CN101128717B - 用于干涉仪绝对距离测量的相位噪声补偿 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于干涉仪绝对距离测量的相位噪声补偿。在向至少一个待测目标发射调频电磁射线并随后在外差混频下接收由目标散射回的射线的测距方法中，使射线平行经过干涉测量基准长度。此外，在接收时产生由目标散射回的射线的数字化第一干涉图和经过基准长度的射线的数字化第二干涉图。从第二干涉图的相位曲线数据中合成出虚拟干涉图或者虚拟干涉图的相位曲线，在这里，通过比较第一干涉图的相位曲线数据与虚拟干涉图的相位曲线数据来确定距离。

Description

用于干涉仪绝对距离测量的相位噪声补偿

技术领域

本发明涉及根据权利要求1的前序部分的绝对距离测量方法、根据权利要求13的前序部分的绝对距离测量装置、以及计算机程序产品。

背景技术

在电子测距领域，公开了各种不同的原理和方法。一种做法是将经调频的电磁射线(如光线)射向待测目标，随后接收来自反向散射型物体(back-scattering object)的一个或多个反射信号，在理想情况下接收只来自待测目标的反射信号，在这里，待测目标不仅可能具有镜面反散射特性如反射镜特性，而且具有反向散射特性。在外差式干涉仪结构中，可调谐的激光源被用于绝对距离测量。在原理上最简单的实施例中，激光源的光频率是可线性调谐的。接收的信号与从所发出的光信号中导出的另一个信号叠加。所得到的外差混合积(mixed product)(即干涉图)的差频(beat frequency)是到目标物的距离的指标。

所发出的光信号的波长是测量的尺度。它一般是未知的，因而必须通过附加测量来确定。为此，例如使发出的光的一部分经过具有确定的基准长度(reference length)的基准干涉仪。根据所产生的差拍(beaproduct)，可以基于已知的基准长度推断出所发出的光信号的随时间的波长变化。

用于实施这些方法的装置通常以激光器为光源，该光源能够被对外共振(如布拉格光栅)或内共振(如分布式反馈DFB或分布式布拉格反射器DBR)的调制所啁啾。在光学领域中，发射光学系统和接收光学系统被用于发射和接收，它们接在用于外差混频的检测器或正交检测器(quadrature detector)、A/D转换器和数字信号处理器的后面。

在实际应用中，主要存在以下多个基本难点：

·激光源的足以用于所需精度的线性调谐只能以高昂成本实现；

·激光源尤其是半导体激光二极管具有大的相位噪声，这意味着尺度长度(scale length)的变化不受控制，这一方面极大限制了测量范围，即将测量限制为测量小于激光相干长度的距离，另一方面，这造成大的测量波动，这种测量波动只随着长的测量时间减小。

·在测量过程中发生的待测目标运动以及测量距离波动在干涉仪混合积中造成额外的频率分量，其可能导致大的测量误差。

现有技术公开了各种做法，这些做法都带有与之相关的问题。

在US4,830,486中描述了用于绝对距离测量的通用型系统。在这里，频率响应曲线的线性化借助控制措施实现，相位噪声抑制通过将干涉仪臂长选定为与目标距离近似一致来实现。测量过程中的待测目标运动可以通过适当选择频率响应曲线来加以区分。该系统允许测量反射性很低的目标，但为了达到所需的高测量精度而需要长时间的测量。此外，要求基准干涉仪的臂长处于待测距离的数量级内，这导致更大的复杂性或者更高的技术成本以及高昂的生产成本。

DE 19522262描述了一种系统，该系统具有两个激光源，以产生合成波长。为此，尽管对干涉仪的结构稳定性以及目标距离的稳定性的要求不高，但该系统由于有两个激光源而更复杂。

在US2003/0107743A1中描述了用于消除信号源的相位噪声的方法。该方法用于测量具有大的光学长度的光学元件的组穿越时间(grouptransit time)。它不适于以所描述的形式测量绝对距离。

发明内容

本发明的目的是提供这样的解决方案，针对上述通用型的绝对距离测量仪，该方案允许更好地识别和掌握频率响应曲线和/或允许减小或避免误差及其影响。具体地，在基准干涉仪内，发出的激光的调谐特性和相位噪声应具有以下特征，即具体地可以通过计算来考虑非线性和噪声，并可以消除其对测量精度的影响。

本发明的另一个目的是也可以实现超过相干长度(coherence length)的干涉仪测量。

通过权利要求1或13以及从属权项的保护主题来完成这些任务或对解决方案的进一步改进。

根据本发明，在基准干涉仪中确定信号源的相位曲线。所确定出的相位曲线数据随后被用于实际消除激光源非理想特性的影响。

对于发出的激光的给定频率响应曲线v(t)，基准干涉仪的外差信号的相位曲线在长度(臂长差)为R_r＝c·τ_r/2的情况下如此得到：

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_r\left(t_k\right)=2\mathrm{\π}\·\underset{t_k-{\mathrm{\τ}}_r}{\overset{t_k}{\∫}}v\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(1\right)$

在理想的实施方式中，该相位曲线信号在采样点t_k被采样和数字化，其中，

t_k＝α·k·τ_r         (2)

修正系数α≈1建模了采样间隔和基准长度的滞后时间之间的偏离。就是说，采样间隔在理想情况下精确对应于基准长度的已知的滞后时间τ_r。根据本发明，可以有利地将采样频率选择为基准长度的滞后时间倒数的整数倍。

由以下公式得到该长度(臂长差)R＝c·τ_m/2的测量距离的外差信号的相位曲线：

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_M\left(t_k\right)=2\mathrm{\π}\·\underset{t_k-{\mathrm{\τ}}_m}{\overset{t_k}{\∫}}v\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(3\right)$

根据现有技术的方法，对于静立的目标物，距目标物的距离R通过解以下方程式得到：

$\frac{R}{R_r}\≈\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_M\left(t\right)}{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_r\left(t\right)}---\left(4\right)$

方程式(4)的计算可以在给定时刻T(测量间隔结束)进行，或作为优化问题被程式化。

从严格意义上讲，方程式(4)只适用于以下条件之一得到满足时：

·光学频率响应曲线是线性的，该条件不仅因为频率调谐而无法得到确切满足，而且由于相位噪声而无法得到确切满足。

·目标距离R与基准长度一致，R＝R_r。

根据现有技术，后者意味着，对于各希望的目标距离，必须可以得到具有相应长度的基准干涉仪。这显然实际上只能在特定情况下出现或者只能付出高昂成本来做到。

与方程式(4)不同，根据本发明，依据基准干涉仪(具有比所发出的激光的相干长度短的长度)的相位曲线数据的测量结果合成出等效于测量干涉仪(具有任意目标距离)的相位曲线。在最简单的实施例中，为此目的可应用：

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_{m\·r}\left(t_k\right)=\mathrm{\α}\·\underset{j=k-m+1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_r\left(t_j\right)---\left(5\right)$

其中，R≈m·α·R_r，就像对方程式(4)的有效性要求的那样。

在这里，术语“合成”原则上与在多波长干涉测量领域中常用的术语不同。在该领域中，距离信息根据各色光信号的频率差来确定，所述频率差产生“合成”的差频。在那里的术语“合成”表示只用(可测的)频差来工作。而在本发明的上下文中，“合成”表示纯理论上的、非可测的量，即例如计算确定虚拟干涉图(virtual interferogram)或者虚拟干涉图的相位曲线。

现在，方程式(4)被表述为：

$\frac{R}{m\·\mathrm{\α}\·R_r}\≈\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_M\left(t\right)}{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_{m\·r}\left(t\right)}---\left(6\right)$

并且该方程式可实现对于激光频率调谐和相位噪声的任何理想曲线的较高精度。此外，将方程式(5)带入方程式(6)表明，可以取消修正系数α。在测量数据分析中确定未知参数m，该未知参数表示基准干涉仪和测量干涉仪之间的长度比。

该结构的测量精度能进一步提高，其做法是，方程式(5)由以下内插公式来代替，

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_{m\·r}\left(t_k\right)=\mathrm{\α}\·[\underset{j=k-m+1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_r\left(t_j\right)+\frac{R-m\·\mathrm{\α}\·R_r}{\mathrm{\α}\·R_r}\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_r\left(t_{k-m}\right)]---\left(7\right)$

在这里，m被选择为(m-1)·α·R_r≤R≤m·α·R_r。

在本发明中，可以在激光的相干长度之外进行测量。在这种情况下，相位曲线在测量路程中退变为噪声过程。实际测量路程的合成相位曲线的形成产生相关的噪声处理。目标距离通过相关最大值的数字搜索来确定。

为了评估相位曲线数据，优选地通过以下类型的优化问题来替换方程式(6)的解：

${\min }_{\tilde{R}}={[\frac{\tilde{R}}{m\·\mathrm{\α}\·R_r}\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_{m\·r}\left(t\right)-\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_M\left(t\right)]}^2---\left(8\right)$

根据本发明，为了简化系统，也可以以逼近方式来实现优化。

方程式(6)和(8)假定可以确定基准干涉图的相位曲线以及测量干涉仪的相位曲线。通常，这适用于基准测量。不过，测量路程上的测量结果通常被噪声严重污染，以至无法从外差信号s(t)≈A·cos(Δφ_M(t))的测量中确定相位。在这种情况下，为了确定目标距离，直接依据干涉图的测定的信号的振幅(而不是依据推导出的相位)，来解优化问题，

${\min }_{\tilde{A},\tilde{R}}{[\tilde{A}\·\cos \left(\frac{\tilde{R}}{m\·\mathrm{\α}\·R_r}\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_{m\·r}\left(t\right)\right)-s\left(t\right)]}^2---\left(9\right)$

根据本发明，也可以以逼近方式实现用于系统简化的优化。

在测量目标以速度V在测量方向上移动时，具有长度R的测量干涉仪的外差信号的相位曲线由下式给出：

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_M\left(t_k\right)=2\mathrm{\π}\·[\underset{t_k-{\mathrm{\τ}}_m}{\overset{t_k}{\∫}}v\left(t\right)\mathrm{dt}+\frac{V\·t}{\mathrm{\λ}}]---\left(10\right)$

当在对测量数据的分析中未考虑运动时，这导致不正确的距离确定(多普勒效应)。按照本发明，在以下类型的相位曲线数据的优化问题中通过引入运动模型V(t；θ)来考虑测量目标的运动，其中θ为待确定的速度参数：

${\min }_{\tilde{R},\widetilde{\mathrm{\θ}}}{[\frac{\tilde{R}}{m\·\mathrm{\α}\·R_r}\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_{m\·r}\left(t\right)-\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_M\left(t\right)+2\mathrm{\π}\frac{V(t;\widetilde{\mathrm{\θ}})\·t}{\mathrm{\λ}}]}^2---\left(11\right)$

当信号受到噪声的严重污染时，为了确定目标距离，直接依据测得的干涉图信号的振幅来解优化问题，而不是依据推导出的相位来解优化问题：

${\min }_{\tilde{A},\tilde{R},\widetilde{\mathrm{\θ}}}{[\tilde{A}\·\cos (\frac{\tilde{R}}{m\·\mathrm{\α}\·R_r}\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_{m\·r}\left(t\right)+2\mathrm{\π}\frac{V(t;\widetilde{\mathrm{\θ}})}{\mathrm{\λ}})-s\left(t\right)]}^2---\left(12\right)$

按照本发明，也可以采用其它运动模型。根据本发明，为了简化系统，优化也可以以逼近方式完成。在已知干涉仪稳定的情况下，可以省去对速度参数的确定。

逼近可以以各种方法实现。尤其是，可以采用速度恒定θ＝v的简化运动模型，其中V(t；θ)＝v。也可以顺序确定整数关系

和待测距离

或者可以省去对发出的激光随时间的变化γ(t)所进行的确定。为了在确定干涉图相位时避免2π含糊性，代替依照方程式(8)和(11)对相位曲线数据的优化，也可以进行对相位差(difference phase)Δφ_M(t_k)-Δφ_M(t_k-1)和Δφ_m·r(t_k)-Δφ_m·r(t_k-1)的优化。在干涉图被噪声严重污染的情况下，可以通过适当滤波将按照方程式(12)的干涉图信号的振幅优化减化为按照方程式(11)的相位曲线数据的优化。

基准干涉仪的长度以及数字化的采样间隔确定了测距仪的相对测量精度。虽然可以获得ppm精度的电子振荡器，但基准长度的稳定化是一个大问题。

根据本发明，可以如此解决该问题，即基准长度通过结构措施来稳定，或者利用一个本身恒温的或者温度被稳定的元件(如气室或恒温基准元件)来校准。为此目的，与对基准干涉仪的相位曲线的测量同时地由上述元件在激光频率调谐期间来确定透射极值。该极值的频率间隔Δv通过元件设计来非常精确地确定。在透射极值的周期t₁、t₂期间基准路程相位曲线的总相位变化Δφ＝Δφ_r(t₂)-Δφ_r(t₁)现在是基准长度的指标。

$R_r=\frac{\mathrm{\Δ\Φ}\·c}{4\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δv}}---\left(13\right)$

该测量与目标物的距离的测量同时或者先后进行。对于同时测量，可以通过滤波来改善测量精度(假定基准长度波动缓慢)。由此一来，相位噪声对基准长度校准的影响可以得到明显抑制，无需其它措施。

现在，通过本发明的做法，对频率调谐线性以及所用激光源的线宽的要求比现有技术的低。此外，测量范围将不会受激光相干长度的限制，测量精度即使在高速测量下也能得以保持。因此，可使用容易实现的、低成本的激光源(相应地，整个系统也具有成本优势)，同时可得到高测量精度、宽测量范围和高测量速率。

附图说明

以下，结合附图示意表示的实施例以示例的方式更详细地说明或描述本发明的绝对距离测量方法或者本发明的绝对距离测量装置。

图1是基础测量结构的示意图。

图2是在发出的光信号和由被目标反射的光信号之间形成外差混合积的示意图。

图3表示通过正交接收器(quadrature receiver)记录的干涉图的相位。

图4表示单频信号的频率响应曲线以及时间积分窗口。

图5表示虚拟干涉图的频率响应曲线。

图6示意表示基准元件的第一实施方式。

图7示意表示基准元件的第二实施方式。

图8表示乙炔的吸收光谱。

图9表示乙炔的吸收光谱片断。

图10示意表示测量干涉仪和基准干涉仪的完整的光纤设计，包括用于校准基准长度的基准元件。

具体实施方式

图1表示基础测量构造。信号源SQ通过光学连接器OV1-OV4被耦合输入至测量干涉仪MI、基准干涉仪RI和可选部件校准单元KE。待测目标ZI在测量中是测量干涉仪的组成部分。通过光程OS2、OS3和OS4，信号被传输给检测器单元D2、D3和D4。检测器信号通过电缆L2、L3和L4被送往信号处理器SP。信号处理器SP负责处理和分析所述信号并且还通过控制线SL控制信号源SQ。

图2示出了用于形成外差混合积的干涉仪的示意图。发出的光线的一部分由分光器1耦合输出，在反射器2上反射并经过分光器后，与从反射器3散射回的光信号叠加。对于干涉仪绝对距离测量来说，采用可调谐的激光源。在原理上最简单的实施方式中，取决于时间的发射满足方程式v(t)＝v₀+γt。由于所经过的路程而被延迟的两个电场(e-field)的叠加产生了外差频率f。

f＝v(t₂)-v(t₁)＝(v₀+γt₂)-(V₀+γt₁)

t₁＝2L₁/c，t₂＝2L₂/c

$f=\frac{\mathrm{\γ}2R}{c}$

R＝L₂-L₁(路程差)

该基本关系式将待测距离与外差频率f的载波信号联系起来。

图3示出了由正交接收器记录的干涉图的相位。对于γ＝40GHz/ms和L＝40m的情况来说，作为测量的外差频率，f＝10.7MHz。检测器上出现的接收信号强度为：

I＝(E₁+E₂)·(E₁+E₂)^*

I＝E₁ ²+E₂ ²+2E₁E₂·cos(2πft)

接收的强度是信号处理的基础。如果信号未受干扰，则通过傅立叶分析能直接得到载频，从而可以直接计算待确定的距离。但实际上信号受到干扰，因此直接由光学的正交接收器测量波动强度的相位φ是有利的。在准确测量时适用线性曲线：

$\frac{\mathrm{\Δ\φ}}{\mathrm{\Δt}}=f$

因此，如图3所示，相位随时间以线性增加。

图4表示单频信号的频率响应曲线。此外，示出了按照式(1)和式(3)的时间相关积分窗口。干涉仪检测发出的信号e(t)和在经过一段路程后又接收的信号r(t)之间的相位改变。为了限定对相位变化的测量，采用单频信号或由多个单频分量组成的信号。这意味着，可以基于信号的振幅E(t)和瞬间频率v(t)实现特性化，它们随着测量过程比较缓慢地变化。

e(t)＝E(t)·cosφ(t)

$\frac{\mathrm{\φ}\left(t\right)}{2\mathrm{\π}}=\underset{0}{\overset{t}{\∫}}v\left(t^{\′}\right){\mathrm{dt}}^{\′}+\frac{{\mathrm{\φ}}_0}{2\mathrm{\π}}$

其中，e(t)表示发出的信号，E(t)表示信号的振幅，φ(t)表示发出的信号的相位(rad)，φ₀表示相移(rad)，v(t)表示发出的信号的瞬间频率(Hz)。

图4示出了瞬间频率v(t)的随时间变化曲线的例子。理想情况下，接收的信号r(t)是发出的信号e(t)的延迟衰减的复制，通过以下项τ(t)和G(t)来考虑延迟和衰减：

$r\left(t\right)=\sqrt{G\left(t\right)}\·e(t-\mathrm{\τ}\left(t\right))\≈\sqrt{G\left(t\right)}\·E\left(t\right)\·\cos \mathrm{\φ}(t-\mathrm{\τ}\left(t\right))$

目标距离的确定通过测量从测距仪向目标、并从目标返回测距仪这样的每个循环的相位变化、并进而测量r(t)和e(t)之间相位变化来实现。

Δφ(t)＝φ(t)-φ(t-τ(t))

在如上述假定的仅缓慢变化并且忽略可能有的速度分量的情况下，遵循

$\frac{\mathrm{\&Delta;\&phi;}\left(t\right)}{2\mathrm{\&pi;}}=\underset{\underset{\mathrm{\&tau;}\left(t\right)<<v\left(t\right)/\stackrel{\&CenterDot;}{v}\left(t\right)}{t-\mathrm{\&tau;}\left(t\right)}}{\overset{t}{\&Integral;}}v\left(t^{\&prime;}\right){\mathrm{dt}}^{\&prime;}$

$\&ap;v\left(t\right)\&CenterDot;\mathrm{\&tau;}\left(t\right)$

不过，该假定

仅适用于频率缓慢变化，像例如可能由频率响应曲线的非线性引起的那样。这种假定不足以应对高频噪声分量。

图5示出了虚拟干涉图的频率响应曲线。根据本发明，根据长度短的基准干涉仪测量的相位曲线数据，合成产生对应于测量距离的长度的等同测量数据。在该最简单的实施方式中，计算

$\mathrm{\&Delta;}{\mathrm{\&phi;}}_{m\&CenterDot;r}\left(t_k\right)=\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;\underset{j=k-m+1}{\overset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&Delta;}{\mathrm{\&phi;}}_r\left(t_j\right)$

作为基准测量的单独的相位间隔之和，其中R≈m·α·R_r。图5中的频率响应曲线示出了这样的虚拟干涉图的相位组成的一个示例。

在图6中示意示出了用于确定基准长度的基准元件的第一实施方式。干涉仪完全整合在微晶玻璃体(Zerodur-Block)4中。在入口窗上装有第一光栅5，可以在出口侧给它补充另一个光栅8。入射光束被分成两个光路，它们对应于零阶和一阶的极值。零阶的第一光路7直接经过微晶玻璃体4传播，而一阶的第二光路6在微晶玻璃体4的界面上多次(全)反射。通过精确确定尺寸，可以在出口窗获得这两个彼此相对相移的光路的叠加。光路的光程差在输出后叠加时提供了具有从微晶玻璃体的材料测量(material measure)中知道的频率的外差信号。射线可以由检测器记录和处理。通过微晶玻璃材料，可以相当程度地摆脱温度的影响。由于例如可以以光刻技术施加的光栅，光传导只能在结构紧凑的恒温的微晶玻璃体4中实现。除了两维分解外，也可以实现传播方向和光路在三条轴线上的三维分解。

图7示意示出了具有光检测器的基准原件的第二实施方式，经过多次折射的光路射向光检测器。基准元件尤其适用于窄的波长范围。实现的基础还是微晶玻璃体4’，第一光栅9和任选的其他光栅10、10’、10”位于其表面上或其表面内。在该实施方式中，光束引导(beam guidance)的角度是灵敏的信息。在所示结构中，在微晶玻璃中，1微米波长折射角度为22.5度，这对应于约4.2微米的光栅周期(grating period)。所需分辨率(1ppm)确定了被照射的光栅部的宽度。按照在此以示例方式示出的四次折射后，图像被送入检测器装置。该检测器约以100兆赫进行读出。各测量点代表调谐激光时的波长的瞬时记录值。

图8和图9示出了作为基准元件的第三实施方式的气室。该实施方式利用自然的波长基准，其由介质中的吸收率限定并与HeNe激光中的稳定化相似。例如，为此目的可以采用乙炔气室，它可以作为元件买到。此外，使用范围为1540纳米、线宽0.1pm。如果调谐超过1纳米(120GHz)，可以利用高精度的2-3过渡(2-3transition)，因此能很精确地确定激光波长并校准基准干涉仪。由于过渡的原子属性，所以可以忽略与温度相关的影响。

具体来说，图8表示乙炔的吸收光谱，图9表示乙炔的吸收光谱片断。

图10示出了利用在完整的光纤结构中的基准元件的第三实施方式的气室。激光源12的光穿过光绝缘体13，用于避免外部反馈。在绝缘体13后，光在第一分光器14中非对称地被耦合(10dB耦合器)输入两个干涉仪，一个输出在终接件15结束。两个干涉仪又各有一个3×3耦合器16，它造成两个检测器之间的相移，这两个检测器分别构成两个对应的正交接收器17之一。在两个干涉仪之一中设有气室18。两个基准干涉仪中的法拉第镜19-19”此时在叠加中产生正交极化的反射波，调制深度100％。通过借助光纤的实现，获得了射线的良好叠加，而不需要方向校准或调整。单模特性允许通过发射光学系统21发出平的波阵面(wavefront)，用于测量目标22。两个光二极管20’用于监视。

Claims (25)

1.一种绝对距离测量方法，该绝对距离测量方法包括以下步骤：

●将经过啁啾的电磁射线，发射

○到至少一个待测目标，并

○经过至少一个基准长度，

●接收从目标所散射回的射线和经过该基准长度的射线，

●将接收的射线转换为信号，

●根据所述信号确定距所述至少一个目标的至少一个距离，

其中，在接收时，记录从目标散射回的射线的数字化的第一干涉图和经过该基准长度的射线的数字化的第二干涉图，

其特征在于，根据所述第二干涉图的相位曲线数据合成出虚拟干涉图或者虚拟干涉图的相位曲线Δφ_m·r(t_k)，确定所述至少一个距离的步骤通过将所述第一干涉图的相位曲线数据与所述虚拟干涉图的相位曲线数据相比较来实现。

2.根据权利要求1所述的绝对距离测量方法，其特征在于，以将第一干涉图与第二干涉图相关联的方式、根据所述第二干涉图的相位曲线数据合成出虚拟干涉图，由此减小相位曲线波动对距离确定的干扰影响。

3.根据权利要求1所述的绝对距离测量方法，其特征在于，基准长度与所述数字化的第二干涉图的采样间隔成已知比例。

4.根据权利要求1所述的绝对距离测量方法，其特征在于，所述虚拟干涉图的相位曲线按下式形成，

● $\mathrm{\&Delta;}{\mathrm{\&phi;}}_{m\&CenterDot;r}\left(t_k\right)=\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;\underset{j=k-m+1}{\overset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}_r\left(t_j\right)$ 或者

● $\mathrm{\&Delta;}{\mathrm{\&phi;}}_{m\&CenterDot;r}\left(t_k\right)=\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;[\underset{j=k-m+1}{\overset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}_r\left(t_j\right)+\frac{R-m\&CenterDot;\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;R_r}{\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;R_r}{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}_r\left(t_{k-m}\right)]$

其中，R_r表示基准长度，m∈N表示基准长度和按照R≈m·α·R_r的测量距离之间比例的整数部分，其中适用(m-1)·α·R_r≤R≤m·α·R_r，

表示第二干涉图的相位曲线，α≈1表示对采样间隔和基准长度的滞后时间之差的偏离进行建模的修正系数，其中τ_r表示基准长度的滞后时间，v(t)表示发出的射线的给定频率响应曲线。

5.根据权利要求1所述的绝对距离测量方法，其特征在于，所述虚拟干涉图或者所述虚拟干涉图的相位曲线Δφ_m·r(t_k)以多项式方式内插。

6.根据权利要求1所述的绝对距离测量方法，其特征在于，通过对所述第一干涉图的相位曲线数据和所述虚拟干涉图的相位曲线数据进行优化来实现距离确定，采用以下关系式，

${\min }_{\tilde{R},\tilde{m}}{[\frac{\tilde{R}}{\tilde{m}\&CenterDot;\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;R_r}{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}_{m\&CenterDot;r}\left(t\right)-{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}_M\left(t\right)]}^2$

其中，

表示所述第一干涉图的相位曲线，

表示所述虚拟干涉图的相位曲线，

为所述第二干涉图的相位曲线，τ_r表示基准长度的滞后时间，τ_m表示测量距离的滞后时间，v(t)表示发出的射线的给定频率响应曲线，R_r表示所述基准长度，

表示待确定的距离，m∈N表示基准长度和按照R≈m·α·R_r的测量距离之间比例的整数部分，其中适用(m-1)·α·R_r≤R≤m·α·R_r，用对采样间隔和基准长度滞后时间之间的偏离进行建模的修正系数α≈1来修正。

7.根据权利要求1所述的绝对距离测量方法，其特征在于，距离确定步骤通过对第一干涉图的测量信号的振幅进行优化来实现，采用下式

${\min }_{\tilde{A},\tilde{R},\tilde{m}}{[\tilde{A}\&CenterDot;\mathrm{\&gamma;}\left(t\right)\&CenterDot;\cos (\frac{\tilde{R}}{\tilde{m}\&CenterDot;\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;R_r}{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}_{m\&CenterDot;r}\left(t\right))-s\left(t\right)]}^2$

其中，s(t)表示所述第一干涉图的信号的振幅，

表示所述第一干涉图的估算信号强度，γ(t)表示发出的作为时间的函数的激光强度曲线的任选测量，在已知输出功率恒定的情况下，可以设定γ(t)＝1，表示虚拟干涉图的相位曲线，其中是所述第二干涉图的相位曲线，τ_r表示基准长度的滞后时间，v(t)表示发出的射线的给定频率响应曲线，R_r表示所述基准长度，表示待确定的距离，m∈N表示基准长度和按照R≈m·α·R_r的测量距离之间比例的整数部分，其中适用(m-1)·α·R_r≤R≤m·α·R_r，用对采样间隔和基准长度滞后时间之间的偏离进行建模的修正系数α≈1来修正。

8.根据权利要求1所述的绝对距离测量方法，其特征在于，在测量目标运动时，对所述距离的确定通过对所述第一干涉图的相位曲线数据和所述虚拟干涉图的相位曲线数据的优化来实现，采用下式

${\min }_{\tilde{R},\widetilde{\mathrm{\&theta;}},\tilde{m}}{[\frac{\tilde{R}}{\tilde{m}\&CenterDot;\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;R_r}{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}_{m\&CenterDot;r}\left(t\right)-{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}_M\left(t\right)+2\mathrm{\&pi;}\frac{V(t;\widetilde{\mathrm{\&theta;}})\&CenterDot;t}{\mathrm{\&lambda;}}]}^2$ 或者

● ${\min }_{\tilde{A},\tilde{R},\widetilde{\mathrm{\&theta;}},\tilde{m}}{[\tilde{A}\&CenterDot;\cos (\frac{\tilde{R}}{\tilde{m}\&CenterDot;\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;R_r}{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}_{m\&CenterDot;r}\left(t\right)+2\mathrm{\&pi;}\frac{V(t;\widetilde{\mathrm{\&theta;}})\&CenterDot;t}{\mathrm{\&lambda;}})-s\left(t\right)]}^2,$

表示所述第一干涉图的相位曲线，

表示所述虚拟干涉图的相位曲线，其中

是所述第二干涉图的相位曲线，τ_r表示基准长度的滞后时间，τ_m表示测量距离的滞后时间，V表示在测量方向上测量目标运动的速度，s(t)表示所述第一干涉图的信号的振幅，表示所述第一干涉图的估算信号强度，v(t)表示发出的射线的给定频率响应曲线，R_r表示基准长度，表示待确定的距离，表示待测目标的运动模型，其中

是速度参数，

表示基准长度和按照R≈m·α·R_r的测量距离之间比例的整数部分，其中适用(m-1)·α·R_r≤R≤m·α·R_r，用对采样间隔和基准长度的滞后时间之间的偏离进行建模的修正系数α≈1来修正。

9.根据权利要求6所述的绝对距离测量方法，其特征在于，所述优化以逼近方式完成，通过

●顺序地确定整数关系

和待确定的距离

或

●针对相位差Δφ_M(t_k)-Δφ_M(t_k-1)和Δφ_m·r(t_k)-Δφ_m·r(t_k-1)进行优化，而不是针对相位曲线数据进行优化。

10.根据权利要求1所述的绝对距离测量方法，其特征在于，对基准长度的校准借助于恒温的或者温度被稳定的基准元件来实现。

11.根据权利要求7所述的绝对距离测量方法，其特征在于，所述优化以逼近方式完成，通过

●顺序地确定整数关系

和待确定的距离

或

●省去对作为时间函数的发出的激光的变化γ(t)进行确定。

12.根据权利要求8所述的绝对距离测量方法，其特征在于，所述优化以逼近方式完成，通过

●速度恒定θ＝v的简化运动模型，其中V(t；θ)＝v，

●顺序地确定整数关系

和待确定的距离

或

●针对相位差Δφ_M(t_k)-Δφ_M(t_k-1)和Δφ_m·r(t_k)-Δφ_m·r(t_k-1)进行优化，而不是针对相位曲线数据进行优化。

13.根据权利要求1所述的绝对距离测量方法，其中，将经过啁啾的激光，发射

○到至少一个待测目标，并

○经过至少一个基准长度。

14.根据权利要求1所述的绝对距离测量方法，其中，利用干涉混合将接收的射线转换为信号。

15.根据权利要求3所述的绝对距离测量方法，其中，滞后时间τ_r的采样间隔按照R_r＝c·τ_r/2与基准长度R_r相对应，其中c表示光速。

16.一种用于实施根据权利要求1至15之一所述方法的绝对距离测量装置，它具有：

可调制的发射源(SQ)，用于产生射线、并向待测目标发射射线，

基准长度，

用于调制所述发射源的信号发生器，

检测器(D2，D3，D4)，用于接收反向散射的射线的干涉图，并将其转换成信号，

用于处理信号的信号处理器(SP)，

包括混频器，用于执行外差混频方法，

所述检测器(D2，D3，D4)和所述信号处理器(SP)被设置和设计为能记录从目标散射回的射线的数字化第一干涉图和经过该基准长度的射线的第二干涉图，

其特征在于，所述检测器(D2，D3，D4)和所述信号处理器(SP)被设置和设计为能根据所述第二干涉图的相位曲线数据合成出虚拟干涉图或者虚拟干涉图的相位曲线Δφ_m·r(t_k)。

17.根据权利要求16所述的绝对距离测量装置，其特征在于，设有用于校准基准长度的恒温或者温度被稳定的基准元件。

18.根据权利要求17所述的绝对距离测量装置，其特征在于，所述基准元件是气室(18)。

19.根据权利要求17所述的绝对距离测量装置，其特征在于，所述基准元件是恒温的标准器。

20.根据权利要求17所述的绝对距离测量装置，其特征在于，所述基准元件是Zerodur块(4)，其在入射面具有用于折射分离入射光束的第一光栅(5)、并在出射面具有用于汇集分离的光束的路径的第二光栅(8)，所述分离的光束的光束路径差导致具有限定的周期的外差信号。

21.根据权利要求17所述的绝对距离测量装置，其特征在于，所述基准元件是Zerodur块，其具有用于根据波长将射线折射引导至检测器装置的至少一个光栅(9)，该检测器装置使得可以确定信号源的波长。

22.根据权利要求16所述的绝对距离测量装置，其中，发射源(SQ)是可调谐的激光源。

23.根据权利要求16所述的绝对距离测量装置，其中，用于处理信号的信号处理器(SP)是数字信号处理器FPGA或ASIC。

24.根据权利要求16所述的绝对距离测量装置，其中，所述混频器是正交接收器。

25.根据权利要求18所述的绝对距离测量装置，其中所述气室(18)是填充有乙炔。

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