CN101127955A - 码分多址系统中ue负载的估值方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种码分多址系统中UE负载的估值方法包括步骤：计算天线口上每条多径的干扰能量，计算天线口上每条多径的全部信道的信号能量，累加所有多径的信号能量后得到本用户设备UE在天线口上的全部信道的信号能量，从多径的干扰能量中去除本UE多径的干扰，将所有多径的剩余干扰能量累加后取平均值，得到其他UE和底噪对本UE的干扰能量，根据本UE在天线口上的全部信道的信号能量及其他UE和底噪对本UE的干扰能量对本UE的负载进行估值。本发明解决了现有技术中在多径信号能量较大时，由于受多径干扰的影响UE负载估值结果的误差较大的问题，能够在不增加计算量的情况下大幅度提高UE负载估值的准确度。

Description

码分多址系统中UE负载的估值方法

技术领域

本发明涉及无线通信领域，尤其涉及一种码分多址系统中UE负载的估值方法。

背景技术

在高速上行分组接入业务中，基站需要对各个终端可以使用的上行无线资源进行调度，以便让各个终端根据预定的规则更合理更充分的利用上行无线资源。调度器需要根据各个UE在基站天线口的信号干扰噪声比(SIRant)来对UE的负载进行估值，然后根据各个UE的负载大小等信息来进行调度。通过SIRant对UE的负载L进行估值的公式为：

$L=\frac{\mathrm{SIRant}}{1+\mathrm{SIRant}}---\left(b0\right)$

上式中如果分子分母都乘上干扰I，则分子为信号S，分母为(I+S)，即UE负载的物理含义为：折算到天线口接收到该UE的信号功率占接收总功率的比例。

UE负载估值的准确度对调度器的性能有较大影响，而UE负载估值的准确度又取决于SIRant估值的准确度。

以3GPP组织制定的宽带码分多址(WCDMA)系统为例，在R99和R5版本的业务中，由于上行扩频增益较大，上行信道解调所需的功率(天线口接收的功率)往往小于干扰噪声的功率。一个UE信号受到的干扰噪声主要是由底噪和其它用户其它小区的干扰引起，该UE信号本身多条径之间的干扰不占主要地位。因此，在R99和R5中的信号干扰噪声比估计算法通常如下：

如果专用物理控制信道(Dedicated Physical Control Channel，DPCCH)上去极性后的第p条径的第s时隙的导频符号用Pilotp，s(k)表示，每个时隙总共Npilot个导频，总共P条多径，则先估计当前时隙s的干扰噪声Inews，估计方法通常为对各条径的干扰进行平均的方法。比如：

${\mathrm{Inew}}_s=\frac{1}{2*P*(\mathrm{Npilot}-1)}\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Npilot}-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|{\mathrm{Pilot}}_{p,s}\left(k\right)-{\mathrm{Pilot}}_{p,s}(k-1)\left|\right|}^2---\left(b1\right)$

对噪声估计进行时隙间的平均。比如采用无限冲激响应(IIR)滤波平均，这个时隙s的干扰噪声I(s)最后估值结果可以为：

I(s)＝Alpha*I(s-1)+(1-Alpha)*Inew_s，    (b2)

其中系数Alpha可以取0.9以上，1以下。

对于信号能量的估值，通常把各条径的能量累加。比如，具体计算方法可以为：

$S\left(s\right)=\frac{1}{{\mathrm{Npilot}}^2}\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{Pilot}}_{p,s}\left(k\right)\left|\right|}^2-\frac{P}{\mathrm{Npilot}}I\left(s\right)---\left(b3\right)$

于是一个时隙的SIR为：

SIR(s)＝S(s)/I(s)    (b4)

根据这个SIR(s)就可以对UE的负载进行估值。但为了估值更加准确，通常对各个时隙的SIR进行滤波平均。比如：在上行高速分组接入(HSUPA)的调度器中，可以计算一个传输时间间隔(TTI)的SIR，并且需要折算到天线口该UE的所有信道能量和干扰能量，从而计算UE的负载。

假设一个TTI的时隙数目为M，通常采用的一个TTI的SIRtti计算方法为：

$\mathrm{SIRtti}=\underset{s=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}S\left(s\right)/\underset{s=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}I\left(s\right)---\left(b5\right)$

折算到天线口该UE所有信道能量和干扰能量比为：

SIRttiant＝Beta*SIRtti/256    (b6)

其中Beta为该UE所有信道能量与DPCCH信道能量的比值，256为DPCCH扩频因子。

从而UE的负载L为：

$L=\frac{\mathrm{SIRttiant}}{1+\mathrm{SIRttiant}}---\left(b7\right)$

上述的推导中没有区分同一UE各条径的相互干扰，在各条径的干扰I相对其它噪声N非常小的前提下才近似成立。然而，在R6版本的HSUPA业务中，为了支持高速上行业务，一个UE的功率很可能比较大，甚至比噪声N还大，即这个UE很可能占用大部分上行资源，其负载甚至超过0.5。UE的信号能量很大，则各条径相互干扰，干扰的能量受多径信号能量影响很大。请参阅图1，该图为多径信号能量较大时的能量分布示意图，由图中可见，噪声N＝1，第一条径能量S1ant＝2，第二条径能量为S2ant＝3，则SIRant的真实值应该是(2+3)/1＝5，对应UE的L＝5/6＝0.83。这里所谓的一条径的能量，包括了这条径所有物理信道(比如导频符号所在的DPCCH，业务数据所在的专用物理数据信道DPDCH，增强型专用物理数据信道E-DPDCH等)的能量。解调过程中第一条径的干扰I1ant＝S2ant+N＝4，第二条径的干扰I2ant＝S1ant+N＝3。干扰比N大，且两条径的干扰大小不同。用上面的SIR估计算法原理，得到的SIRant＝5/((3+4)/2)＝1.43，对应的UE的负载L＝0.59，和真实值相差很大。

由此可见，使用上述现有技术的SIR估计方法来计算UE负载时，在多径信号能量较大时会带来较大的误差。

发明内容

本发明提供一种码分多址系统中UE负载的估值方法，用以解决现有技术中在对UE负载进行估值时，在多径信号能量较大时估值结果的误差较大的问题。

一种码分多址系统中UE负载的估值方法，包括步骤：

A、计算天线口上每条多径的干扰能量；

B、计算天线口上每条多径的全部信道的信号能量，累加所有多径的信号能量后得到本用户设备UE在天线口上的全部信道的信号能量；

C、从多径的干扰能量中去除本UE多径的干扰，将所有多径的剩余干扰能量累加后取平均值，得到其他UE和底噪对本UE的干扰能量；

D、根据本UE在天线口上的全部信道的信号能量及其他UE和底噪对本UE的干扰能量对本UE的负载进行估值。

所述步骤A中，计算天线口上任意一条多径的干扰能量的具体过程为：

分别计算该条多径中每个时隙的干扰能量；

对该条多径中一个传输时间间隔内所有时隙的干扰能量求平均得到该条径的干扰能量。

所述步骤B中，计算天线口上一条多径的全部信道的信号能量的具体过程为：

计算该条多径中每个时隙的专用物理控制信道DPCCH信号能量；

对该条多径的DPCCH信号能量在时间上进行滤波平均；

根据本UE全部信道能量与DPCCH信道能量的比值计算该条多径的全部信道在天线口上的信号能量。

所述步骤C中，采用下述公式计算其他UE和底噪对本UE的干扰：

$N=\frac{1}{P}\underset{p-1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}[{\mathrm{Iant}}_p-(\mathrm{Santsum}-{\mathrm{Sant}}_p)]---\left(1\right)$

其中，N为其他UE和底噪对本UE的干扰能量，P为天线口上全部多径的数量，Iant_p为第P条多径的干扰能量，Santsum为本UE所有有用信号能量，Sant_p为第P条多径在天线口上的有用信号能量。

所述步骤D中，采用下述公式对本UE的负载进行估值：

$L=\frac{\mathrm{Santsum}}{\mathrm{Santsum}+N}---\left(2\right)$

其中，L为本UE的负载，Santsum为本UE在天线口上的全部信道的信号能量，N为其他UE和底噪对本UE的干扰能量。

所述步骤D中，对本UE的负载进行估值的具体过程为：

计算天线口上本UE全部信道的信道能量与其他UE和底噪对本UE的干扰能量的比值；

采用下述公式对本UE的负载进行估值：

$L=\frac{\mathrm{SIRttiant}}{1+\mathrm{SIRttiant}}---\left(3\right)$

其中，L为本UE的负载，SIRttiant为天线口上本UE全部信道的信道能量与其他UE和底噪对本UE的干扰能量的比值。

本发明在对码分多址系统中UE负载的估值过程中，分别从每条多径的干扰能量中去除多径干扰，将所有多径的剩余干扰能量累加后取平均值，得到其他UE和底噪对本UE的干扰能量，然后根据本UE在天线口上的全部信道的信号能量及其他UE和底噪对本UE的干扰能量对本UE的负载进行估值，从而解决了现有技术中在对UE负载进行估值时，在多径信号能量较大时，由于受多径干扰的影响估值结果的误差较大的问题，能够在不增加计算量的情况下大幅度提高UE负载估值的准确度。

附图说明

图1为多径信号能量较大时的能量分布示意图；

图2为本发明码分多址系统中UE负载的估值方法的实现原理流程图；

图3为本发明码分多址系统中UE负载的估值方法的一种较佳实施例的流程图；

图4为本发明UE负载计算方法和传统UE负载估值方法的估计均值对比图；

图5为本发明UE负载计算方法和传统UE负载估值方法的估计误差对比图。

具体实施方式

本发明通过采用多径分离的SIR(信号干扰噪声比)计算方法，能够准确的估值出SIR，从而准确的估值出UE负载。

下面结合各个附图对本发明的具体实现过程做详细的说明。

请参阅图2，该图为本发明码分多址系统中UE负载的估值方法的实现原理流程图，其主要实现过程为：

步骤20、计算天线口上每条多径的干扰能量；

步骤21、计算天线口上每条多径的全部信道的信号能量；

步骤22、累加所有多径的信号能量后得到本用户设备UE在天线口上的全部信道的信号能量；

步骤23、从多径的干扰能量中去除本UE多径的干扰，将所有多径的剩余干扰能量累加后取平均值，得到其他UE和底噪对本UE的干扰能量；

步骤24、根据本UE在天线口上的全部信道的信号能量及其他UE和底噪对本UE的干扰能量对本UE的负载进行估值。

请参阅图3，该图为本发明码分多址系统中UE负载的估值方法的一种较佳实施例的流程图，其具体实现过程如下：

步骤30、计算天线口上每条多径中每个时隙的干扰能量；

设去极性后的一根天线上第p条径的第s时隙的导频符号用Pilot_p，s(k)表示，每个时隙总共Npilot个导频，该天线上总共P条多径，则时隙s第p条径的干扰噪声I_p，s为：

$I_{p,s}=\frac{1}{2*(\mathrm{Npilot}-1)}\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Npilot}-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|{\mathrm{Pilot}}_{p,s}\left(k\right)-{\mathrm{Pilot}}_{p,s}(k-1)\left|\right|}^2,p=\mathrm{1,2},...,P---\left(4\right)$

步骤31、对每条多径中一个传输时间间隔内所有时隙的干扰能量求平均得到该条径的干扰能量。

第p条径在天线口上的干扰能量为：

${\mathrm{Iant}}_p=\frac{256}{M}\underset{s=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{I}_{p,s}---\left(5\right)$

其中p＝1、2、...、P，256为DPCCH的扩频因子。

步骤32、计算天线口上每条多径中每个时隙的DPCCH的信号能量；

对于各条多径在时隙s的DPCCH信号能量S_p，s的计算方法为：

$S_{p,s}=\frac{1}{{\mathrm{Npilot}}^2}{\left|\right|\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{Pilot}}_{p,s}\left(k\right)\left|\right|}^2-\frac{1}{\mathrm{Npilot}}{I}_{p,s},p=\mathrm{1,2},...,P---\left(6\right)$

步骤33、对该每条多径的DPCCH信号能量在时间上进行滤波平均，具体计算公式如下：

$S_p=\frac{1}{M}\underset{s=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{p,s}---\left(7\right)$

步骤34、根据本UE全部信道能量与DPCCH信道能量的比值计算每条多径的全部信道在天线口上的信号能量，第p条多径的全部信道在天线口上的信号能量为：

Sant_p＝Beta*S_p                                             (8)

其中，Beta为该UE所有信道能量与DPCCH信道能量的比值。

步骤35、累加所有多径的信号能量后得到本UE在天线口上的全部信道的信号能量，其具体计算公式如下：

$\mathrm{Santsum}=\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{Sant}}_p---\left(9\right)$

步骤36、从多径的干扰能量中去除本UE多径的干扰，将所有多径的剩余干扰能量累加后取平均值，得到其他UE和底噪对本UE的干扰能量，具体计算公式如下：

$N=\frac{1}{P}\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}[{\mathrm{Iant}}_p-(\mathrm{Santsum}-{\mathrm{Sant}}_p)]---\left(10\right)$

其中，N为其他UE和底噪对本UE的干扰能量，P为天线口上全部多径的数量，Iant_p为第P条多径的干扰能量，Santsum为本UE所有有用信号能量，Sant_p为第P条多径在天线口上的有用信号能量。

步骤37、根据本UE在天线口上的全部信道的信号能量及其他UE和底噪对本UE的干扰能量确定出本UE的负载；

本步骤中可采用两种方式确定出本UE的负载：下面分别予以描述：

第一种方式为：采用下述公式确定出本UE的负载：

$L=\frac{\mathrm{Santsum}}{\mathrm{Santsum}+N}---\left(11\right)$

其中，L为本UE的负载，Santsum为本UE在天线口上的全部信道的信号能量，N为其他UE和底噪对本UE的干扰能量。

第二种方式为：首先计算天线口上本UE全部信道的信道能量与其他UE和底噪对本UE的干扰能量的比值，具体计算公式如下：

SIRttiant＝Santsum/N                                    (12)

然后采用下述公式确定出本UE的负载：

$L=\frac{\mathrm{SIRttiant}}{1+\mathrm{SIRttiant}}---\left(13\right)$

其中，L为本UE的负载，SIRttiant为天线口上本UE全部信道的信道能量与其他UE和底噪对本UE的干扰能量的比值。

请参阅图4，该图是在图1所示例子的基础上，将两条多径之间的能量比例保持为3∶2，保持噪声能量N不变，调整两条多径的总能量，通过仿真在不同的SIR情况下比较本发明方法和传统方法的的区别。仿真的参数设置为：

多径数目P＝2；

导频数目Npilot＝6；

TTI为10ms，一个TTI里有M＝15个时隙。

Beta＝1.5378

从图3来看，无论真实SIRant多大，本发明方法都更加接近真实UE负载。SIRant越大，传统方法估计误差就越大，而本发明方法的估计误差基本保持在一个很小的范围。一些具体的数据如下表所示：

SIRant真实值

UE负载真实值

本发明方法UE负载

传统方法UE负载

0.5000	0.3333	0.3340	0.2860
				1.0000	0.5000	0.5029	0.4016
1.5000	0.6000	0.6024	0.4626
				2.0000	0.6667	0.6725	0.5029
2.5000	0.7143	0.7176	0.5279
				3.0000	0.7500	0.7496	0.5449
3.5000	0.7778	0.7854	0.5637
				4.0000	0.8000	0.8010	0.5717
4.5000	0.8182	0.8306	0.5867
				5.0000	0.8333	0.8375	0.5902

请参阅图5，该图中对图4的仿真结果做了进一步的相对误差分析，从图5中明显看出，传统方法的估计误差远大于本发明方法。比如SIRant从1到5时，传统方法的相对误差从20％到近30％，而本发明方法的估计误差一直稳定地保持在2％以下，两者相差一个数量级以上。

综合上述分析，本发明方法能在不增加计算量的情况下大幅度提高UE负载估值的准确度。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。例如：根据式(9)，式(1)和式(10)也可以变型为：

$N=\frac{1}{P}\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}[{\mathrm{Iant}}_p-(\mathrm{Santsum}-{\mathrm{Sant}}_p)]=\frac{1}{P}\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{Iant}}_p-\mathrm{Santsum}+\frac{1}{P}\mathrm{Santsum}$

                                                            (14)

把式(14)代入式(2)或式(11)，则有：

$L=\frac{\mathrm{Santsum}}{\mathrm{Santsum}+N}=\frac{\mathrm{Santsum}}{\frac{1}{P}\mathrm{Santsum}+\frac{1}{P}\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{Iant}}_p}=\frac{\mathrm{Santsum}}{\frac{1}{P}\mathrm{Santsum}+\mathrm{Iant}}---\left(15\right)$

其中Iant为没有去除本Ue多径干扰前的各条径的平均干扰，和传统方法估计的干扰具有相同的期望值。如果令：

SIRttiant＝Santsum/Iant                                    (16)这个SIRttiant和传统的方法具有相同的期望值，即可以由传统的SIR估计方法得到。则式(3)或式(13)计算UeLoad的方法变为：

$L=\frac{\mathrm{SIRttiant}}{1+\frac{1}{P}\mathrm{SIPttiant}}---\left(17\right)$

Claims (6)

1.一种码分多址系统中UE负载的估值方法，其特征在于，包括步骤：

A、计算天线口上每条多径的干扰能量；

B、计算天线口上每条多径的全部信道的信号能量，累加所有多径的信号能量后得到本用户设备UE在天线口上的全部信道的信号能量；

C、从多径的干扰能量中去除本UE多径的干扰，将所有多径的剩余干扰能量累加后取平均值，得到其他UE和底噪对本UE的干扰能量；

D、根据本UE在天线口上的全部信道的信号能量及其他UE和底噪对本UE的干扰能量对本UE的负载进行估值。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤A中，计算天线口上任意一条多径的干扰能量的具体过程为：

分别计算该条多径中每个时隙的干扰能量；

对该条多径中一个传输时间间隔内所有时隙的干扰能量求平均得到该条径的干扰能量。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤B中，计算天线口上一条多径的全部信道的信号能量的具体过程为：

计算该条多径中每个时隙的专用物理控制信道DPCCH信号能量；

对该条多径的DPCCH信号能量在时间上进行滤波平均；

根据本UE全部信道能量与DPCCH信道能量的比值计算该条多径的全部信道在天线口上的信号能量。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤C中，采用下述公式计算其他UE和底噪对本UE的干扰：

$N=\frac{1}{P}\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}[{\mathrm{Iant}}_p-(\mathrm{Santsum}-{\mathrm{Sant}}_p)]$

其中，N为其他UE和底噪对本UE的干扰能量，P为天线口上全部多径的数量，Iant_p为第P条多径的干扰能量，Santsum为本UE所有有用信号能量，Sant_p为第P条多径在天线口上的有用信号能量。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤D中，采用下述公式对本UE的负载进行估值：

$L=\frac{\mathrm{Santsum}}{\mathrm{Santsum}+N}$

其中，L为本UE的负载，Santsum为本UE在天线口上的全部信道的信号能量，N为其他UE和底噪对本UE的干扰能量。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤D中，对本UE的负载进行估值的具体过程为：

计算天线口上本UE全部信道的信道能量与其他UE和底噪对本UE的干扰能量的比值；

采用下述公式对本UE的负载进行估值：

$L=\frac{\mathrm{SIRttiant}}{1+\mathrm{SIRttiant}}$

其中，L为本UE的负载，SIRttiant为天线口上本UE全部信道的信道能量与其他UE和底噪对本UE的干扰能量的比值。

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