hz时(就是说在Fpwm_hi达到2.5kHz的标称切换频率时)，将PWM策略的每周期脉冲数量(Pulse_Number)从49调整到47。在此点上，Fpwm_hi经历从2.5kHz的标称切换频率到2.402kHz的最小频率的阶跃变化。Fpwm_hi然后开始逐渐地并以线性方式从2.402kHz的最小频率增加回到2.5kHz的标称切换频率。从2.5kHz的标称切换频率到最小频率的阶跃变化和逐渐且线性地增加回到标称切换频率代表单独一次变迁过程。各个变迁过程发生在当Pulse_Number与由公式1给出的Pulse_Number_hi相同时(即，当遵循图3的第一条轨迹时)、其间PWM策略的每周期脉冲数量保持恒定不变的Fnet范围之内。

Fnet在50Hz处开始，然后可以容易地看出，在Fnet不断减小的情况下，可以遵循第二条轨迹，并且PWM策略的实际切换频率(Fpwm_lo)逐渐地且以线性方式从2.450kHz减小到2.391kHz的最小频率。当Fnet达到大约48.8Hz时(也就是说在Fpwm_lo达到2.391kHz的最小频率时)，将PWM策略的每周期脉冲数量(Pulse_Number)从49调整到51。在此点上，Fpwm_lo经历从2.391kHz的最小频率到小于2.5kHz的标称切换频率(Fpwm_lo)的2.485kHz的最大频率的阶跃变化。Fpwm_lo然后开始逐渐地并以线性方式从2.485kHz的最大频率减小回到2.401kHz的最小频率。从2.485kHz的最大频率到最小频率的阶跃变化和逐渐且线性地增加回到最大频率代表单独一次变迁过程。各个变迁过程发生在当Pulse_Number与由公式2给出的Pulse_Number_lo相同时(即，当遵循图3的第二条轨迹时)、其间PWM策略的每周期脉冲数量保持恒定不变的Fnet范围之内。

以上面介绍的方式控制网络桥路14的PWM策略给出了三项主要技术优势。

首先，确保了PWM策略的实际切换频率(Fpwm)以仅仅产生Fnet的整奇次谐波的方式依照供电网络的频率(Fnet)发生变化。其次，可以使Fpwm保持在网络桥路14的热量限制之内，同时仍然具有硬件能够支持的最大可能切换频率。换句话说，在PWM策略的每周期脉冲数量不发生阶跃变化的情况下，Fnet的增加可能会造成Fpwm超过标称(最大)切换频率(Fpwm_nom)，会使网络桥路14超过它的热量限制。第三，PWM策略的每周期脉冲数量的阶跃变化会对Fpwm的上限和下限造成固定约束。在图3中可以看出，对于Fnet从45Hz到55Hz的范围，Fpwm_hi仅能够在2.385kHz的最小频率与2.5kHz的标称切换频率(Fpwm_nom)之间变化，在Fnet的同一范围内，Fpwm_lo仅能够在2.375kHz的最小频率与2.485kHz的最大频率之间变化。这在与调谐LC滤波器(即，包含感性和容性元件的滤波器)相结合地使用电力变换器的情况下是很重要的，因为它们仅仅在相对较窄的频率范围内发挥有效作用。因此可以将图1和2中分别示出的调谐LC滤波器16a和30a专门选择为工作在Fpwm_lo和Fpwm_hi的上限和下限之内。

将会很容易地意识到，前面的说明仅仅是为了介绍将本发明付诸实现的一种方式并且不应将其看作是起限制作用的。例如，供电网络的标称标定频率(Fnet)可以具有任何适当的值——北美洲的供电网络工作在60Hz的标称标定频率下，而不是前面提到的50Hz。PWM策略的标称(最大)切换频率(Fpwm_nom)可以具有任何适当的值并且可以取决于网络桥路14的拓扑结构。

可以使用任何适当的算法来控制网络桥路14的PWM策略，以实现前面提到的主要技术优势。

Claims (27)

1.一种控制电力变换器的方法，该电力变换器可以用于与工作在时变频率下的供电网络相接，该电力变换器包括按照具有切换频率、标称切换频率和每周期脉冲数量的脉冲宽度调制(PWM)策略来工作的网络桥路，所述方法包括步骤：按照供电网络的时变频率改变PWM策略的切换频率，从而仅仅实现时变频率的整数次谐波。

2.按照权利要求1所述的方法，此外还包括步骤：按照供电网络的时变频率调整每周期脉冲数量，以保持小于或等于标称切换频率的最高切换频率。

3.按照权利要求2所述的方法，其中每周期脉冲数量是以一系列不连续阶跃来加以调整的。

4.按照权利要求2或3所述的方法，其中每周期脉冲数量在供电网络的时变频率不断增加时，是在供电网络的第一串不连续频率值中的各个频率值上得到调整的，并且在供电网络的时变频率不断减小时，是在供电网络的第二串不连续频率值中的各个频率值上得到调整的。

5.按照权利要求4所述的方法，其中供电网络的第一串不连续频率值和供电网络的第二串不连续频率值是彼此偏离的。

6.按照权利要求2到5中任何一项所述的方法，其中在供电网络的时变频率不断增加时，PWM策略的切换频率从较高值不连续地变化到较低值并且然后逐渐回到所述较高值。

7.按照权利要求6所述的方法，其中较高值基本上等于PWM策略的标称切换频率。

8.按照权利要求6或权利要求7所述的方法，其中在供电网络的时变频率不断减小时，PWM策略的切换频率从较高值逐渐向下变化到较低值并且然后不连续地返回到所述较高值。

9.按照权利要求8所述的方法，其中在供电网络的时变频率不断增加时，PWM策略的切换频率在供电网络的第一串不连续频率值中的各个频率值上从较高值不连续地变化到较低值，并且在供电网络的时变频率不断减小时，PWM策略的切换频率在第二串不连续频率值中的各个频率值上从较低值不连续地变化到较高值。

10.按照权利要求9所述的方法，其中供电网络的第一串不连续频率值和供电网络的第二串不连续频率值是彼此偏离的。

11.按照前述任何一项权利要求所述的方法，其中将PWM策略的切换频率改变成仅仅实现时变频率的整奇次谐波。

12.按照权利要求1到10中任何一项所述的方法，其中将PWM策略的切换频率改变成仅仅实现时变频率的整偶次谐波。

13.一种用于电力变换器的控制器，该电力变换器可以用于与工作在时变频率下的供电网络相接，该电力变换器包括按照具有切换频率、标称切换频率和每周期脉冲数量的脉冲宽度调制(PWM)策略来工作的网络桥路，所述控制器被布置为按照供电网络的时变频率改变PWM策略的切换频率，从而仅仅实现时变频率的整数次谐波。

14.按照权利要求13所述的控制器，其中所述控制器被布置为按照供电网络的时变频率调整每周期脉冲数量，以保持小于或等于标称切换频率的最高切换频率。

15.按照权利要求14所述的控制器，其中所述控制器被布置为以一系列不连续阶跃来调整每周期脉冲数量。

16.按照权利要求14或15所述的控制器，其中每周期脉冲数量在供电网络的时变频率不断增加时，是在供电网络的第一串不连续频率值中的各个频率值上得到调整的，并且在供电网络的时变频率不断减小时，是在供电网络的第二串不连续频率值中的各个频率值上得到调整的。

17.按照权利要求16所述的控制器，其中供电网络的第一串不连续频率值和供电网络的第二串不连续频率值是彼此偏离的。

18.按照权利要求14到17中任何一项所述的控制器，其中在供电网络的时变频率不断增加时，PWM策略的切换频率从较高值不连续地变化到较低值并且然后逐渐回到所述较高值。

19.按照权利要求18所述的控制器，其中较高值基本上等于PWM策略的标称切换频率。

20.按照权利要求18或权利要求19所述的控制器，其中在供电网络的时变频率不断减小时，PWM策略的切换频率从较高值逐渐向下变化到较低值并且然后不连续地返回到所述较高值。

21.按照权利要求19或权利要求20所述的控制器，其中在供电网络的时变频率不断增加时，PWM策略的切换频率在供电网络的第一串不连续频率值中的各个频率值上从较高值不连续地变化到较低值，并且在供电网络的时变频率不断减小时，PWM策略的切换频率在第二串不连续频率值中的各个频率值上从较低值不连续地变化到较高值。

22.按照权利要求21所述的控制器，其中供电网络的第一串不连续频率值和供电网络的第二串不连续频率值是彼此偏离的。

23.按照权利要求13到22中任何一项所述的控制器，其中将PWM策略的切换频率改变成仅仅实现时变频率的整奇次谐波。

24.按照权利要求13到22中任何一项所述的控制器，其中将PWM策略的切换频率改变成仅仅实现时变频率的整偶次谐波。

25.按照权利要求13到24中任何一项所述的控制器，其中网络桥路是有源逆变器。

26.按照权利要求13到24中任何一项所述的控制器，其中网络桥路是有源整流器。

27.一种电力变换器，该电力变换器可以用于与工作在时变频率下的供电网络相接，该电力变换器包括按照具有切换频率、标称切换频率和每周期脉冲数量的脉冲宽度调制(PWM)策略工作的网络桥路，其中所述电力变换器包括控制器，该控制器被布置为按照供电网络的时变频率改变PWM策略的切换频率，从而仅仅实现时变频率的整数次谐波。

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