CN100574497C - 改进非调度移动终端的sir估计 - Google Patents

Abstract

基站根据同非调度移动终端相关联的有效业务信道的期望SIR来调度多个移动终端之一。通过计算具有预滤波的假定业务信道的期望SIR来产生期望SIR，所述预滤波被调整为适合于被调度的非调度移动终端。随后，基站根据所计算的期望SIR调度到多个移动终端的传输。期望SIR被计算用来对假定业务信道和与非调度移动终端关联的导频信道之间的失配做出补偿。或者，可根据假定业务信道的预滤波的一个估计直接计算期望SIR。

Description

改进非调度移动终端的SIR估计

技术领域

本发明通常涉及在一个无线通信系统的共用高速多路传播信道上调度移动终端，更具体地涉及一种用于计算信号与干扰(SIR)估计以便在做出调度决定时使用的方法。

背景技术

传统CDMA系统中，一个基站(BS)在一个多路传播业务信道上同时向多个移动终端发送信号。在宽带码分多址接入(W-CDMA)多路传播的高速下行共用信道(HS-DSCH)模式中，包传输被时分复用，并且以BS可用的最大功率传输，但其数据速率和时段长度根据信道条件而变化。因此，BS每次仅向一个移动终端传输。

对于HS-DSCH模式，BS上的一个调度器调度到移动终端的多路传播。调度器确定在任何给定时间对哪个移动终端提供服务。另外，调度器确定多路传播传输的数据速率和多路传播传输的长度。存在许多不同的方法对HS-DSCH模式进行调度，每种方法服务于不同的目的。最简单的可能就是轮转调度(Round-Robin Scheduling)，其依次调度每个移动终端来接收多路传播传输。其它调度方法包括最大C/I(载波干扰比)调度或比例公平调度。最大C/I调度法调度具有最大C/I比的一个终端，以便最大化数据吞吐率。比例公平调度法试图通过保持同已调度终端的最大接收速率处于相同比例的所有移动终端的有效数据传输速率来达到更公平的目的。

多数调度方法都要求了解同正被调度的每个移动终端的业务信道相对应的SIR(信号与干扰比)或SINR(信号与干扰噪声比)。BS从正被调度的移动终端获得SIR估计，或根据移动终端做出的并发送到BS的信号强度测量来计算SIR。当前调度的移动终端(在此被称为调度移动终端)解扩展业务信道、解扩展导频信道、从导频信道估计信号、使用信道估计和解扩展的业务信道计算业务信道SIR，并将所计算的业务信道SIR和/或一些基于SIR的其它信息(即一个信道质量指示符(CQI))发送到BS。当前没有调度的移动终端(在此称为非调度移动终端)测量前导频信道上的接收信号强度、根据导频强度测量估计SIR，并将估得的导频SIR发送到BS。由于HS-DSCH上的传输功率通常远高于导频传输功率，因此导频SIR被缩放来获得业务信道SIR的一个估计。当导频和业务信号通过同一个有效信道时，换算导频SIR来估计业务信道SIR将产生相当精确的估计。

发明内容

本发明包括一种方法和设备，用于在无线通信系统中调度包括当前调度和非调度移动终端的多个移动终端中的一个移动终端，所述无线通信系统基于同非调度移动终端相关联的有效业务信道的期望SIR。根据本发明，基站或非调度移动终端通过计算一个具有预滤波器的假定业务信道的期望SIR来为每个非调度移动终端估计有效业务信道的期望SIR，所述预滤波器被调整适合于被调度时的非调度移动终端。随后，基站根据来自非调度移动终端和调度移动终端的期望SIR来调度无线系统中多个移动终端中的一个。

一个示例性实施例中，基站或移动终端计算假定业务信道的期望SIR，由此对假定业务信道同一个与非调度移动终端关联的导频信道之间的失配进行补偿。本实施例中的失配至少部分归因于所述同非调度移动终端的有效业务信道相关联的预滤波。

另一个实施例中，通过估计非调度移动终端被调度时将会获得的假定业务信道的预滤波并根据估得的预滤波计算期望SIR，基站或移动终端计算假定业务信道的期望SIR。

附图说明

图1展示一个W-CDMA无线通信系统的示意图。

图2展示根据本发明的一个示例性无线通信系统。

图3展示根据本发明一个示例性实施例的一个示例性SIR处理器。

图4展示校正因数对信号干扰比的曲线图。

图5进一步展示图3中示例性SIR处理器的细节。

图6展示对应图2和3-5的一种示例性方法的流程图。

图7展示根据本发明一个示例性实施例的另一个示例性SIR处理器。

图8展示本发明的一个示例性噪声估算器。

图9展示对应图2和7-8的一种示例性方法的流程图。

图10展示图2无线通信系统的另一个实施例。

图11展示对应图2和10的一种示例性方法的流程图。

具体实施方式

图1展示一个无线传输系统10，其包括发射器20、调度移动终端30和非调度移动终端40。简单起见，仅示出一个非调度移动终端40。但是，本领域技术人员将理解无线系统10可包括多个非调度移动终端40。

发射器20使用发送分集将信号S(t)发送给调度移动终端30使用。在示例的实施例中，发射器20被配置为W-CDMA系统的HS-DSCH模式，其中通过时分复用多个移动终端30、40来共用一个高速多路传播信道，正如上面阐述的那样。发射器20还将诸如在此由{d₁(t)，d₂(t)，...，d_M(t)}表示的导频信道、相关专用物理信道(ADPCH)以及开销信道信号发送到调度移动终端30和非调度移动终端40。

发射器20包括通用滤波器22、M个信道滤波器24、M个加法器26以及M个天线28。通用滤波器22预滤波s(t)，由此从所有天线28发送的总能量是常数。每个信道滤波器24同第m个发送天线28和调度移动终端30的接收天线之间的第m个多路传播信道相匹配。同样，每个信道滤波器24预滤波s(t)，用以对第m个天线28和调度移动终端30之间的多路传播信道的影响进行补偿。加法器26组合信号d(t)和预滤波后的信号s(t)。组合信号通过天线28被发送到移动终端30、40。

根据预定的功率比，发射器20发射的总发送能量划分在s(t)和信号d₁(t)，d₂(t)，...，d_M(t)之间。例如，一个由α_s表示的业务功率比表示总发送能量中分配给s(t)的比例分数。剩余能量表示分配给信号{d₁(t)，d₂(t)，...，d_M(t)}的发送能量。同样，一个由α_d＝1-α_s表示的功率比表示总发送能量中分配给信号{d₁(t)，d₂(t)，...，d_M(t)}的比例分数。总发送能量的示例性功率比可为α_s＝0.7且α_d ＝0.3。

另外，一个由α_p表示的导频功率比可定义为总能量中分配给第m个天线28上的导频信号的比例分数。总发送能量的一个示例性导频功率比可为α_p＝0.1/M，其假设总发送能量的10％被分配给导频信道信号，其中导频发送能量平均划分在M个发送天线28之间。在传统无线通信系统中，业务功率比除以导频功率比(在此被称为业务导频比)被用于在移动终端当前没有被调度时估计HS-DSCH的SIR。通过根据业务导频比α_s/α_p缩放所测量的导频SIR来确定非调度移动终端的业务信道SIR。

参见图1，通用滤波器22和信道滤波器24在组合业务信道信号和{d₁(t)，d₂(t)，...，d_M(t)}之前预滤波业务信道信号。由于业务信道的预滤波，信号s(t)通过一个不同于导频信号p_M(t)(d_M(t)分量之一)的有效信道。结果，由于业务导频功率比，在那之上会在所测量的导频信道SIR和业务信道SIR之间出现失配。本发明解决了这种失配。

按下述确定有效信道。在调度移动终端30处从第m个发送天线接收的信号可由s(t)*h_eff，0(t)+d_m(t)*g_0m(t)表示，并且在非调度移动终端40处接收的信号由s(t)*h_eff，n(t)+d_m(t)*g_nm(t)表示。同调度移动终端30相关联的有效业务信道h_eff，0(t)以及同非调度移动终端40相关联的h_eff，n(t)分别由式1a和1b给出

$h_{\mathrm{eff},0}\left(t\right)=h_w\left(t\right)*\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m\left(t\right)*g_{0m}\left(t\right)$ (式1a)

$h_{\mathrm{eff},n}\left(t\right)=h_w\left(t\right)*\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m\left(t\right)*g_{\mathrm{nm}}\left(t\right)$ (式1b)

其中h_w(t)表示同通用滤波器22相关的滤波函数，h_m(t)表示同第m个信道滤波器24相关的滤波函数，g_0m(t)表示发射器20和调度移动终端30之间的第m个多路传播信道，且g_nm(t)表示发射器20和非调度移动终端40之间的第m个多路传播信道。由于h_m(t)对发射器20和调度移动终端30之间的第m个多路传播信道进行补偿，所以h_m(t)＝g^* _0m(-t)。将式1a转换到频域即为调度移动终端30提供有效业务信道的频率响应，由下式给出：

$H_{\mathrm{eff},0}\left(\mathrm{\ω}\right)=\sqrt{\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|G_{0m}\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2}$ (式2)

相反地，非调度移动终端40的有效业务信道的频率响应由下式给出：

$H_{\mathrm{eff},n}\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{1}{\sqrt{\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|G_{0m}\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{G}_{0m}^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)G_{\mathrm{nm}}\left(\mathrm{\ω}\right)$ (式3)

注意到式2和3中隐含包括固定滤波H_w(ω)。这种情况下， $H_w\left(\mathrm{\ω}\right)={\left(\sqrt{\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|G_{0m}\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2}\right)}^{-1}.$ 如式2和3所示，调度移动终端30的有效信道仅依赖于调度移动终端30的有效多路传播信道，而非调度移动终端40的有效信道依赖于调度和非调度移动终端30、40的多路传播信道。

相反地，由调度移动终端30从第m个发送天线接收的导频信号穿过信道g_0m(t)。结果，导频信道上所测量的SIR同业务信道上的SIR之间出现失配。虽然基于导频信道SIR之缩放的传统SIR估计方法将补偿功率失配，但这些方法没有解决由预滤波器22、24引起的附加失配。

为了做出调度决定，基站想知道假若非调度移动终端40被调度时的期望SIR。通过类推式2，假若非调度移动终端40被调度时的有效业务信道的频率响应由下式给出：

$H_{\mathrm{eff},n}^{\mathrm{sched}}\left(\mathrm{\ω}\right)=\sqrt{\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|G_{\mathrm{nm}}\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2}.$ (式4)

如式4所示，它不同于非调度移动终端40的有效信道。这个差异进一步增加所测量的导频SIR和业务信道SIR之间的失配。由于这种信道失配，在非调度移动终端40处所测量的SIR同非调度移动终端40被调度时所测量的SIR之间不同。

为了更好地理解所测量的导频信道SIR同非调度移动终端40被调度时的业务信道SIR之间的不同，考虑下面的数学模型。假设SIR_true，n表示假若非调度移动终端40被调度时非调度移动终端40的“真实”SIR，且SIR_meas，n表示非调度移动终端40的导频信道上所测量的SIR。此外，简便起见，假设HS-DSCH上只使用一个代码。(注意，对多代码情况，真实SIR由HS-DSCH上使用的代码数目换算)。α_sE_T表示由于单个代码接收的每个码元的平均能量，其中E_T表示总接收信号能量。接收能量的剩余部分归因于导频、ADPCH以及开销信道，且由α_dE_T表示。

假设移动终端30、40使用一个G-RAKE接收器，若Q表示该G-RAKE接收器中使用的分支电路(finger)总数，且q索引分支电路。如式4所示，如果被调度则非调度移动终端40的有效信道由h_eff，n ^sched(t)表示，并由傅立叶逆变换H_eff，n ^sched(ω)给出，它仅取决于非调度移动终端40的多路传播信道{g_nm(t)}_m＝1 ^M。令P表示非调度移动终端40的第m个多路传播信道g_nm(t)的分路(tap)数目，且p索引其中每一个分路。分路增益和延迟分别由g_nmp和τ_nmp表示。此外，令L为非调度移动终端40的有效信道h_eff，n ^sched(t)的分路总数，且令1索引其中每一个分路。有效信道的分路增益和延迟分别由h_n1和τ_n1表示。

包含G-RAKE每一个RAKE分支电路解扩值的解扩向量由下式给出：

$y_n\left(i\right)=\sqrt{{\mathrm{\α}}_s{E}_T}{h}_{n}c\left(i\right)+z_n\left(i\right),$ (式5)

其中，c(i)是第i个信令间隔期间关心的码元，h_n是信道增益向量，且z_n(i)为减损向量。信道增益向量h_n的第q个分量由下式给出：

${\left\{h_n\right\}}_q=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{nl}}x({\mathrm{\τ}}_q-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{nl}}),$ (式6)

其中x(τ)是码片脉冲波形的自相关函数，且τ_q是G-RAKE接收器第q个分支电路的延迟。

减损向量z_n(i)包括(1)HS-DSCH上的码间干扰(ISI)，(2)同M个发送天线相关联的非业务信道信号的干扰，以及(3)通常建模为白噪声的噪声加其它单元的干扰。通过考虑图1引入的信道定义，可确定减损协方差矩阵

结果表达式为R_z，n＝I_oR_n.，其中

$R_n={\mathrm{\α}}_s\left(\frac{E_T}{I_o}\right)R_s+{\mathrm{\α}}_d\left(\frac{E_T}{I_o}\right)R_d+R_o$ (式7)

式7包括三个分量矩阵R_s、R_d和R₀，分别对应上述减损向量z_n(i)的三个不同分量。R_s的第(q₁，q₂)个分量由下式给出

${\left\{R_s\right\}}_{q_1,q_2}=\frac{1}{{\left(\mathrm{SF}\right)}^2}\underset{j=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l_1=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l_2=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{{\mathrm{nl}}_1}{h}_{{\mathrm{nl}}_2}^{*}\underset{u=1-\mathrm{SF}}{\overset{\mathrm{SF}-1}{\mathrm{\Σ}}}(\mathrm{SF}-|u\left|\right).$ (式8)

$x(\mathrm{jT}+{\mathrm{\τ}}_{q_1}-{\mathrm{\τ}}_{{\mathrm{nl}}_1}-u{T}_c)x^{*}(\mathrm{jT}+{\mathrm{\τ}}_{q_2}-{\mathrm{\τ}}_{{\mathrm{nl}}_2}-u{T}_c)[1-\mathrm{\δ}\left(u\right)\mathrm{\δ}\left(j\right)],$

R_d的第(q₁，q₂)个分量由下式给出

${\left\{R_d\right\}}_{q_1,q_2}=\frac{1}{{\left(\mathrm{SF}\right)}^2}\frac{1}{M}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p_1=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p_2=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{\mathrm{nm}{p}_1}{g}_{\mathrm{nm}{p}_2}^{*}\underset{u=1-\mathrm{SF}}{\overset{\mathrm{SF}-1}{\mathrm{\Σ}}}(\mathrm{SF}-|u\left|\right).$ (式9)

$x(\mathrm{jT}+{\mathrm{\τ}}_{q_1}-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{nm}{p}_1}-u{T}_c)x^{*}(\mathrm{jT}+{\mathrm{\τ}}_{q_2}-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{nm}{p}_2}-u{T}_c)[1-\mathrm{\δ}\left(u\right)\mathrm{\δ}\left(j\right)],$

R₀的第(q₁，q₂)个分量由下式给出

${\left\{R_o\right\}}_{q_1,q_2}=x({\mathrm{\τ}}_{q_1}-{\mathrm{\τ}}_{q_2}),$ (式10)

其中SF为扩展系数，T为码元周期，且T_c＝T/SF为码片周期。如式8所示，R_s是有效信道的函数，包括假若非调度移动终端40被调度时为其设计的预滤波器22、24。如式(9)所示，R_d是多路传播信道自身的函数。

G-RAKE接收器的权重向量由 $w_n=R_{z,n}^{-1}{h}_n$ 给出。将权重向量应用到解扩展向量y_n(i)便给出决策统计量

$Y_n\left(i\right)=w_n^H{y}_n\left(i\right)=\sqrt{{\mathrm{\α}}_s{E}_T}{w}_o^H{h}_{n}c\left(i\right)+w_n^H{z}_n\left(i\right).$ 式(11)

由此，假若非调度移动终端40被调度时非调度移动终端40的真实SIR，SIR_true，n由下式给出

${\mathrm{SIR}}_{\mathrm{true},n}={\mathrm{\α}}_s\left(\frac{E_T}{I_o}\right)h_n^H{R}_n^{-1}{h}_n.$ 式(12)

式12强调SIR_true，n对输入信噪比(SNR)E_T/I₀的依赖性。对于小输入SNR，R_n≈R₀，且SIR_true，n直接正比于E_T/I₀。因此，SIR_true，n随E_T/I₀线性增大。对于非常大的输入SNR， $R_n=\left(\frac{E_T}{I_o}\right)({\mathrm{\α}}_s{R}_s+{\mathrm{\α}}_d{R}_d).$

由于已经定义了SIR_true，n，非调度移动终端40的导频信道上的所测量的SIR即SIR_meas，n的表达式被导出，用于比较的目的。所测量的SIR表示m∈{1，M}导频信道中每一个的所测量的导频SIR的总和，如式13所示

${\mathrm{SIR}}_{\mathrm{meas},n}=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{SIR}}_{\mathrm{meas},n}\left(m\right)$ 式(13)

为了测量发送自第m个天线的导频信道上的SIR，信道上产生长度为Q的解扩向量的扩展代码在G-RAKE接收器中被相关，这导致

$y_{\mathrm{nm}}\left(i\right)=\sqrt{{\mathrm{\α}}_p{E}_T}{g}_{\mathrm{nm}}{c}_m\left(i\right)+z_{\mathrm{nm}}\left(i\right)$ (式14)

其中c_m(i)为第i个信令间隔期间发送自第m个天线的关心的导频码元，且g_nm为信道增益向量，第q个分量由下式给出

${\left\{g_{\mathrm{nm}}\right\}}_q=\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{\mathrm{nmp}}x({\mathrm{\τ}}_q-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{nmp}})$ (式15)

注意这同前面讨论的HS-DSCH的解扩向量(见式5)不同，因为式14的信道增益向量是多路传播信道g_nm(t)的函数，而不是包括预滤波器22、24的有效信道h_eff，n ^sched(t)的函数。这是SIR_meas，n和SIR_true，n之间失配的原因之一。

减损向量z_nm(i)也不同，因为它包括：(1)来自具有为调度移动终端30设计的预滤波器的HS-DSCH的干扰，(2)第m个导频信道上的ISI，(3)来自同其它天线相关的导频、ADPCH和开销信道的干扰，以及(4)噪声加其它单元干扰(通常建模为噪声)。结果协方差矩阵由R_z，n＝I₀R_n给出，其中

${\stackrel{\‾}{R}}_n={\mathrm{\α}}_s\left(\frac{E_T}{I_o}\right){\stackrel{\‾}{R}}_s+{\mathrm{\α}}_d\left(\frac{E_T}{I_o}\right)R_d+R_o.$ (式16)

式16的第一分量包含从所述具有为调度移动终端30设计的预滤波器的HS-DSCH而来的干扰。第二和第三分量与式7等同。

式16的协方差矩阵同式7的协方差矩阵相似。但是，式16中的R_s是式3中定义的H_eff，n(ω)的函数，而式7中的R_s是式4中定义的H_eff，n ^sched(ω)的函数。这是SIR_meas，n和SIR_true，n之间失配的另一个原因。

正如上面所讨论的那样，H_eff，n(ω)是调度和非调度移动终端的多路传播信道的函数。记h_nl和τ_nl为有效信道H_eff，n(ω)的信道分路增益和延迟，则矩阵R_s的第(q₁，q₂)个分量由下式给出

${\left\{{\stackrel{\‾}{R}}_s\right\}}_{q_1,q_2}=\frac{1}{{\left(\mathrm{SF}\right)}^2}\underset{j=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l_1=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l_2=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{h}}_{{\mathrm{nl}}_1}{\stackrel{\‾}{h}}_{{\mathrm{nl}}_2}^{*}\underset{u=1-\mathrm{SF}}{\overset{\mathrm{SF}\_1}{\mathrm{\Σ}}}(\mathrm{SF}-|u\left|\right).$ (式17)

$x(\mathrm{jT}+{\mathrm{\τ}}_{q_1}-{\stackrel{\‾}{\mathrm{\τ}}}_{{\mathrm{nl}}_1}-u{T}_c)x^{*}(\mathrm{jT}+{\mathrm{\τ}}_{q_2}-{\stackrel{\‾}{\mathrm{\τ}}}_{{\mathrm{nl}}_2}-u{T}_c)[1-\mathrm{\δ}\left(u\right)\mathrm{\δ}\left(j\right)],$

除了信道分路增益和延迟不同之外，与式8具有相同的形式。

第m个导频信道的G-RAKE接收器的权重向量由 $w_{\mathrm{nm}}={\stackrel{\‾}{R}}_{z,n}^{-1}{g}_{\mathrm{nm}}.$ 将权重向量应用到解扩向量y_nm(i)得到决定统计量

$Y_{\mathrm{nm}}\left(i\right)=w_{\mathrm{nm}}^H{y}_{\mathrm{nm}}\left(i\right)=\sqrt{{\mathrm{\α}}_p{E}_T}{w}_{\mathrm{nm}}^H{h}_{\mathrm{nm}}c\left(i\right)+w_{\mathrm{nm}}^H{z}_{\mathrm{nm}}\left(i\right).$ (式18)

由此，第m个导频信道上的非调度移动终端40上所测量的SIR由下式给出

${\mathrm{SIR}}_{\mathrm{meas},n}={\mathrm{\α}}_p\left(\frac{E_T}{I_o}\right)g_{\mathrm{nm}}^H{\stackrel{\‾}{R}}_n^{-1}{g}_{\mathrm{nm}},$ (式19)

正如上面所讨论的以及式12和19中示出的那样，在真实SIR(SIR_true，n)和测量SIR(SIR_meas，n)之间存在失配。式20提供式12与式19的比较，更好地说明了这种失配。

$\frac{{\mathrm{SIR}}_{\mathrm{true},n}}{{\mathrm{SIR}}_{\mathrm{meas},n}}=\frac{{\mathrm{\α}}_s}{{\mathrm{\α}}_p}\left(h_n^H{R}_n^{-1}{h}_n\right){\left(g_{\mathrm{nm}}^H{\stackrel{\‾}{R}}_n^{-1}{g}_{\mathrm{nm}}\right)}^{-1}$ (式20)

如式20所示，SIR_meas，n同SIR_true，n之间的差别不止是简单的比例因子α_s/α_p。因此，同功率比相关的简单比例因子不能可靠地补偿预滤波器22、24造成的失配。换句话说，非调度移动终端40的导频信道同非调度移动终端40被调度时将导致的有效业务信道之间的有效信道失配使得传统系统的简单比例因子技术对于预滤波业务信道信号的系统来说是不足的。

通过生成非调度移动终端40被调度时的假定有效业务信道的一个期望SIR，本发明解决了非调度移动终端40中的SIR失配问题。虽然下面的讨论集中于非调度移动终端，但应该理解本发明同样可以应用到调度移动终端，因为调度移动终端在业务信道和所测量的导频信道之间同样会遇到失配问题。

本发明可实现在任何无线通信系统中，例如图2示出的示例性无线通信系统100。无线通信系统100包括基站110、调度移动终端150以及非调度移动终端160。基站110包括收发器112、天线114、调度器116和一个可选的SIR处理器118。收发器112包括发射器130，即图1所示的发射器20，它经由天线114将信号发送到多个移动终端150、160。特别地，发射器130预滤波信号s(t)并将d(t)和该预滤波信号s(t)的组合发送到调度移动终端150和非调度移动终端160，正如上面所讨论的那样。虽然图2仅示出同发射器130相关的单个天线114，本领域技术人员能够理解，如图1的发射器20，图2发射器130可包括多个天线114。

收发器112还包括接收器140，它经由天线114从移动终端150、160接收通信信号。接收器140还接收调度信息，即来自调度移动终端150和非调度移动终端160的SIR估计(SIR_est)、SIR_est的一个表示或变换(例如一个信道质量指示符(CQI))，和/或(某些情况下)来自一个或多个非调度移动终端160的SIR变量。如下面将进一步讨论的那样，当SIR变量被提供到基站110时，接收器将SIR变量提供到基站110中的SIR处理器118，以便为移动终端150、160产生期望的SIR。随后，调度器116从接收器140和/或SIR处理器118接收期望SIR，并根据所提供的SIR调度多个移动终端150、160中的一个。

每个移动终端150、160包括收发器152、天线154、测量电路156以及SIR处理器118。每个收发器包括经由天线154将信号发送到基站110的发射器157以及经由天线154从基站110接收信号的接收器158。根据本发明，调度移动终端150中的测量电路156解扩展相应的业务信道，估计业务信道SIR，并将估计的SIR和/或所估计的SIR的一个表示或变换(即CQI)发送到基站110用于在调度器116处理。CQI通常为对应预定SIR值的一个5比特数字。由于调度移动终端150解扩展业务信道，因此能够估计增益向量h₀和减损协方差矩阵R₀，以及业务信道上的SIR。除了h_nl被h_0l(即有效业务信道h_eff，0(t)的分路增益)代替，增益向量h₀同式6中的h_n具有完全相同的形式。通过使用导频并随后使用式2给出的公式计算有效信道(频域中)估计每个信道{g_0m(t)}_m＝1 ^M的分路增益来计算这些分路增益。通过对解扩业务信道执行一个时间平均便可求得减损协方差矩阵R₀。解扩向量为y₀(i)。因此，估计的减损协方差矩阵由下式给出

${\hat{R}}_{z,0}=<y_0\left(i\right)y_0^H\left(i\right)>-\sqrt{{\mathrm{\&alpha;}}_s{E}_T}{\hat{h}}_0{\hat{h}}_0^H,$ (式21)

其中是估计得到的增益向量，且<·>表示时间平均。则SIR估计由下式给出

${\left({\mathrm{SIR}}_{\mathrm{true},0}\right)}_{\mathrm{est}}={\mathrm{\&alpha;}}_s{E}_T{\hat{h}}_0^H{\hat{R}}_{z,0}^{-1}{\hat{h}}_0={\mathrm{\&alpha;}}_s\frac{E_T}{I_o}{\hat{h}}_0^H{\hat{R}}_0^{-1}{\hat{h}}_0,$ (式22)

式中R₀＝I₀R_z，0。因此，调度移动终端150被调度时，SIR处理器118可使用扩展业务信道估计SIR。或者，SIR处理器可将调度移动终端150处理为非调度移动终端160并根据下面进一步讨论的实施例为调度移动终端估计SIR。

由于非调度移动终端160不了解与调度移动终端150相关的多路传播信道，因此非调度移动终端160中的测量电路156所测量的SIR不对应未来业务信道传输的期望SIR。因此，正如下面所讨论的那样，为了产生非调度移动终端160的期望SIR，SIR处理器118根据非调度移动终端160被调度时将会产生的一个假定业务信道来计算期望SIR。随后，将所计算的SIR提供到调度器116。

根据本发明，非调度移动终端160中的SIR处理器118可计算期望SIR并随后将所计算的SIR发送到基站110用于调度器116中的进一步处理。或者，非调度移动终端160可将测量电路156产生的SIR变量发送到基站110用于基站SIR处理器118中的进一步处理。随后，正如下面所讨论的那样，基站SIR处理器118计算期望SIR，并将所计算的SIR发送到调度器116用于进一步处理。

本发明的第一示例性实施例中，非调度移动终端160或基站110中的SIR处理器118通过对相关非调度移动终端160的测量导频SIR应用校正因数计算一个与非调度移动终端相关的假定业务信道的期望SIR，该假定业务信道是当非调度移动终端160被调度时将会产生的。该校正因数对导频信道和假若非调度移动终端160被调度时将会存在的有效业务信道之间的失配做出补偿。通常，非调度移动终端160的测量电路156测量SIR变量，即导频信道SIR(SIR_p)，并将这个SIR变量提供到SIR处理器118。测量电路156还可测量一个对应于导频信道信号的延迟扩展θ_d(另一个SIR变量)。或者，可在存储器中存储一个额定延迟扩展θ_d以便SIR处理器118使用。随后，正如下面进一步讨论的那样，SIR处理器118根据所测量的SIR变量确定校正因数φ_n，并将校正因数φ_n以及可选的功率标量α_s/α_p应用到所测量的导频SIR_p，用以补偿导频信道和假定业务信道之间的信道和功率失配。

一个示例性实施例中，如图3所示，SIR处理器118包括SIR计算器120和存储器122。存储器122在一个查找表中存储多个预定校正因数φ_n。每个存储的校正因数φ_n表示导致特定接收器配置和信道情况的SIR的一个适当的校正因数φ_n。例如，如图4所示校正因数φ_n取决于导频SIR(SIR_p)。由此，为给定非业务功率比α_d的多个计划导频SIR中的每一个产生一个不同的校正因数φ_n，并存储在存储器中保存的校正因数查找表中。本实施例中，SIR计算器120根据所计算的导频SIR从所存储的校正因数φ_n查找表中选择一个校正因数φ_n。

此外，不同的非业务功率比(α_d1，α_d2，...，α_dj)对应不同的计划导频SIR组和校正因数φ_n。换句话说，如图4所示，对每个功率比α_d存在一个不同的校正因数/导频SIR曲线。因此，可在存储器中存储基于不同导频SIR值和功率比α_d的校正因数查找表。本实施例中，SIR计算器120根据一个已知导频SIR和功率比α_d从存储的查找表中选择一个校正因数φ_n。

另外，图4示出的曲线组可对应一个特定延迟扩展θ_d，这个延迟扩展θ_d对应导频信道信号。该延迟扩展可被测量或被设置为某一额定值。因此，可在存储器中为多个计划延迟扩展中的每一个θ_d存储基于计划导频SIR和功率比α_d的校正因数φ_n查找表。本实施例中，SIR计算器120根据一个已知导频SIR、一个已知功率比α_d以及一个已知延迟扩展θ_d从存储的查找表中选择一个校正因数。

参考图5，示例性SIR计算器120包括校正因数选择器124和校正器126。如图5所示，校正因数选择器124从测量电路156接收一个或多个SIR变量(例如一个导频SIR和/或一个延迟扩展θ_d)，并根据一个已知功率比α_d、所测量的导频SIR和/或所测量的延迟扩展θ_d从存储在存储器122中的查找表中选择校正因数φ_n；在非调度移动终端160中计算期望SIR时，基站将功率比α_d发送到移动终端160或移动终端160使用一个预设功率比α_d。随后，校正器126对所测量的导频SIR应用被选校正因数φ_n并可选地应用一个功率标量(即α_s/α_p)，以便确定非调度移动终端160的期望SIR。校正器128可以是通过将所测量的导频SIR乘以校正因数φ_n和功率标量来应用校正因数φ_n的乘法器。或者，如果导频SIR、校正因数φ_n和功率标量α_d以dB单位表示，则校正器128可以是通过将校正因数φ_n和功率标量α_s/α_p加到所测量的导频SIR上来应用校正因数φ_n的加法器。如上面所提及的，非调度移动终端160可计算非调度移动终端160的期望SIR并将所计算的SIR或SIR的表示(即CQI)提供给基站110。或者，非调度移动终端160可将测量电路156产生的SIR变量提供给基站110，用以确定期望SIR。

上述实施例通过对非调度移动终端160的所测量的导频SIR应用一个校正因数来补偿非调度移动终端160中的SIR失配。图6提供示例性程序200的流程图，程序200在非调度移动终端160的一个处理器或可程式化电路中执行。非调度移动终端160接收发送自基站110的导频信号(块202)之后，测量电路156测量接收导频信道信号的导频SIR(块204)。则获得延迟扩展θ_d(块206)。延迟扩展θ_d可以在测量电路156中所测量的或可以是存储在存储器中的一个额定值。随后，SIR处理器118确定在基站110还是非调度移动终端160校正失配(块208)。如果在非调度移动终端160校正失配，则SIR计算器120从基站(110)接收一个功率比α_d(块210)，并根据所测量的导频SIR(SIR_p)、延迟扩展θ_d和/或功率比α_d从存储在存储器122中的查找表中选择校正因数φ_n(块212)。或者，SIR计算器120可使用存储在存储器中的额定功率比并根据所测量的导频SIR(SIR_p)、延迟扩展θ_d和/或功率比α_d从存储在存储器122中的查找表中选择校正因数φ_n(块212)。随后，SIR计算器120将校正因数φ_n应用到所测量的导频SIR上(块214)，并将结果期望SIR发送到基站110(块216)。

如果在基站110校正失配，则非调度移动终端160将SIR标量发送到基站110中的SIR处理器118中(块220)。使用从非调度移动终端160接收的导频SIR、延迟扩展θ_d(所测量的或额定)和/或功率比α_d(所测量的或额定)(块222)，基站110中的SIR计算器120从存储在存储器122中的查找表中选择校正因数φ_n(块224)，并将校正因数φ_n应用到所测量的导频SIR(块226)用以产生期望SIR(SIR_n)。

对无线系统中的每个非调度移动终端160应用这一过程。此外，调度移动终端150将一个对应调度移动终端150的SIR提供到基站110。随后，调度器116计算SIR(块230)并根据这个SIR调度移动终端150、160中的一个(块232)。

本发明的第二实施例通过假定被调度时非调度移动终端160的有效业务信道并使用式12根据假定的有效业务信道直接计算非调度移动终端160的期望SIR来补偿上述有效信道失配。如上所述，非调度移动终端160已知有效信道并能够计算非调度移动终端160被调度时使用的预滤波器22、24，由此获知信道增益向量h_n和噪声协方差矩阵R_n。由于非调度移动终端160还可假定总接收信号能量ET的一些值并可以使用功率比α_d，因此除了潜在噪声水平I0的一个估计之外，非调度移动终端160可以使用所有必要的变量通过式12来计算SIR。因此，除SIR计算器120之外，第二实施例的一个示例性SIR处理器118还包括估计潜在噪声水平I0的装置。

如图7所示，根据本发明第二实施例的SIR处理器118的一个示例性流程图包括噪声水平估计器180和SIR计算器120。噪声估计器180确定潜在噪声水平的一个估计

并将这个噪声估计

提供给SIR计算器120。随后，SIR估计器120使用这个噪声估计来根据式12计算非调度移动终端160的期望SIR。随后，期望SIR被发送到基站110用于调度器116中的进一步处理，如上所述。

噪声估计器180可根据任何已知方法生成噪声估计例如，可根据在此作为参考结合进来的题为“广义RAKE接收器中参数估计的方法和仪器(Method and Apparatus for Parameter Estimation inGeneralized RAKE Reciever)”的共同转让的美国专利*****中所述的方法生成噪声估计

噪声估计器180还可根据在此作为参考结合进来的2000年9月12日提出申请的题为“通过控制函数调整无线电接收器的设备和方法(Apparatus for and Method of Adapting a RadioReciever Using Control Functions)”的美国专利09/600 050中公开的方法生成噪声估计

或者，噪声估计器180可根据干扰噪声水平的一个估计、干扰I和潜在噪声I₀的组合在接收信号不同帧上生成噪声估计

本实施例中，如图8所示，噪声估计器180包括导频再现器182、组合器184和最小化处理器186。本实施例中，导频再现器182从接收信号重建导频信号，以便在K个帧上生成一个重建导频信号。组合器184将重建导频信号的K帧从接收信号对应的K帧中减掉，用以生成干扰噪声水平的K估计组。随后，最小化处理器186从K干扰噪声水平组中选择最小干扰噪声水平作为噪声水平估计

上述实施例根据噪声估计

计算SIR。虽然第二实施例的实际实现可在非调度移动终端160上执行这一计算，但本领域技术人员能够理解：假定非调度移动终端160为基站110提供必要SIR变量时，基站110也可计算非调度移动终端160的期望SIR。

本发明的第二示例性实施例通过根据非调度移动终端160被调度时的噪声估计

直接计算非调度移动终端160的期望SIR来对SIR失配做出补偿。图9提供示例性方法300，如上所述，它使用从潜在噪声估计直接所计算的期望SIR来调度移动终端150、160。根据示例性实施例300，非调度移动终端160从基站110接收信号(块302)。噪声估计器180根据上述方法从这些接收信号产生潜在噪声的一个估计

(块304)。随后，SIR计算器120根据噪声估计

直接计算非调度移动终端160的期望SIR(块306)。每个移动终端都将其期望SIR发送到基站110(块308)之后，调度器116计算每个期望SIR(块310)并根据期望SIR_a调度移动终端之一。

代替估计I0，每个非调度移动终端160中的SIR处理器118可根据式12通过基站110预定的或存储在存储器122中的一个预设噪声水平直接计算期望SIR，如图10所示。本实施例中，基站110中的SIR处理器118被一个比较器190取代，该比较器比较调度和非调度移动终端150、160提供的期望SIR。根据这个比较，比较器190生成一组相对SIR估计ΔSIR_est。随后，调度器116根据预定准则计算相对SIR估计组，用以确定调度哪个移动终端。图11展示示例性方法320，使用上述相对SIR估计组调度移动终端。根据示例性方法320，非调度移动终端160从基站110接收信号(块322)。从存储器中检索预设噪声水平(块324)之后，SIR计算器120使用该预设噪声水平

计算期望SIR(块326)。每个移动终端将其期望SIR发送到基站110(块328)之后，比较器190比较调度和非调度移动终端150、160的每个期望SIR(块330)，以便产生一组相对SIR估计ΔSIR_est。根据相对SIR估计组，调度器116调度移动终端之一(块332)。

上述发明提供一种用于估计非调度移动终端160的期望SIR的改进方法和仪器，并由此提供一种用于在无线通信系统100中调度移动终端150、160的改进方法和仪器。虽然在前讨论集中于使用W-CDMA系统的HS-DSCH模式的无线系统，本领域技术人员能够理解上述方法和仪器可应用到将业务信道信号同导频信道信号预滤波分离的任何无线通信系统。同样，上述问题存在于其中关联业务信道信号的预滤波器导致有效业务信道不同于有效导频信道的任何无线通信系统中。

当然，在不背离本发明基本特征的前提下，可以采同在此给出的特定方式之外的其它方式执行本发明。给出的实施例在所有方面都考虑为说明性的而不是限制性的，且附加权利要求说明含义及等同物范围内得到的所有变化都包含在其中。

Claims (75)

1.一种用于估计非调度移动终端的有效业务信道的一个期望信号与干扰比SIR的方法，包括：

计算具有被调整适合于非调度移动终端被调度时将会导致的预滤波器的一个假定业务信道的期望SIR；

其中计算具有被调整适合于非调度移动终端被调度时导致的预滤波器的一个假定业务信道的期望SIR包括：

计算假定业务信道的期望SIR，以便对该假定业务信道和一个与非调度移动终端相关的导频信道之间的失配做出补偿，

其中所述失配归因于非调度移动终端被调度时将会导致的预滤波器；

其中计算假定业务信道的期望SIR以便对该假定业务信道和所述与非调度移动终端相关的一个导频信道之间的失配做出补偿包括：

测量同非调度移动终端相关联的导频信道的导频SIR；并且

对所测量的导频SIR应用一个校正因数，用以对假定业务信道和所述与非调度移动终端相关联的导频信道之间的失配做出补偿。

2.一种用于估计非调度移动终端的有效业务信道的一个期望信号与干扰比SIR的方法，包括：

计算具有被调整适合于非调度移动终端被调度时将会导致的预滤波器的一个假定业务信道的期望SIR；

其中计算具有被调整适合于非调度移动终端被调度时导致的预滤波器的一个假定业务信道的期望SIR包括：

计算假定业务信道的期望SIR，以便对该假定业务信道和一个与非调度移动终端相关的导频信道之间的失配做出补偿，

其中所述失配归因于非调度移动终端被调度时将会导致的预滤波器；

其中计算具有被调整适合于非调度移动终端被调度时导致的预滤波器的一个假定业务信道的期望SIR包括：

估计假定业务信道的预滤波；并且

根据估计的预滤波器计算期望SIR；

其中计算假定业务信道的期望SIR进一步包括估计同假定业务信道相关联的一个噪声水平；

其中根据同假定业务信道相关联的估计的噪声水平计算假定业务信道的期望SIR包括根据下式计算期望SIR：

${\mathrm{SIR}}_{\mathrm{cst}}={\mathrm{\&alpha;}}_s\left(\frac{E_T}{{\hat{I}}_0}\right)h_n^H{R}_n^{-1}{h}_n,$

其中α_s表示总发射功率中分配给预滤波业务信道的比例分数，E_T表示总发射功率，

表示同对应非调度移动终端的假定业务信道相关联的估计的噪声水平，h_n表示对应非调度移动终端的一个信道增益矩阵，R_n表示对应非调度移动终端的一个减损协方差矩阵。

3.权利要求1中的方法，其中对所测量的导频SIR应用校正因数包括对导频SIR乘以校正因数。

4.权利要求1中的方法，其中对所测量的导频SIR应用校正因数包括将校正因数加到导频SIR上。

5.权利要求1中的方法，还包括确定不同导频SIR值的各个校正因数。

6.权利要求5中的方法，进一步包括：

在一个查找表中存储不同导频SIR值的校正因数；并且

从查找表中选择对应所测量的导频SIR的校正因数。

7.权利要求1中的方法，进一步包括确定不同信号延迟扩展值的各个校正因数。

8.权利要求7中的方法，包括：

在一个查找表中存储不同信号延迟扩展值的校正因数；并且

从查找表中选择对应当前信号延迟扩展的校正因数。

9.权利要求8中的方法，其中从查找表中选择对应当前信号延迟扩展的校正因数包括从查找表中选择同存储在存储器中的额定信号相对应的校正因子。

10.权利要求8中的方法，其中从查找表中选择对应当前信号延迟扩展的校正因数包括从查找表中选择对应所测量的信号延迟扩展的校正因数。

11.权利要求1中的方法，还包括确定不同发射功率比值的各个校正因数。

12.权利要求11中的方法还包括：

在一个查找表中存储不同发射功率比值的校正因数；并且

从查找表中选择对应当前发射功率比的校正因数。

13.权利要求12中的方法，其中从查找表中选择对应当前发射功率比的校正因数包括从查找表中选择同存储在存储器中的额定发射功率比相对应的校正因数。

14.权利要求12中的方法，其中从查找表选择对应当前发射功率比的校正因数包括从查找表中选择同一个已知发射功率比相对应的校正因数。

15.权利要求1中的方法，进一步包括确定导频SIR和发射功率比的不同组合的各个校正因数。

16.权利要求15中的方法，进一步包括：

在一个查找表中存储导频SIR和发射功率比不同组合的校正因数；并且

从查找表中选择同所测量的导频SIR和当前发射功率比相对应的校正因数。

17.权利要求1中的方法，进一步包括确定导频SIR和信号延迟扩展的不同组合的各个校正因数。

18.权利要求17中的方法，包括：

在一个查找表中存储导频SIR和信号延迟扩展的不同组合的校正因数；并且

从查找表中选择同所测量的导频SIR和当前信号延迟扩展相对应的校正因数。

19.权利要求1中的方法，进一步包括确定导频SIR、发射功率比和信号延迟扩展的不同组合的各个校正因数。

20.权利要求19中的方法，进一步包括：

在一个查找表中存储导频SIR、发射功率比和信号延迟扩展的不同组合的校正因数；并且

从查找表中选择同所测量的导频SIR、当前发射功率比和当前信号延迟扩展相对应的校正因数。

21.权利要求2中的方法，其中计算具有被调整适合于非调度移动终端被调度时导致的预滤波器的一个假定业务信道的期望SIR进一步包括估计基站同移动终端之间多路传播信道的信道系数。

22.权利要求21中的方法，其中计算假定业务信道的期望SIR包括根据估计的信道系数计算假定业务信道的期望SIR。

23.权利要求2中的方法，其中估计关联假定业务信道的噪声水平包括：

估计非调度移动终端被调度时导致的干扰水平；并且

处理该干扰水平来估计噪声水平。

24.权利要求23中的方法，其中估计非调度移动终端被调度时导致的干扰水平包括：

处理接收的导频信号，以便重建导频信号；并且

将再现的导频信号从接收的导频信号中减掉，以便估计干扰水平。

25.权利要求23中的方法，其中处理干扰水平来估计噪声水平包括：

在接收信号的K个帧上产生一个K干扰水平组；并且

在干扰水平组内选择最小干扰水平作为估计的噪声水平。

26.权利要求1中的方法，其中计算具有被调整适合于非调度移动终端被调度时导致的预滤波器的一个假定业务信道的期望SIR包括计算同非调度移动终端保持通信状态的基站中的假定业务信道的期望SIR。

27.一种在一个无线通信系统中调度多个移动终端之一的方法，包括：

计算具有被调整适合于非调度移动终端被调度时导致的预滤波器的一个假定业务信道的期望信号与干扰比SIR；并且

根据该假定业务信道的期望SIR调度多个移动终端中的一个；

其中计算具有被调整适合于非调度移动终端被调度时导致的预滤波器的一个假定业务信道的期望SIR包括计算假定业务信道的期望SIR，用以对假定业务信道和导频信道之间的失配做出补偿，其中所述失配归因于非调度移动终端被调度时导致的预滤波，

其中计算假定业务信道的期望SIR来对假定业务信道和导频信道之间的失配做出补偿包括：

测量关联非调度移动终端的导频信号的一个导频SIR；并且

通过对所测量的导频SIR应用校正因数来补偿假定业务信道同关联非调度移动终端的导频业务信道之间的失配来产生一个校正SIR。

28.一种在一个无线通信系统中调度多个移动终端之一的方法，包括：

计算具有被调整适合于非调度移动终端被调度时导致的预滤波器的一个假定业务信道的期望信号与干扰比SIR；并且

根据该假定业务信道的期望SIR调度多个移动终端中的一个；

其中计算具有被调整适合于非调度移动终端被调度时导致的预滤波器的一个假定业务信道的期望SIR包括计算假定业务信道的期望SIR，用以对假定业务信道和导频信道之间的失配做出补偿，其中所述失配归因于非调度移动终端被调度时导致的预滤波，

其中计算具有被调整适合于非调度移动终端被调度时导致的预滤波器的一个假定业务信道的期望SIR包括：

估计假定业务信道的预滤波；并且

根据估计的预滤波器计算期望SIR；

其中计算假定业务信道的期望SIR进一步包括估计同假定业务信道相关联的一个噪声水平；

其中根据同假定业务信道相关联的估计的噪声水平计算假定业务信道的期望SIR包括根据下式计算期望SIR：

${\mathrm{SIR}}_{\mathrm{cst}}={\mathrm{\&alpha;}}_s\left(\frac{E_T}{{\hat{I}}_0}\right)h_n^H{R}_n^{-1}{h}_n,$

其中α_s表示总发射功率中分配给预滤波业务信道的比例分数，E_T表示总发射功率，表示同对应非调度移动终端的假定业务信道相关联的估计的噪声水平，h_n表示对应非调度移动终端的一个信道增益矩阵，R_n表示对应非调度移动终端的一个减损协方差矩阵。

29.权利要求27中的方法进一步包括：

选择一个预设噪声水平；

根据预设噪声水平计算多个非调度移动终端中每一个的期望SIR；并且

比较期望SIR用以产生一组相对SIR估计。

30.权利要求29中的方法，其中比较期望SIR来产生一组相对SIR估计包括将一个期望SIR同其余期望SIR中的每一个进行比较来产生一组相对SIR估计。

31.权利要求29中的方法，其中根据假定业务信道的期望SIR调度多个移动终端之一包括根据该组相对SIR估计调度多个移动终端之一。

32.权利要求27中的方法，其中根据假定业务信道的期望SIR调度多个移动终端之一包括根据校正SIR调度多个移动终端之一。

33.一个基站，负责调度到无线网络中多个移动终端之一的传输，该基站包括：

一个发射器，通过一个时间多路数据信道向多个移动终端发送数据；一个调度器，根据期望的信号与干扰比SIR调度到多个移动终端之一的传输，其中非调度移动终端的期望SIR基于具有预滤波器的假定业务信道，该预滤波器被调整适合于非调度移动终端被调度时的非调度移动终端；以及

一个接收器，用以从非调度移动终端接收所测量的导频SIR；

一个SIR计算器，用以将校正因数应用到所测量的导频SIR上以产生期望SIR；

其中校正因数对假定业务信道同关联非调度移动终端的导频信道之间的失配做出补偿，且其中的这个失配归因于非调度移动终端被调度时导致的预滤波器。

34.权利要求33中的基站，进一步包括一个接收器，用以从非调度移动终端接收期望SIR之一或一个信道质量指示符。

35.权利要求34中的基站，其中信道质量指示符表示期望SIR的表示或变换。

36.权利要求34中的基站，其中接收机从非调度移动终端接收的期望SIR包括在非调度移动终端处根据预设噪声水平计算的期望SIR。

37.权利要求36中的基站，进一步包括一个比较器，用以根据从非调度移动终端接收的预设噪声水平比较期望SIR之一或信道质量指示符，以便产生一组相对SIR估计。

38.权利要求37中的基站，其中调度器根据该组相对SIR估计调度多个移动终端之一。

39.权利要求33中的基站，其中SIR计算器包括将校正因数应用到所测量的SIR的乘法器和加法器中的一个。

40.权利要求39中的基站，进一步包括一个存储器，用以存储一个校正因数查找表，每个存储的校正因数对应一个不同的导频SIR。

41.权利要求40中的基站，其中SIR计算器从查找表中选择对应所测量的导频SIR的校正因数。

42.权利要求33中的基站，进一步包括一个存储器，用以存储校正因数查找表，每个存储的校正因数对应一个不同的信号延迟扩展。

43.权利要求42中的基站，其中SIR计算器从查找表中选择对应当前信号延迟扩展的校正因数。

44.权利要求42中的基站，其中每个存储的校正因数进一步对应导频SIR和信号延迟扩展的不同组合，且其中SIR计算器从查找表中选择对应当前信号延迟扩展和所测量的导频SIR的校正因数。

45.权利要求44中的基站，其中发射器进一步定义一个同多个移动终端中的每一个相对应的当前发射功率比。

46.权利要求45中的基站，其中每个存储的校正因数进一步对应发射功率比、信号延迟扩展和导频SIR的不同组合，且其中SIR计算器从查找表中选择对应当前信号延迟扩展、所测量的导频SIR和当前发射功率比的校正因数。

47.权利要求33中的基站，其中发射器进一步规定一个同多个移动终端中的每一个相对应的当前发射功率比。

48.权利要求47中的基站，进一步包括一个存储器，用以存储一个校正因数查找表，每个存储的校正因数对应一个不同的发射功率比。

49.权利要求48中的基站，其中SIR计算器根据当前发射功率比从查找表中选择校正因数。

50.权利要求48中的基站，其中每个存储的校正因数进一步对应导频SIR和发射功率比的不同组合，且其中SIR计算器从查找表中选择对应所测量的导频SIR和当前发射功率比的校正因数。

51.一个非调度移动终端，负责帮助基站调度多个移动终端之一，包括：

一个接收器，用以从基站接收一个导频信号；

一个信号与干扰比SIR计算器，用以确定具有一个预滤波器的假定业务信道的期望SIR，该假定业务信道具有被调整适合于被调度时的非调度移动终端的预滤波器；以及

一个测量电路，用以测量一个导频SIR；

其中SIR计算器包括一个校正器，用以将校正因数应用到所测量的导频SIR上来产生一个校正SIR，其中校正因数对假定业务信道同关联非调度移动终端的导频信道之间的失配做出补偿，且其中所述失配归因于同非调度移动终端的假定业务信道相关联的预滤波器。

52.权利要求51中的非调度移动终端，其中SIR计算器根据一个预设噪声水平计算期望SIR。

53.权利要求51中的非调度移动终端，其中校正器包括乘法器和加法器中的一个。

54.权利要求51中的非调度移动终端，进一步包括一个发射器，用以将校正SIR之一或一个信号质量指示符发送到基站。

55.权利要求51中的非调度移动终端，进一步包括一个存储器，用以存储一个校正因数查找表，每个存储的校正因数对应一个不同的导频SIR。

56.权利要求55中的非调度移动终端，其中SIR计算器从查找表中选择对应于所测量的导频SIR的校正因数。

57.权利要求51中的非调度移动终端，其中测量电路进一步测量接收导频信号的一个信号延迟扩展。

58.权利要求57中的非调度移动终端，进一步包括一个存储器，用以存储一个校正因数查找表，每个存储的校正因数对应一个不同的信号延迟扩展。

59.权利要求58中的非调度移动终端，其中SIR计算器从查找表中选择对应所测量的信号延迟扩展的校正因数。

60.权利要求58中的非调度移动终端，其中每个存储的校正因数进一步对应导频SIR和信号延迟扩展的不同组合，且其中SIR计算器从查找表中选择对应于所测量的信道延迟扩展和所测量的导频SIR的校正因数。

61.权利要求60中的非调度移动终端，其中接收器从基站接收一个当前发射功率比。

62.权利要求61中的非调度移动终端，其中每一个存储的校正因数进一步对应发射功率比、信号延迟扩展和导频SIR的不同组合，且其中SIR计算器从查找表中选择对应于所测量的信道延迟扩展、所测量的导频SIR和当前发射功率比的校正因数。

63.权利要求51中的非调度移动终端，其中接收器从基站接收一个当前发射功率比。

64.权利要求63中的非调度移动终端，进一步包括一个存储器，用以存储一个校正因数查找表，每个存储的校正因数对应一个不同的发射功率比。

65.权利要求64中的非调度移动终端，其中SIR计算器从查找表中选择对应当前发射功率比的校正因数。

66.权利要求64中的非调度移动终端，其中每个存储的校正因数进一步对应导频SIR和发射功率比的不同组合，且其中SIR计算器从查找表中选择对应所测量的导频SIR和当前发射功率比的校正因数。

67.权利要求51中的非调度移动终端，进一步包括一个噪声水平估计器，用以估计非调度移动终端被调度时导致的假定业务信道的预滤波，其中SIR计算器根据估计的预滤波计算期望SIR。

68.权利要求67的非调度移动终端，其中噪声水平估计器进一步估计一个关联假定业务信道的噪声水平，其中SIR计算器根据估计的噪声水平计算期望SIR。

69.权利要求68中的非调度移动终端，其中SIR计算器基于同假定业务信道相关联的估计的噪声水平，根据下式计算期望SIR：

${\mathrm{SIR}}_{\mathrm{cst}}={\mathrm{\&alpha;}}_s\left(\frac{E_T}{{\hat{I}}_0}\right)h_n^H{R}_n^{-1}{h}_n,$

其中α_s表示总发射功率中分配给预滤波业务信道的比例分数，E_T表示总发射功率，

表示同对应非调度移动终端的假定业务信道相关联的估计的噪声水平，h_n表示对应非调度移动终端的一个信道增益矩阵，且R_n表示对应非调度移动终端的一个减损协方差矩阵。

70.权利要求68中的非调度移动终端，其中噪声水平估计器进一步估计一个干扰水平，其中噪声水平估计器处理该干扰水平以便估计噪声水平。

71.权利要求70中的非调度移动终端，其中噪声水平估计器包括：

一个再现器，用以从接收导频信号重建导频信号；以及

一个组合器，用以将再现的导频信号从接收导频信号中减掉以便估计干扰水平。

72.权利要求71中的非调度移动终端，其中噪声水平估计器通过在接收导频信号的K帧上产生一组干扰噪声水平并选择这组干扰水平中的最小干扰水平作为估计的噪声水平来处理干扰水平。

73.一种电路，用以实现对非调度移动终端的有效业务信道的期望信号与干扰比SIR的估计过程，该电路包括：

一个SIR处理器，用以计算具有预滤波的假定业务信道的期望SIR，所述预滤波被调整为适合于被调度的非调度移动终端；

其中SIR处理器计算假定业务信道的期望SIR以便对假定业务信道同关联非调度移动终端的一个导频信道之间的失配做出补偿，其中所述失配归因于非调度移动终端被调度时导致的预滤波，

该电路进一步包括一个测量电路，用以测量关联非调度移动终端的导频信道的一个导频SIR，其中SIR处理器将一个校正因数应用到所测量的导频SIR上，用以补偿假定业务信道同非调度移动终端的导频信道之间的失配。

74.一种电路，用以实现对非调度移动终端的有效业务信道的期望信号与干扰比SIR的估计过程，该电路包括：

一个SIR处理器，用以计算具有预滤波的假定业务信道的期望SIR，所述预滤波被调整为适合于被调度的非调度移动终端；

其中SIR处理器计算假定业务信道的期望SIR以便对假定业务信道同关联非调度移动终端的一个导频信道之间的失配做出补偿，其中所述失配归因于非调度移动终端被调度时导致的预滤波，

其中SIR处理器通过估计假定业务信道的预滤波并根据估计的预滤波计算假定业务信道的期望SIR，

其中SIR处理器计算假定业务信道的期望SIR进一步包括估计同假定业务信道相关联的一个噪声水平；

其中SIR处理器根据同假定业务信道相关联的估计的噪声水平计算假定业务信道的期望SIR包括根据下式计算期望SIR：

${\mathrm{SIR}}_{\mathrm{cst}}={\mathrm{\&alpha;}}_s\left(\frac{E_T}{{\hat{I}}_0}\right)h_n^H{R}_n^{-1}{h}_n,$

其中α_s表示总发射功率中分配给预滤波业务信道的比例分数，E_T表示总发射功率，

表示同对应非调度移动终端的假定业务信道相关联的估计的噪声水平，h_n表示对应非调度移动终端的一个信道增益矩阵，R_n表示对应非调度移动终端的一个减损协方差矩阵。

75.权利要求74中的电路，进一步包括一个用以存储预设噪声水平的存储器电路，其中SIR处理器根据该预设噪声水平计算假定业务信道的期望SIR。

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