CN101119606B - 放电管用调光电路及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明是有关于一种放电管用调光电路及其控制方法，该调光电路适用于驱动至少一根放电管，并包含一个一次绕组及一个二次绕组的升压变压器。该二次绕组与该放电管电连接，且二者间谐振并产生一谐振电流。该方法包含：检测该放电管的电流大小，并输出一反应大小的检测信号；借由比较该检测信号与一电流设定信号，调整与用来驱动该升压变压器的一次绕组的驱动信号的工作比对应的一个电容器的充电时间，且开始充电的时点由一起始设定值决定；及根据一与该驱动信号的频率对应的计算值及该起始设定值以计数方式配合该电容器的充电时间合成该驱动信号的波形。本发明借由该电容器的充电时间及该检测信号不需转换成数位值，可以达到消除不连续光影、避免电路异常及稳定放电管亮度的功效。

Description

放电管用调光电路及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种种调光电路及其控制方法，特别是涉及一种放电管用调光电路及其控制方法。

背景技术

近年来，随着热阴极萤光灯管(Hot Cathode Fluorescent Lamp)、冷阴极萤光灯管(Code Cathode Fluorescent Lamp)、外部电极萤光灯管(External Electrode Fluorescent Lamp)、霓虹灯管(Neon Lamp)等放电管(Discharge Lamp)被广泛运用在液晶显示装置的背光系统、广告显示装置及一般照明装置等，用于将直流电源(DC Power)转换为交流电源(AC Power)以驱动放电管的驱动电路的小型化及高效率化也越来越受重视。

请参阅图1所示，中华人民共和国发明专利申请案第200610004625.0号揭露了一种放电管用驱动电路，适用于驱动至少一根放电管74。当该驱动电路用于驱动多数根放电管74时，所述放电管74呈并联。在以下以该驱动电路用于驱动一根放电管74的情形来说明。

该驱动电路包含一个升压变压器(Step-up Transformer)71、一个检测器72及一个控制器73。

该升压变压器71包括一个一次绕组(Primary Winding)711及一个二次绕组(Secondary Winding)712。该二次绕组712与该放电管74电连接，且二者间形成一谐振电路(Tank Circuit)，并产生一谐振电流。该谐振电路由该二次绕组712的漏电感(Leakage Inductance)716、该二次绕组712的分布电容(Distributed Capacitance)、该放电管74周围的杂散电容(StrayCapacitance)及一个可适当地加入的辅助电容器75所构成。

该谐振电路的谐振频率的计算方式如下：

$f_r=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_s(C_H+C_a+C_s)}}$

其中，f_r是该谐振频率，L_s是该二次绕组712的漏电感121，C_H是该二次绕组712的分布电容，C_s是该放电管74周围的杂散电容，而C_a是该辅助电容器75。

提高该驱动电路的效率的条件有两个，一个是该升压变压器71的一次绕组711的电压与电流的相位差接近0，而另一个是该驱动电路在该谐振频率的附近或较低处驱动该升压变压器71。

该检测器72用于检测该谐振电流的相位、该放电管74的电流大小及该升压变压器71的二次绕组712的电压大小，并输出一反应该谐振电流的相位的第一检测信号、一反应该放电管74的电流大小的第二检测信号，及一反应该二次绕组712的电压大小的第三检测信号。

该检测器72是利用与该辅助电容器75串联且其阳极接地的一齐纳二极体(Zener Diode)721来检测该谐振电流的相位以得到该第一检测信号。请参阅图2，横轴代表时间，波形801是该谐振电流，而波形802是该第一检测信号。

请参阅图1所示，该控制器73与该检测器72及该升压变压器71的一次绕组711电连接，且包括一个开关单元731、一个类比数位转换单元732、一个振荡单元733、一个处理单元734、一个脉冲(Burst)单元735及一个波形产生单元736。

该开关单元731与该升压变压器71的一次绕组711电连接，并接收一直流电源及控制信号，且根据控制信号使该直流电源周期性地反向以产生一交流的驱动信号来驱动该升压变压器71。

该开关单元731是一个全桥型(Full Bridge)电路，并具有四个开关，分别是一个第一开关761、一个第二开关762、一个第三开关763及一个第四开关764。该第一开关761电连接在该一次绕组711的一端与地间，该第二开关762电连接在该一次绕组711的一端与该直流电源间，该第三开关763电连接在该一次绕组711的另一端与地间，而该第四开关764电连接在该一次绕组711的另一端与该直流电源间。

该开关单元731的时序与该升压变压器71在其一次绕组711的电压与电流的相位差为0时的时序如图3所示，其中，横轴代表时间，波形811-814分别是该开关单元731的第一至第四开关761-764的控制信号，波形815是该驱动信号，波形816是该一次绕组711的电流，T_drivc是该驱动信号的周期，T_duty是该驱动信号的正峰值或负峰值的时间，而T_overlap是释放该一次绕组711储存的能量的时间(由于T_overlap远小于T_drive，为了容易了解，图中放大了T_overlap)。

波形811-814中的高电位表示所述开关761-764导通，而低电位表示所述开关761-764不导通。该升压变压器71的一次绕组711的电流的正峰值出现在该驱动信号的正峰值(等于该直流电源的电压值)的中心点，而该电流的负峰值出现在该驱动信号的负峰值(其绝对值等于该直流电源的电压值)的中心点。

借由调整T_drive可以改变该升压变压器71的一次绕组711的电压与电流的相位差。借由调整

可以改变该放电管74的电流，且其调整方式是以该驱动信号是正峰值或负峰值时的中心点为中心，两边同量减少或增加。该第一开关761与该第三开关763会有一段时间同时导通，使得该一次绕组711的两端同时接地(也可以改成该第二开关762与该第四开关764同时导通，使得该一次绕组711的两端同时接到该直流电源)，该一次绕组711储存的能量得以被释放，因此可以帮助该一次绕组711的电流反向，而T_overlap必须够大以便充份放电。

该驱动信号的工作比(Duty Ratio)的计算方式如下：

$R_{\mathrm{duty}}=\frac{2\·T_{\mathrm{duty}}}{T_{\mathrm{drive}}}\×100\%$

其中，R_duty是该驱动信号的工作比，T_drive是该驱动信号的周期，而T_duty是该驱动信号的正峰值或负峰值的时间。

该驱动信号的工作比愈大，该放电管74的电流愈大。

请参阅图1所示，该类比数位转换单元732从该检测器72接收该第二检测信号及该第三检测信号，从外部接收一第一脉冲信号(是一直流电压)，并将接收到的信号分别转换为数位的一第二检测值、一第三检测值及一第一脉冲值。

该振荡单元733产生一振荡信号。该振荡信号的频率大于该驱动信号的频率。

该处理单元734记录一第一计算值、一第二计算值、一第三计算值、一电流设定值及一电压设定值，并从该检测器72接收该第一检测信号，从该类比数位转换单元732接收该第二检测值及该第三检测值。

该三计算值代表的意义如下：

$N_1=\frac{T_{\mathrm{drive}}}{T_{\mathrm{osc}}}$

$N_2=\frac{T_{\mathrm{duty}}}{T_{\mathrm{osc}}}$

$N_3=\frac{T_{\mathrm{overlap}}}{T_{\mathrm{osc}}}$

其中，N₁是该第一计算值，N₂是该第二计算值，N₃是该第三计算值，T_drive是该驱动信号的周期，T_duty是该驱动信号的正峰值或负峰值的时间，T_overlap是释放该一次绕组711储存的能量的时间，而T_osc是该振荡信号的周期。因此该第一至第三计算值及该振荡信号可以决定该驱动信号的波形。

该第一计算值有一预设值。该处理单元734借由侦测该第一检测信号，逐渐调整该第一计算值原先给定的预设值，使该驱动信号与该谐振电流的相位差为0(详细调整情形如下段所述)。此时，该驱动电路在该谐振频率的附近驱动该升压变压器71。

该处理单元734是在该开关单元731的第三开关763由不导通切换为导通的时点来侦测该第一检测信号的电压位准。当侦测到该第一检测信号的电压位准为高电位时，表示该驱动信号的相位领先(Lead)该谐振电流的相位，增加该第一计算值，使该驱动信号的相位延迟。而当侦测到该第一检测信号的电压位准为低电位时，表示该驱动信号的相位落后(Lag)该谐振电流的相位，减少该第一计算值，使该驱动信号的相位前移。

该电流设定值由使用者决定。该处理单元734借由比较该第二检测值与该电流设定值，调整该第二计算值及该第三计算值，以使该放电管74的电流与该电流设定值对应。当该第二检测值小于该电流设定值时，增加该第二计算值及该第三计算值，而当该第二检测值大于该电流设定值时，减少该第二计算值及该第三计算值。

该电压设定值由使用者决定。该处理单元734借由比较该第三检测值与该电压设定值，判断该升压变压器71的二次绕组712的电压是否正常。当该第三检测值大于该电压设定值时，表示该二次绕组712的电压太大，送出一警示信号，以保护该驱动电路及该放电管74。

该脉冲单元735从该振荡单元733接收该振荡信号，从该类比数位转换单元732接收该第一脉冲值，从外部接收一第二脉冲信号及一选择信号，而从该处理单元734接收该警示信号。该第二脉冲信号的频率小于该驱动信号的频率，且该第二脉冲信号的高电位(或低电位)的时间可以被调整。该脉冲单元735对该振荡信号除频以产生其高电位(或低电位)的时间与该第一脉冲值对应且其频率小于该驱动信号的频率的信号，并根据该选择信号选择输出该信号或该第二脉冲信号当作一脉冲控制信号。当收到该警示信号时，该脉冲单元735停止作动。

该波形产生单元736从该振荡单元733接收该振荡信号，从该处理单元734接收该第一至第三计算值及该警示信号，而从该脉冲单元735接收该脉冲控制信号。根据该第一至第三计算值，该波形产生单元736以计数该振荡信号的方式合成如图3所示的该开关单元731的控制信号的波形761-764，且在该脉冲控制信号是高电位(或低电位)时输出所述控制信号到该开关单元731，而在该脉冲控制信号是低电位(或高电位)时不输出所述控制信号到该开关单元731。当收到该警示信号时，该波形产生单元736停止作动。

请参阅图1所示，该脉冲单元735输出的脉冲控制信号与该处理单元734记录的电流设定值共同配合以调整该放电管74的平均电流，进而调整该放电管74的亮度，可以达到调光的效果。

值得注意的是，该处理单元734也可以是根据该第一检测信号逐渐调整该第一计算值，使该驱动信号与该谐振电流的相位差可以不为0(详细调整情形如下段所述)。此时，该驱动电路在该谐振频率的附近、较低处或较高处驱动该升压变压器71。

为了使该驱动信号与该谐振电流的相位差可以不为0，该处理单元734还记录一由使用者决定的相位设定值，并从该振荡单元733接收该振荡信号。根据该相位设定值，该处理单元734以计数该振荡信号的方式，将侦测该第一检测信号的电压位准的时点往后移动该相位设定值乘以该振荡信号的周期的时间。

请参阅图4所示，横轴代表时间，波形821是该开关单元731的第三开关763的控制信号，而波形822是该第一检测信号。当该相位设定值小于该第一计算值时，该驱动信号与该谐振电流的相位差小于0。该驱动电路在该谐振频率的较高处驱动该升压变压器71。

请参阅图5所示，横轴代表时间，波形831是该开关单元731的第三开关763的控制信号，而波形832是该第一检测信号。当该相位设定值大于该第一计算值时，该驱动信号与该谐振电流的相位差大于0。该驱动电路在该谐振频率的较低处驱动该升压变压器71。

当该相位设定值等于该第一计算值时，该驱动信号与该谐振电流的相位差等于0。该驱动电路在该谐振频率的附近驱动该升压变压器71。

该驱动电路根据该谐振电流的相位，自动调整该驱动信号的频率，使得该驱动信号的频率随着该谐振频率的改变(例如该放电管87周围的杂散电容改变所造成)而改变，可以降低大量生产时的效率起伏。

然而，该驱动电路是以计数该振荡信号的方式合成该驱动信号的波形(也就是说以数位控制方式合成该驱动信号的波形)，因此T_duty的最小改变量是T_osc。当T_duty改变时，由于其变动并不连续，使得该放电管74的亮度会突然改变，造成一阶一阶不连续的光影。

再者，该驱动电路是先将反应该放电管74的电流大小的第二检测信号转换成数位的第二检测值，再与该电流设定值比较，以调整T_duty。由于类比至数位转换会使该第二检测信号与该第二检测值间有较大的时间差，使得该驱动电路无法即时(Real Time)调整T_duty，容易造成该驱动电路异常或该放电管74的亮度不稳定。

以上就是数位调光的缺点。

由此可见，上述现有的放电管用驱动电路，显然仍存在有不便与缺陷，而亟待加以进一步改进。为了解决放电管用驱动电路存在的问题，相关厂商莫不费尽心思来谋求解决之道，但长久以来一直未见适用的设计被发展完成，而一般产品又没有适切的结构能够解决上述问题，此显然是相关业者急欲解决的问题。因此如何能创设一种可兼具体积小、成本低且使用时可具有全方位调整功能的新型结构的放电管用调光电路及其控制方法，便成了当前业界极需改进的目标。

有鉴于上述现有的放电管用驱动电路存在的缺陷，本发明人基于从事此类产品设计制造多年丰富的实务经验及专业知识，并配合学理的运用，积极加以研究创新，以期创设一种新型结构的放电管用调光电路及其控制方法，能够改进一般现有的放电管用驱动电路，使其更具有实用性。经过不断的研究、设计，并经反复试作样品及改进后，终于创设出确具实用价值的本发明。

发明内容

本发明的目的在于，克服现有的放电管用驱动电路存在的缺陷，而提供一种新型结构的放电管用调光电路及其控制方法，所要解决的技术问题是提供一种数位控制配合类比调光的放电管用调光电路，从而更加适于实用。

本发明的另一目的在于，提供一种放电管用调光电路及其控制方法，所要解决的技术问题是提供一种数位控制配合类比调光的放电管用调光电路的控制方法，从而更加适于实用。

本发明的目的及解决其技术问题是采用以下技术方案来实现的。依据本发明提出的一种放电管用调光电路，其适用于驱动至少一根放电管，其包含：一个升压变压器，包括一个一次绕组及一个二次绕组，该二次绕组与该放电管电连接，且二者间谐振并产生一谐振电流；一个检测器，检测该放电管的电流大小，并输出一反应大小的检测信号；及一个控制器，与该检测器及该升压变压器的一次绕组电连接，并从该检测器接收该检测信号，而从外部接收一电流设定信号，且产生一驱动信号来驱动该升压变压器，该控制器包括一个电容器，并记录一与该驱动信号的频率对应的计算值及一起始设定值，且借由比较该检测信号与该电流设定信号，调整与该驱动信号的工作比对应的该电容器的充电时间，且开始充电的时点由该起始设定值决定，并根据该计算值及该起始设定值以计数方式配合该电容器的充电时间合成该驱动信号的波形。

本发明的目的及解决其技术问题还可采用以下技术措施进一步实现。

前述的放电管用调光电路，其中所述的检测器还检测该谐振电流的相位，并输出一反应相位的第一检测信号，而该控制器还从该检测器接收该第一检测信号，且借由侦测该第一检测信号调整该计算值。

前述的放电管用调光电路，其中所述的控制器使该驱动信号与该谐振电流的相位差为0。

前述的放电管用调光电路，其中所述的控制器还记录一相位设定值，且根据该相位设定值以计数方式决定该驱动信号与该谐振电流的相位差。

前述的放电管用调光电路，其中所述的控制器还在该电容器的充电时间超出合理范围时送出一异常信号。

前述的放电管用调光电路，其中所述的控制器包括：一个开关单元，与该升压变压器的一次绕组电连接，并接收一直流电源及一控制信号，且根据该控制信号使该直流电源周期性地反向以产生该交流的驱动信号；一个振荡单元，产生一振荡信号，且该振荡信号的频率大于该驱动信号的频率；一个处理单元，记录该计算值及该起始设定值；一个调光控制单元，与该检测器电连接，并从该检测器接收该检测信号，而从外部接收该电流设定信号，且借由比较该检测信号与该电流设定信号，调整该电容器的充电时间，并在充电结束时输出一结束信号，而开始充电的时点由一起始信号决定；及一个波形产生单元，与该振荡单元、该处理单元、该调光控制单元及该开关单元电连接，并从该振荡单元接收该振荡信号，从该处理单元接收该计算值及该起始设定值，而从该调光控制单元接收该结束信号，且根据该计算值及该起始设定值以计数该振荡信号的方式，产生该起始信号并输出到该调光控制单元，而配合该结束信号合成该控制信号并输出到该开关单元。

前述的放电管用调光电路，其中所述的检测器还检测该谐振电流的相位，并输出一反应相位的第一检测信号，该处理单元还从该检测器接收该第一检测信号，而该计算值有一预设值，该处理单元借由侦测该第一检测信号逐渐调整该计算值原先给定的预设值。

前述的放电管用调光电路，其中所述的处理单元还从该振荡单元接收该振荡信号，从该波形产生单元接收该起始信号，而从该调光控制单元接收该结束信号，且根据该起始信号及该结束信号，以计数该振荡信号的方式产生一与该电容器的充电时间对应的第一计算值，并在该第一计算值超出合理范围时送出一异常信号。

前述的放电管用调光电路，其中所述的检测信号及该电流设定信号是电压，而该调光控制单元包括：一个差动放大器，比较该检测信号与该电流设定信号，并放大二者的差异后输出；一个电流调整器，根据该差动放大器的输出信号，产生一充电电流对该电容器进行充电，且开始充电的时点由该起始信号决定，当该第二检测信号小于该电流设定信号时，减小该充电电流，而当该第二检测信号大于该电流设定信号时，增加该充电电流，该电流调整器在接收到该结束信号后，停止对该电容器充电，并开始对该电容器放电，使其跨压变为0；及一个比较器，比较该电容器的跨压与一参考电压，当该电容器的跨压大于该参考电压时，输出该结束信号。

前述的放电管用调光电路，其中所述的检测信号及该电流设定信号是电压，而该调光控制单元包括：一个电流产生器，产生一充电电流对该电容器进行充电，且开始充电的时点由该起始信号决定，该电流产生器在接收到该结束信号后，停止对该电容器充电，并开始对该电容器放电，使其跨压变为0；一个差动积分器，比较该检测信号与该电流设定信号，并积分、放大二者的差异后输出一参考电压，当该第二检测信号小于该电流设定信号时，增加该参考电压，而当该第二检测信号大于该电流设定信号时，减小该参考电压；及一个比较器，比较该电容器的跨压与该差动积分器输出的参考电压，当该电容器的跨压大于该参考电压时，输出该结束信号。

本发明的目的及解决其技术问题还采用以下技术方案来实现。依据本发明提出的一种用放电管用调光电路的控制方法，其中该调光电路适用于驱动至少一根放电管，并包含一个升压变压器，该升压变压器包括一个一次绕组及一个二次绕组，该二次绕组与该放电管电连接，且二者间谐振并产生一谐振电流，该方法的特征在于其包含以下步骤：检测该放电管的电流大小，并输出一反应大小的检测信号；借由比较该检测信号与一电流设定信号，调整与用来驱动该升压变压器的一次绕组的驱动信号的工作比对应的一个电容器的充电时间，且开始充电的时点由一起始设定值决定；及根据一与该驱动信号的频率对应的计算值及该起始设定值以计数方式配合该电容器的充电时间合成该驱动信号的波形。

本发明的目的及解决其技术问题还可采用以下技术措施进一步实现。

前述的放电管用调光电路的控制方法，其中还包含以下步骤：检测该谐振电流的相位，并输出一反应相位的第一检测信号；及借由侦测该第一检测信号，调整该计算值。

前述的放电管用调光电路的控制方法，其中调整该计算值的方式是使该驱动信号与该谐振电流的相位差为0。

前述的放电管用调光电路的控制方法，其中还包含一步骤是根据一相位设定值以计数方式决定该驱动信号与该谐振电流的相位差。

前述的放电管用调光电路的控制方法，其中还包含一步骤是在该电容器的充电时间超出合理范围时送出一异常信号。

本发明与现有技术相比具有明显的优点和有益效果。借由上述技术方案，本发明放电管用调光电路适用于驱动至少一根放电管，并包含一个升压变压器、一个检测器及一个控制器。该升压变压器包括一个一次绕组及一个二次绕组。该二次绕组与该放电管电连接，且二者间谐振并产生一谐振电流。该检测器检测该放电管的电流大小，并输出一反应大小的检测信号。该控制器与该检测器及该升压变压器的一次绕组电连接，并从该检测器接收该检测信号，而从外部接收一电流设定信号，且产生一驱动信号来驱动该升压变压器。该控制器包括一个电容器，并记录一与该驱动信号的频率对应的计算值及一起始设定值，且借由比较该检测信号与该电流设定信号，调整与该驱动信号的工作比对应的该电容器的充电时间，且开始充电的时点由该起始设定值决定，并根据该计算值及该起始设定值以计数方式配合该电容器的充电时间合成该驱动信号的波形。

而本发明放电管用调光电路的控制方法适用于该放电管用调光电路，并包含以下步骤：检测该放电管的电流大小，并输出一反应大小的检测信号；借由比较该检测信号与一电流设定信号，调整与用来驱动该升压变压器的一次绕组的驱动信号的工作比对应的一个电容器的充电时间，且开始充电的时点由一起始设定值决定；及根据一与该驱动信号的频率对应的计算值及该起始设定值以计数方式配合该电容器的充电时间合成该驱动信号的波形。

本发明放电管用调光电路及其控制方法可达到相当的技术进步性及实用性，并具有产业上的广泛利用价值，其至少具有下列优点：

本发明借由该电容器的充电时间及该检测信号，不需转换成数位值，可以达到消除不连续光影、避免电路异常及稳定放电管亮度的功效。

综上所述，本发明新颖的放电管用调光电路及其控制方法，借由该电容器的充电时间及该检测信号不需转换成数位值，就可以达到消除不连续光影、避免电路异常及稳定放电管亮度的功效。

本发明具有上述诸多优点及实用价值，其不论在产品、方法或功能上皆有较大的改进，在技术上有显着的进步，并产生了好用及实用的效果，且较现有的放电管用驱动电路具有增进的多项功效，从而更加适于实用，并具有产业的广泛利用价值，诚为一新颖、进步、实用的新设计。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其他目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举较佳实施例，并配合附图，详细说明如下。

附图说明

图1是一电路方块图，说明现有的放电管用驱动电路；

图2是一时序图，说明现有的放电管用驱动电路在检测谐振电流的相位的情形；

图3是一时序图，说明现有的放电管用驱动电路在合成一驱动信号的情形；

图4是一时序图，说明现有的放电管用驱动电路在一相位设定值小于一第一计算值的情形；

图5是一时序图，说明现有的放电管用驱动电路在该相位设定值大于该第一计算值的情形；

图6是一电路方块图，说明本发明放电管用调光电路的第一较佳实施例；

图7是一时序图，说明该第一较佳实施例在合成一驱动信号的情形；

图8是一电路方块图，说明该第一较佳实施例的一个调光控制单元的第一种实施形态；

图9是一电路方块图，说明该调光控制单元的第二种实施形态；

图10是一电路方块图，说明本发明放电管用调光电路的第二较佳实施例；

图11是一时序图，说明该第二较佳实施例在合成一驱动信号的情形。

具体实施方式

为更进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段及功效，以下结合附图及较佳实施例，对依据本发明提出的放电管用调光电路及其控制方法其具体实施方式、结构、特征及其功效，详细说明如后。

请参阅图6所示，本发明放电管用调光装置适用于驱动至少一根放电管4。当该驱动电路用于驱动多数根放电管4时，所述放电管4呈并联。在以下以该驱动电路用于驱动一根放电管4的情形来说明。

本发明的第一较佳实施例包括一个升压变压器1、一个检测器2及一个控制器3。

该升压变压器1包括一个一次绕组11及一个二次绕组12。该二次绕组12与该放电管4电连接，且该二次绕组12的分布电容、该放电管4周围的杂散电容及一可适当地加入的辅助电容器5与该二次绕组12的漏电感121谐振，并产生一谐振电流。

该检测器2用于检测该谐振电流的相位、该放电管4的电流大小及该升压变压器1的二次绕组12的电压大小，并输出一反应该谐振电流的相位的第一检测信号、一反应该放电管4的电流大小的第二检测信号，及一反应该二次绕组12的电压大小的第三检测信号。

该控制器3与该检测器2及该升压变压器1的一次绕组11电连接，且包括一个开关单元31、一个类比数位转换单元32、一个振荡单元33、一个处理单元34、一个脉冲单元35、一个波形产生单元36及一个调光控制单元37。

该开关单元31与该升压变压器1的一次绕组11电连接，并接收一直流电源及控制信号，且根据控制信号使该直流电源周期性地反向以产生一交流的驱动信号来驱动该升压变压器1。

在本实施例中，该开关单元31是一个全桥型电路，并具有四个开关，分别是一个第一开关311、一个第二开关312、一个第三开关313及一个第四开关314。该第一开关311电连接在该一次绕组11的一端与地间，该第二开关312电连接在该一次绕组11的一端与该直流电源间，该第三开关313电连接在该一次绕组11的另一端与地间，而该第四开关314电连接在该一次绕组11的另一端与该直流电源间。

请参阅图7所示，为该开关单元31的时序及该驱动信号的时序，其中，横轴代表时间，波形61-64分别是该开关单元31的第一至第四开关311-314的控制信号，波形65是该驱动信号，T_drive是该驱动信号的周期，T_start是该第二开关312或第四开关314开始导通前经过的时间，T_duty是该驱动信号的正峰值或负峰值的时间，而T_overlap是释放该一次绕组11储存的能量的时间(由于T_overlap远小于T_drive，为了容易了解，图中放大了T_overlap)。

波形61-64中的高电位表示所述开关311-314导通，而低电位表示所述开关311-314不导通。

借由调整T_drive可以改变该升压变压器1的一次绕组11的电压与电流的相位差。借由调整T_start可以改变该驱动信号变成正峰值或负峰值的位置。借由调整T_duty可以改变该放电管4的电流，且其调整方式是以该驱动信号是正峰值或负峰值时的左侧边为准，改变右侧边的位置。该第一开关311与该第三开关313会有一段时间同时导通，使得该一次绕组11的两端同时接地(也可以改成该第二开关312与该第四开关314同时导通，使得该一次绕组11的两端同时接到该直流电源)，该一次绕组11储存的能量得以被释放，因此可以帮助该一次绕组11的电流反向，而T_overlap必须够大以便充份放电。

请参阅图6所示，该类比数位转换单元32从该检测器2接收该第三检测信号，从外部接收一第一脉冲信号(是一直流电压)，并将接收到的信号分别转换为数位的一第三检测值及一第一脉冲值。

该振荡单元33产生一振荡信号。该振荡信号的频率大于该驱动信号的频率。

该处理单元34记录一第一计算值、一电压设定值、一起始设定值及一重迭设定值，并从该检测器2接收该第一检测信号，从该类比数位转换单元32接收该第三检测值，而从该振荡单元33接收该振荡信号。

请参阅图所示7，该第一计算值、该起始设定值及该重迭设定值代表的意义如下：

$N_1=\frac{T_{\mathrm{drive}}}{T_{\mathrm{osc}}}$

$N_{\mathrm{start}}=\frac{T_{\mathrm{start}}}{T_{\mathrm{osc}}}$

$N_{\mathrm{overlap}}=\frac{T_{\mathrm{overlap}}}{T_{\mathrm{osc}}}$

其中，N₁是该第一计算值，N_start是该起始设定值，N_overlap是该重迭设定值，T_drive是该驱动信号的周期，T_start是该第二开关312或第四开关314开始导通前经过的时间，T_overlap是释放该一次绕组11储存的能量的时间，而

是该振荡信号的周期。因此该第一计算值、该起始设定值及该重迭设定值配合T_duty(详细调整情形如以下所述)可以决定该驱动信号的波形(如波形65所示)。

该第一计算值的调整方式与以往相同，在此不再多加说明。比较该第三检测值与该电压设定值以判断是否送出一警示信号的方式与以往相同，在此不再多加说明。

该起始设定值及该重迭设定值由使用者决定。

以下说明该调光控制单元37的二种实施形态：

(1)该调光控制单元37的第一种实施形态

请参阅图8所示，该调光控制单元37包括一个差动放大器371、一个电流调整器372、一个电容器373及一个比较器374，并从外部接收一电流设定信号(是一直流电压)，而从该检测器2接收该第二检测信号。

该差动放大器371比较该第二检测信号与该电流设定信号，并放大二者的差异后输出到该电流调整器372。

该电流调整器372根据该差动放大器371的输出信号，产生一充电电流对该电容器373进行充电，且开始充电的时点由一起始信号决定。当该第二检测信号小于该电流设定信号(也就是说T_duty太小)时，减小该充电电流(也就是说使该电容器373的充电速度变慢)，而当该第二检测信号大于该电流设定信号(也就是说T_duty太大)时，增加该充电电流(也就是说使该电容器373的充电速度变快)。

该比较器374比较该电容器373的跨压与一参考电压，当该电容器373的跨压大于该参考电压时，输出一结束信号到该电流调整器372。

该电流调整器372接收到该结束信号后，停止对该电容器373充电，并开始对该电容器373放电，使其跨压变为0。

(2)该调光控制单元37的第二种实施形态

请参阅图9所示，该调光控制单元37包括一个电流产生器375、一个电容器376、一个差动积分器377及一个比较器378，并从外部接收一电流设定信号(是一直流电压)，而从该检测器2接收该第二检测信号。

该电流产生器375产生一充电电流对该电容器376进行充电，且开始充电的时点由一起始信号决定。

该差动积分器377比较该第二检测信号与该电流设定信号，并积分、放大二者的差异后输出一参考电压到该比较器378。当该第二检测信号小于该电流设定信号(也就是说T_duty太小)时，增加该参考电压(也就是说使该电容器376的充电时间变长)，而当该第二检测信号大于该电流设定信号(也就是说T_duty太大)时，减小该参考电压(也就是说使该电容器376的充电时间变短)

该比较器378比较该电容器376的跨压与该差动积分器377输出的参考电压，当该电容器376的跨压大于该参考电压时，输出一结束信号到该电流产生器375。

该电流产生器375接收到该结束信号后，停止对该电容器376充电，并开始对该电容器376放电，使其跨压变为0。

所述电容器373、376的跨压的时序如图7所示，其中，横轴代表时间，波形66是所述电容器373、376的跨压。

值得注意的是，所述电容器373、376的一端是电连接到一直流电压，该直流电压可以是地电压、直流电源电压或其它介于二者间的电压。

请参阅图6所示，该波形产生单元36从该振荡单元33接收该振荡信号，从该处理单元34接收该第一计算值、该起始设定值、该重迭设定值及该警示信号，而从该调光控制单元37接收该结束信号。该波形产生单元36根据该第一计算值、该起始设定值及该重迭设定值，以计数该振荡信号的方式决定该开关单元31的第一至第四开关311-314开始导通的时点及该第一与第三开关311、313停止导通的时点，根据该起始设定值，以计数该振荡信号的方式产生输出到该调光控制单元37的起始信号，而根据该结束信号，决定该第二与第四开关312、314停止导通的时点，如此以合成如图7所示的该开关单元31的控制信号的波形61-64(其中，该第二与第四开关312、314开始导通的时点与该调光控制单元37的电容器373、376开始充电的时点相同)。当收到该警示信号时，该波形产生单元36停止作动。

该起始设定值及该结束信号决定了该驱动信号的正峰值或负峰值的时间T_duty(与所述电容器373、376的充电时间相同)，且借由以类比方式产生该结束信号，可以避免T_duty的最小改变量受该振荡信号的周期T_osc限制。

该脉冲单元35从该振荡单元33接收该振荡信号，从该类比数位转换单元32接收该第一脉冲值，从外部接收一第二脉冲信号及一选择信号，从该处理单元34接收该警示信号，并输出一脉冲控制信号。该脉冲单元35的动作与以往相同，在此不再多加说明。

该脉冲控制信号用于控制该波形产生单元36是否输出所述控制信号到该开关单元31，及该调光控制单元37的电流调整器372与电流产生器375是否作动。当该波形产生单元36不输出所述控制信号到该开关单元31时，该电流调整器372及该电流产生器375也停止作动。如此可以避免产生波纹干扰。

较佳地，该处理单元34还从该波形产生单元36接收该起始信号，而从该调光控制单元37接收该结束信号，且根据该起始信号及该结束信号，以计数该振荡信号的方式产生一与所述电容器373、376的充电时间(与该驱动信号的正峰值或负峰值的时间相同)对应的第二计算值，并在该第二计算值过大或过小时(表示该调光控制单元37的动作异常)送出一异常信号。

该第二计算值代表的意义如下：

$N_2=\frac{T_{\mathrm{duty}}}{T_{\mathrm{osc}}}$

其中，N₂是该第二计算值，T_duty是该驱动信号的正峰值或负峰值的时间，而T_osc是该振荡信号的周期。

值得注意的是，以往的类比调光是在该开关单元31的第一开关311或第三开关313由不导通切换为导通的时点使该第二开关312或该第四开关314开始导通，如此会使该升压变压器1难以在效率高的情形下作动。本发明借由该起始设定值，可以调整该第二开关312或该第四开关314开始导通的时点，使得该升压变压器1可以在效率高的情形下作动。

请参阅图10所示，本发明的第二较佳实施例与该第一较佳实施例相似，不同的地方在于：

该开关单元31是一个三场效电晶体型(3-FET)电路，并具有三个开关，分别是一个第五开关315、一个第六开关316及一个第七开关317。该第五开关315电连接在该升压变压器1的一次绕组11的一端与地间，该第六开关316电连接在该一次绕组11的另一端与地间，而该第七开关317电连接在该一次绕组11的中心点与该直流电源间。

该开关单元31的时序、该驱动信号的时序及该调光控制单元37的电容器373、376的跨压的时序如图11所示，其中，横轴代表时间，波形71-73分别是该开关单元31的第五至第七开关315-317的控制信号，波形74是该驱动信号，波形75是所述电容器373、376的跨压，T_drive是该驱动信号的周期，T_start是该第七开关317开始导通前经过的时间，T_duty是该驱动信号的正峰值或负峰值的时间，而T_overlap是释放该一次绕组11储存的能量的时间(由于T_overlap远小于T_drive，为了容易了解，图中放大了T_overlap)。

波形71-73中的高电位表示所述开关315-317导通，而低电位表示所述开关315-317不导通。

该波形产生单元36合成如图11所示的该开关单元31的控制信号的波形71-73。

归纳上述，本发明以类比方式产生该结束信号，可以避免T_duty的最小改变量受T_osc限制，进而消除不连续光影，且反应该放电管4的电流大小的第二检测信号不需转换成数位值，可以即时调整T_duty，进而避免该调光电路异常及稳定该放电管4的亮度。因此确实可以达到本发明的功效。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容作出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。

Claims (15)

1.一种放电管用调光电路，其适用于驱动至少一根放电管，其特征在于其包含：

一个升压变压器，包括一个一次绕组及一个二次绕组，该二次绕组与该放电管电连接，且二者间谐振并产生一谐振电流；

一个检测器，检测该放电管的电流大小，并输出一反应大小的检测信号；及

一个控制器，与该检测器及该升压变压器的一次绕组电连接，并从该检测器接收该检测信号，而从外部接收一电流设定信号，且产生一驱动信号来驱动该升压变压器，该控制器包括一个电容器，并记录一与该驱动信号的频率对应的计算值及一起始设定值，且借由比较该检测信号与该电流设定信号，调整与该驱动信号的工作比对应的该电容器的充电时间，且开始充电的时点由该起始设定值决定，并根据该计算值及该起始设定值以计数方式配合该电容器的充电时间合成该驱动信号的波形。

2.根据权利要求1所述的放电管用调光电路，其特征在于其中所述的检测器还检测该谐振电流的相位，并输出一反应相位的第一检测信号，而该控制器还从该检测器接收该第一检测信号，且借由侦测该第一检测信号调整该计算值。

3.根据权利要求2所述的放电管用调光电路，其特征在于其中所述的控制器使该驱动信号与该谐振电流的相位差为0。

4.根据权利要求2所述的放电管用调光电路，其特征在于其中所述的控制器还记录一相位设定值，且根据该相位设定值以计数方式决定该驱动信号与该谐振电流的相位差。

5.根据权利要求1所述的放电管用调光电路，其特征在于其中所述的控制器还在该电容器的充电时间超出合理范围时送出一异常信号。

6.根据权利要求1所述的放电管用调光电路，其特征在于其中所述的控制器包括：

一个开关单元，与该升压变压器的一次绕组电连接，并接收一直流电源及一控制信号，且根据该控制信号使该直流电源周期性地反向以产生交流的该驱动信号；

一个振荡单元，产生一振荡信号，且该振荡信号的频率大于该驱动信号的频率；

一个处理单元，记录该计算值及该起始设定值；

一个调光控制单元，与该检测器电连接，并从该检测器接收该检测信号，而从外部接收该电流设定信号，且借由比较该检测信号与该电流设定信号，调整该电容器的充电时间，并在充电结束时输出一结束信号，而开始充电的时点由一起始信号决定；及

一个波形产生单元，与该振荡单元、该处理单元、该调光控制单元及该开关单元电连接，并从该振荡单元接收该振荡信号，从该处理单元接收该计算值及该起始设定值，而从该调光控制单元接收该结束信号，且根据该计算值及该起始设定值以计数该振荡信号的方式，产生该起始信号并输出到该调光控制单元，而配合该结束信号合成该控制信号并输出到该开关单元。

7.根据权利要求6所述的放电管用调光电路，其特征在于其中所述的检测器还检测该谐振电流的相位，并输出一反应相位的第一检测信号，该处理单元还从该检测器接收该第一检测信号，而该计算值有一预设值，该处理单元借由侦测该第一检测信号逐渐调整该计算值原先给定的预设值。

8.根据权利要求6所述的放电管用调光电路，其特征在于其中所述的处理单元还从该振荡单元接收该振荡信号，从该波形产生单元接收该起始信号，而从该调光控制单元接收该结束信号，且根据该起始信号及该结束信号，以计数该振荡信号的方式产生一与该电容器的充电时间对应的第一计算值，并在该第一计算值超出合理范围时送出一异常信号。

9.根据权利要求6所述的放电管用调光电路，其特征在于其中所述的检测信号及该电流设定信号是电压，而该调光控制单元包括：

一个差动放大器，比较该检测信号与该电流设定信号，并放大二者的差异后输出；

一个电流调整器，根据该差动放大器的输出信号，产生一充电电流对该电容器进行充电，且开始充电的时点由该起始信号决定，当该检测信号小于该电流设定信号时，减小该充电电流，而当该检测信号大于该电流设定信号时，增加该充电电流，该电流调整器在接收到该结束信号后，停止对该电容器充电，并开始对该电容器放电，使其跨压变为0；及

一个比较器，比较该电容器的跨压与一参考电压，当该电容器的跨压大于该参考电压时，输出该结束信号。

10.根据权利要求6所述的放电管用调光电路，其特征在于其中所述的检测信号及该电流设定信号是电压，而该调光控制单元包括：

一个电流产生器，产生一充电电流对该电容器进行充电，且开始充电的时点由该起始信号决定，该电流产生器在接收到该结束信号后，停止对该电容器充电，并开始对该电容器放电，使其跨压变为0；

一个差动积分器，比较该检测信号与该电流设定信号，并积分、放大二者的差异后输出一参考电压，当该检测信号小于该电流设定信号时，增加该参考电压，而当该检测信号大于该电流设定信号时，减小该参考电压；及

一个比较器，比较该电容器的跨压与该差动积分器输出的参考电压，当该电容器的跨压大于该参考电压时，输出该结束信号。

11.一种用放电管用调光电路的控制方法，其特征在于：该调光电路适用于驱动至少一根放电管，并包含一个升压变压器，该升压变压器包括一个一次绕组及一个二次绕组，该二次绕组与该放电管电连接，且二者间谐振并产生一谐振电流，该方法的特征在于其包含以下步骤：

检测该放电管的电流大小，并输出一反应大小的检测信号；

借由比较该检测信号与一电流设定信号，调整与用来驱动该升压变压器的一次绕组的驱动信号的工作比对应的一个电容器的充电时间，且开始充电的时点由一起始设定值决定；及

根据一与该驱动信号的频率对应的计算值及该起始设定值以计数方式配合该电容器的充电时间合成该驱动信号的波形。

12.根据权利要求11所述的放电管用调光电路的控制方法，其特征在于还包含以下步骤：

检测该谐振电流的相位，并输出一反应相位的第一检测信号；及借由侦测该第一检测信号，调整该计算值。

13.根据权利要求12所述的放电管用调光电路的控制方法，其特征在于：调整该计算值的方式是使该驱动信号与该谐振电流的相位差为0。

14.根据权利要求12所述的放电管用调光电路的控制方法，其特征在于：还包含一步骤是根据一相位设定值以计数方式决定该驱动信号与该谐振电流的相位差。

15.根据权利要求11所述的放电管用调光电路的控制方法，其特征在于：还包含一步骤是在该电容器的充电时间超出合理范围时送出一异常信号。

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