CN101099319A - 频分通信系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及频分通信系统。正交频分通信系统确保了具有与时分双工相似的优点并且允许以更灵活的方式改变上行链路和下行链路之间的分配比，该正交频分通信系统包括经由上行链路和下行链路而相互连接的多个移动站和一个基站。在频率轴和时间轴上将多个互相正交的频率分配给所述上行链路和所述下行链路以及所述多个移动站。

Description

频分通信系统

技术领域

本发明涉及利用多个频率对上行链路传输和下行链路传输进行复用的频分通信系统。具体地说，本发明涉及一种其中频率关系为正交关系从而使得能够有效利用所使用的频率的正交频分复用(OFDM)方法。

背景技术

过去，对上行链路传输和下行链路传输执行无线电频率复用的通信系统采用频分双工(FDD)方法或时分双工(TDD)方法。

此外，在第三代移动电话系统中，与在W-CDMA(宽带码分多址)方法中使用的FDD方法相比，在TDS(时分同步)-CDMA(码分多址)以及其他系统中所采用的TDD方法，已通过针对上行链路信道和下行链路信道使用相同的频带，实现了频率的有效利用。

此外，存在以下优点：通过修改分配给上行链路传输和下行链路传输的时间的比例，可灵活地改变通信速度，并且可有效地提供非对称速率数据通信业务。

此外，通过针对上行链路传输和下行链路传输使用相同的频率，可预期上行链路/下行链路的相关性较高，因此在基站处可使用上行链路信道来估计下行链路信道状态。或者，在移动站处可使用下行链路信道来估计上行链路信道状态。

为此，可在TDD系统中无需反馈地执行在FDD系统中需要信道信息反馈的方法(例如，自适应调制、发送分集等)。

然而，在TDD系统中，为了防止上行链路/下行链路干扰，必须在上行链路传输与下行链路传输之间进行快速切换。这导致接收器和发送器的结构都更加复杂。此外，因为在TDD系统中上行链路/下行链路分配仅限于时间方向，所以在频率方向上有可能进行更灵活的分配。

在日本专利特开平第11-275036号中提出了这种技术的一个实施例。在CDMA/TDD方法中，使用具有TDMA结构的信号，并且通过仅在子帧的最后一个下行链路时隙中执行广播信道的发送和接收，可灵活地提供各种业务。

发明内容

因此，本发明的一个目的是提供一种正交频分通信系统，该系统不仅保持了与TDD(时分双工)系统相似的优点，而且还使得能够灵活地修改上行链路/下行链路的分配比。

在第一方面中，提供了一种实现了上述目的的频分通信系统，该频分通信系统具有通过上行链路和下行链路相连接的基站和移动站，并且该频分通信系统的特征在于，将两个频率分配给所述上行链路和所述下行链路。

在第二方面中，提供了一种实现了上述目的的频分通信系统，该频分通信系统具有通过上行链路和下行链路相连接的一个基站和多个移动站，并且该频分通信系统的特征在于，多个正交频率在频率轴和时间轴上被分配给所述上行链路和所述下行链路以及所述多个移动站。

在第三方面中，提供了一种实现了上述目的的频分通信系统，该频分通信系统是第二方面的系统，并且其特征在于：所述基站具有对所述上行链路/下行链路的通信量比进行监测的通信量监测部，并且根据由所述通信量监测部所监测出的所述通信量比来确定在频率轴和时间轴上对所述多个频率进行的分配。

在第四方面中，提供了一种实现了上述目的的频分通信系统，该频分通信系统是第一方面或第二方面的系统，并且其特征在于，分配给所述上行链路和所述下行链路的频率非常接近，使得频率差是使所述上行链路与所述下行链路之间的相关值较高的频率差。

在第五方面中，提供了一种实现了上述目的的频分通信系统，该频分通信系统是第四方面的系统，并且其特征在于，所述基站具有：SIR测量部，其针对上行链路的所述多个频率中的每个频率来测量信噪比(SIR值)；调制方法确定部，其根据所述SIR测量部的测量值来确定调制方法；以及调制部，其将由所述调制方法确定部确定的调制方法应用于所述多个频率中的对应频率。

在第六方面中，提供了一种实现了上述目的的频分通信系统，该频分通信系统是第四方面的系统，并且其特征在于，所述基站具有SIR测量部，所述SIR测量部针对上行链路的所述多个频率中的每个频率来测量信噪比(SIR值)，并且所述SIR测量部确定被分配给所述多个移动站中的每个移动站的频率的测量值的平均值，并且所述基站具有：调制方法确定部，其确定与所述平均值相对应的调制方法；调制方法确定部，其根据由所述SIR测量部确定的测量值的平均值来确定针对各移动站的调制方法；和调制部，其将由所述调制方法确定部所确定的调制方法应用于被分配给所述多个移动站的所述多个频率的每一个频率。

通过下面参照附图的详细说明，本发明的特征将变得更清晰。

通过本发明，可使用多个频率执行多信道上行链路传输和下行链路传输。例如，将正交频分复用(OFDM)传输中的子载波灵活地分配给上行链路传输和下行链路传输。由此，在保持与TDD(时分双工)方法相似的优点的同时，可灵活地修改对上行链路传输和下行链路传输的分配比。

附图说明

图1是总体上对采用普通正交频分复用(OFDM)方法的应用了本发明的收发器进行说明的图；

图2示出了帧结构；

图3说明了本发明的特征；

图4示出了当在基站与移动站之间形成上行链路和下行链路时，在时间轴和频率轴上对多个移动站进行分配的示例；

图5A到5C示出了基站与移动站#1以及移动站#2之间的帧信号的示例，并且说明了保护间隔(GI)的意义；

图6说明了基站的同步部的操作；

图7示出了基站的对子载波分配进行控制的基带部的配置的实施例；

图8说明了子载波分配/控制部33的操作；

图9示出了用于说明图8的配置的操作流程；

图10说明了用于确定信道分配模式的表的示例；

图11说明了根据本发明的与一自适应调制方法相结合的基站的实施方式；

图12是利用子载波进行多级调制的情况的概念图；

图13说明了在多级调制电路中共同确定针对多个子载波的调制方法的实施例；

图14示出了针对在W-CDMA通信中基站使用两个发送天线的情况的系统配置；

图15示出了将本发明应用于使用空间分集的基站的实施方式的配置；

图16示出了图15的实施方式配置的操作的概念；

图17说明了被应用于使用频率分集作为估计相干频带中的上行链路传播路径状态和下行链路传播路径状态的方法的情况的基站的实施方式的配置的实施例；以及

图18示出了图17的实施方式的操作的概念。

具体实施方式

下面，参照附图对本发明的实施方式进行说明。以下说明的实施方式旨在便于本发明的理解，本发明的技术范围不受这些实施方式的限制。

图1总体上解释了应用了本发明的普通正交频分复用(OFDM)方法的收发器。

在图1中，输入到发送器侧的传输数据按比特被分配到多个子载波。接着，IFFT转换器1进行快速傅立叶逆变换(IFFT)以将信号转换到时域。

P/S转换器2把被转换到时域的信号转换成串行信号，随后保护间隔(GI)插入电路3在各码元处插入保护间隔(GI)。

在此，如图2的帧结构所示，保护间隔(GI)具有：设置在开始的复制了IFFT数据(导频、有效码元)的末端规定时段部分的前保护间隔(GI)；和设置在末尾的复制了IFFT数据的开始规定时段部分的后保护间隔(GI)。一个码元时段是由前保护间隔、后保护间隔以及IFFT数据形成的。

添加有保护间隔(GI)的基带信号被D/A转换器4转换成模拟信号，并且在经低通滤波器5滚降(rolloff)之后被输入到调制器6。

调制器6利用该模拟信号来对一无线电频率下的载波7进行调制。来自调制器6的无线电频率信号经带通滤波器8限制带宽，而后被功率放大器9放大，并经循环器10从天线11发射出去。

从天线11输出的信号通过衰落传播路径并且被另一侧的接收器的天线11接收到。为了方便，使用图1的收发器配置来对另一侧的接收操作进行说明。

所接收的无线电频率信号被带通滤波器12、线性放大器13以及解调器14转换成基带信号。

然后，由低通滤波器15减小噪声，并且由A/D转换器16执行到数字信号的转换。此外，获得同步，在保护间隔去除电路17中从基带信号中去除保护间隔(GI)，并且针对每个码元提取用于FFT处理的数据。然后，由S/P转换器18将所提取的用于FFT处理的数据转换成并行信号，并且由FFT电路19执行快速傅立叶变换(FFT)以将该信号转换成频域子载波信号。

在具有上述配置的收发器中，如示出的帧结构所示，当对排列在频率轴上的多个正交子载波频率进行划分并且执行双工发送时，可以对上行链路传输和下行链路传输进行灵活的分配。

即，用于待经历快速傅立叶逆变换(IFFT)处理的发送数据的子载波可灵活地分配给上行链路和下行链路。

借此，不再需要高速上行链路/下行链路切换。此外，在时间轴上，也执行在上行链路与下行链路之间的时分分配。因此，与传统的时分双工(TDD)相比，可更灵活地修改上行链路/下行链路的分配比。

即，在图1中，快速傅立叶逆变换(IFFT)部10将来自发送站的发送信号分配到正交频率的一部分。因为上行链路信号和下行链路信号被分配给不同的子载波，所以针对在接收侧上所分配的子载波而言，发送侧的IFFT部输入为“0”。

另一方面，在接收侧上仅使用在由快速傅立叶变换(FFT)部19进行了FFT之后在接收侧上分配的子载波的输出。

通过在天线11处设置循环器10，可在一定程度上抑制发送信号泄露到接收器中。然而，即使存在一些泄漏，在接收侧也可通过FFT去除正交分量。

图4是当在基站与移动站之间配置上行链路和下行链路时在时间轴(t)和频率轴(f)上对多个移动站(在图4的示例中为两个移动站，#1和#2)进行分配的示例。

在图4中，例如，“Up#1”是移动站#1的上行链路，即，分配给从移动站#1发送到基站的信号的上行链路。虽然对于移动站#1，上行链路和下行链路的分配是对称的，但是对于移动站#2，该分配是不对称的。

这样，考虑到通信量的非对称性，对于每个移动站都可以进行分配。此外，按使得上行链路分配频率与下行链路分配频率之间的间隔尽可能小的方式进行分配。于是，可在基站处(使用嵌入帧的开始处的码元时段中的导频码元；见图2)执行上行链路信号信道估计，并且当有必要时，可以执行内插和其他操作以高度可靠地对下行链路信号信道进行估计。

这意味着基站和各移动站在不用互相发信号的情况下就可以共享上行链路信道信息和下行链路信道信息。此外，通过借助正交频分复用(OFDM)来有效地利用频率，频率使用的效率等同于时分双工(TDD)方法的效率。

图5示出了基站与移动站#1以及#2之间的帧信号，并且解释了保护间隔(GI)的意义。

图5A示出了基站中的下行链路发送信号和从移动站#1和#2接收的上行链路信号。基站具有同步部，如图6所示。在图6中，由同步位插入电路23不断地向移动站#1和#2中的每一个发送同步概率信号。同时，检测电路21使用从移动站发送的上行链路信号中的保护间隔(GI)来检测来自移动站#1和#2中的每一个的上行链路信号的接收定时。定时比较器22将检测到的接收定时与发送定时进行比较。

当下行链路发送信号帧边界(T_D)滞后时，向移动站的每一个发送用于提前发送定时的命令，而当下行链路发送信号帧边界(T_D)领先时，向移动站的每一个发送用于延迟发送定时的命令。借此，能够同时保持下行链路发送定时a₀以及移动站#1和#2的上行链路接收定时b₁和c₁。

即，图5B示出了移动站#1中的下行链路接收信号和上行链路发送信号。出现了具有延迟时间τ₁的时间偏移，其等同于基站与移动站#1之间的传输时间。因此，相对于基准时间T_D，在T_D+τ₁时刻接收到来自基站的下行链路发送信号a₀作为下行链路接收信号a₁。另一方面，根据来自基站的用于提前发送定时的命令，在T_D-τ₁时刻发送在基站处作为接收信号b₁而接收的来自移动站#1的发送信号b₀。

图5C示出了移动站#2中的下行链路接收信号和上行链路发送信号。类似地是，出现了具有延迟时间τ₂的时间偏移，其等同于基站与移动站#2之间的传输时间。因此，相对于基准时间T_D，在T_D+τ₂时刻接收到来自基站的下行链路发送信号a₀作为下行链路接收信号a₂。另一方面，根据来自基站的用于提前发送定时的命令，在T_D-τ₂时刻发送在基站处作为接收信号c₁而接收的来自移动站#2的发送信号c₀。

此外，在图5B和5C中，移动站#1和#2与下行链路发送信号a₁和a₂的有效码元的开始处相一致地执行FFT处理。因为图6所示的上述同步部保持了上行链路/下行链路的正交性，所以可从接收信号中去除由发送信号所引起的干扰。

此外，当由于多径而引起的延迟扩展(delay spreading)的效果小于前保护间隔的长度(T_{GI_FRONT})时，能够实现完全去除。在移动站进行接收时，与下行链路接收信号的有效码元的开始处相一致地执行FFT。当传播延迟时间(τ₁，τ₂)的两倍小于后保护间隔的长度(T_{GI_REAR})时，能够从接收信号中完全去除发送信号的干扰。

此外，针对下行链路信号的延迟扩展，与上行链路信号相似，当延迟扩展小于前保护间隔的长度(T_{GI_FRONT})时，能够实现完全去除。

在此，当应用本发明时，基站在考虑来自各移动站的接收质量估计值和各移动站的通信量非对称性的情况下，确定对移动站的各子载波的分配和上行链路/下行链路分配。

在发送侧移动站中，将发送码元分配给所分配的子载波，将“0”分配给其他频率，并由IFFT电路1执行快速傅立叶逆变换处理。另一方面，在接收侧移动站中，在FFT电路19进行了快速傅里叶变换处理之后，在随后的信号处理中仅使用所分配的子载波。

因为必须预先向移动站通知所分配的子载波，所以要准备下行链路控制信道等。当使用专用子载波作为控制信道时，如果控制数据例如为d_c而其他个体数据为d_d，则利用频率f₀下的子载波对这些数据进行正交调制，结果如下公式(1)所示。

[公式]

u₀(t)＝(d_c+jd_d)·exp(j2π∫₀t)    ...(1)

在移动站处，通过对上述d_c进行解码，可接收到来自基站的控制信息。

图7示出了基站的控制子载波分配的基带部的配置的实施例。在基站的发送侧，在IFFT电路1进行快速傅立叶逆变换处理之前，执行子载波分配。

对到达多个移动站1至N中的每一个的下行链路发送数据执行由编码器30和调制器31所执行的编码和调制处理，并且将结果输入到子载波分配电路32。

另一方面，在基站的接收侧，接收信号经历由FFT电路19进行的快速傅里叶变换处理，接着被输入到子载波选择电路34。子载波分配电路32和子载波选择电路34由子载波分配/控制部33来控制。

下面参照图8来解释子载波分配/控制部33的操作。在图8中，由下行链路数据产生部300来表示图7中的发送侧编码电路30和调制器31，并且由上行链路数据解码部301来表示接收侧信道估计/解调电路35和解码电路36。此外，在IFFT电路1的后一级设有高频电路部40，在FFT电路19的前一级设有高频电路部41。此外，还设置有上行链路/下行链路通信量比监测器302。

图9示出了用于解释图8的配置的操作流程。参照该流程图，上行链路/下行链路通信量比检测器302监测针对每个用户(移动站)输入到下行链路数据产生部300的数据通信量以及输出到上行链路数据解码部301的数据通信量，并且定期确定上行链路/下行链路通信量比(步骤S1)。

子载波分配/控制部33将通信量比检测电路监测到的上行链路/下行链路通信量比作为通信量信息来输入，并以使得信道分配总为最优的方式对子载波分配电路32和子载波选择电路34进行控制。

即，基于该通信量信息，如果计算出的上行链路/下行链路通信量比与先前值相同(在步骤S2中为“否”)，则子载波分配/控制部33不改变信道分配。

如果该上行链路/下行链路通信量比不同于先前值(在步骤S2中为“是”)，则根据图10所示的表的示例来确定信道分配模式(步骤S3)。例如当从1∶1变为2∶1时，分配从1号模式变为2号模式，并且按此方式对子载波分配部32进行控制。因为该分配信息必须在下行链路控制信道上发送以通知移动站MS，所以该信息还被传递到下行链路数据串产生部300(步骤S4)。

此外，对子载波选择部34进行控制，使得基于该分配信息来执行对所选择子载波的添加和删除(步骤S5)。

在此，已知通过自适应调制来提高数据传输率的方法，其中根据无线电环境(接收信号对噪声的比(SIR：信号对干扰功率比))来改变调制方法和编码率。

例如，在无线电基站处，当无线电接收状态差时(当SIR低时)使用QPSK，而当接收状态好时使用16QAM调制方法。可能存在调制方法以及编码率都改变的情况。即，可根据接收环境自动执行选择，从而在接收状态差时使用具有强大纠错性能的代码，而在接收状态好时使用具有较弱纠错性能的代码。

这样，针对无线电环境的状态，使调制方法和编码率的组合最优化，从而能够提高数据传输率。

本发明可与这种自适应调制方法相结合。图11说明了根据本发明的与一自适应调制方法相结合的基站的实施方式。

在图11中，在接收侧，子载波选择部34使用在前面的实施方式中说明的方法来判断对各用户的子载波频率分配，并且接收选择电路402仅选择进行解调所必需的信号。

在发送侧，在调制之前，发送选择部400利用由子载波选择部34所选择的子载波来发送“0”。

在接收侧，由解调器35对各个所选择的子载波执行解调并且由信道估计部403对各个所选择的子载波执行信道估计，并且SIR测量部404计算SIR值。

然后，SIR值比较部406将计算出的SIR值与阈值进行比较，并且调制方法确定部407根据预先制备的表来确定调制方法。

另一方面，在发送侧，子载波分配部32和发送选择部400再次使用在前面的实施方式中描述的方法来分配和选择子载波频率，并且多级调制部401针对各用户(移动站)，执行对经并行转换位串的多级调制。

在此，图12是对各子载波的多级调制的概念图。图12仅提取并示出了与图12有关的部分。

在图12中，多级调制部401具有与子载波相对应的多个多级调制电路。信道估计部403执行信道估计，并且SIR测量部404计算SIR值。然后，由SIR值比较部406将计算出的SIR值与阈值进行比较，并且在调制方法确定部407中，根据预先制备的表来确定对子载波的调制方法。

多级调制部401的多个多级调制电路中的每一个根据这些确定由此确定的调制方法，利用从发送选择部400输入的数字信号d₀来执行调制。

如图13所示，SIR测量电路404可以确定分配给各用户(移动站)的多个子载波(例如，f₁，f₃，f₅)的平均SIR，该平均SIR被与一SIR阈值进行比较，并且在规定条件下，可在多级调制部401的多级调制电路中共同为对应的多个子载波确定调制方法。

为了说明本发明的应用的其他实施例，作为发送分集的一个实施例，对W-CDMA(其为第三代移动通信系统)中的闭环发送分集进行说明。

在W-CDMA中，采用其中使用两个发送天线的方法。图14示出其中使用两个发送天线的情况下的系统配置。导频信号产生部500产生互相正交的导频码型P₁和P₂，并将导频码型P₁和P₂从基站的两个发送天线AA和AB发送出去。

在移动站的接收侧，通过接收天线AC接收到导频码型P₁和P₂，并且控制量计算部501计算已知导频码型与所接收导频信号之间的相关性。

基于计算出的相关性，可以估计从基站的各发送天线AA和AB到移动站接收天线AC的信道脉冲响应矢量 h ₁和 h ₂。

利用该信道估计值，计算基站的各发送天线的使功率PW最大化的振幅和相位控制矢量(权矢量)：

[公式]

w＝[w₁，w₂]^T    ...(2)

接着通过对结果进行量化，且通过在复用电路502中利用信道信号将结果复用为反馈信息，将该信息从发送天线AD发送到基站。

然而，不必发送相位控制矢量(权矢量)中的全部两个值w₁和w₂；当该矢量被确定为w₁＝1时，仅发送w₂的值就足够了。

在此，功率PW由公式(3)表示。

[公式]

PW＝ w ^HH^HH w    ...(3)

[公式]

H＝[ h ₁， h ₂]    ...(4)

在公式(3)中，分别来自天线AA和AB的 h ₁和 h ₂形成信道脉冲响应矢量。

如果脉冲响应长度为L，则 h ₁由下面公式(5)来表示。

[公式]

h _i＝[h_i1，h_i2，…，h_iL]^T    ...(5)

在软切换时，代替公式(3)，计算如公式(6)所给出的使功率最大化的控制矢量。

[公式]

PW＝ w ^H(H₁ ^HH₁+H₂ ^HH₂+…) w    ...(6)

在此，H_k是对来自第k基站的信号的信道脉冲响应。

在W-CDMA中，规定了两种方法，它们是将加权因子w₂量化到1位的模式1以及将加权因子w₂量化为4位的模式2。

在模式1中，通过在每个时隙发送1位反馈信息来执行控制，使得在控制速度快时，量化粗糙，因此无法进行精确控制。

另一方面，在模式2中，控制采用4位的信息，使得可进行更精确的控制；另一方面，在每时隙发送1位，在4个时隙上发送了1个字的反馈信息。因此，当衰落频率高时，无法追踪衰落，并且特性发生劣化。

因此，当用于发送反馈信息的上行链路信道信号传输速率受限时，要在控制精度与衰落追踪响应之间进行权衡。

在W-CDMA Release 99规范中，为了避免由于发送反馈信息而降低上行链路信道传输效率，没有考虑使用多于两个发送天线的情况。然而，为了增加反馈信息的量并且允许更新速率降低，可以扩展到三个或更多个天线。

当存在N个发送天线时，在无线电基站处使用不同的发送天线来发送N个互相正交的导频信号P₁(t)，P₂(t)，…，P_N(t)。

这些导频信号的关系如公式(7)所示。

[公式]

∫P_i(t)P_j(t)dt＝0(i≠j)  ...(7)

在上面的公式(6)中，各导频信号经受由于衰落而引起的振幅和相位变化，并且这些信号的合成被输入到移动站接收天线AC。

在移动站的接收器中，通过由控制量计算部501确定所接收导频信号与P₁(t)，P₂(t)，…，P_N(t)的相关性，能够估计针对各导频信号的信道脉冲响应矢量 h ₁， h ₂，…， h _N。

利用这些信道脉冲响应矢量，如公式(8)所示，可针对基站的各发送天线来计算使功率PW最大化的振幅和相位控制矢量(权矢量)；

[公式]

w＝[w₁，w₂，…，w_N]^T

对计算结果进行量化并利用上行链路信号将结果复用为反馈信息，并将该信息从天线AD发送到基站。

然而，在此情况下也同样，当确定了值w₁＝1时，仅发送w₂，w₃，…，w_N的值就足够了。

[公式]

PW＝ w ^HH^HH w             ...(8)

[公式]

H＝[ h ₁， h ₂，…， h _N]    ...(9)

在基站侧，反馈信息由接收天线AE接收，并且由反馈信息提取电路503提取。反馈信息提取电路503基于所提取的反馈信息来控制振幅/相位控制电路504。

因此，在W-CDMA系统中的闭环发送分集中，采用将下行链路功率作为反馈信息从移动站发送到基站这种配置。

应用本发明，通过根据相干频带中的上行链路传输来估计下行链路传输的传播路径状态，可以省略来自移动设备的反馈。

图15示出了采用空间分集的基站应用了本发明的实施方式的配置，而图16示出了该实施方式的操作的概念。

图15所示的基站配置具有属于第一天线11a的发送/接收系统和属于第二天线11b的发送/接收系统。

在该基站中，从由两个天线11a和11b接收到的信号中提取针对特定用户的信号。在图15所示的实施方式中，移动设备1将各子载波f₀、f₂、f₄用于下行链路，并将f₁、f₃、f₅用于上行链路。

例如，在对下行链路传输中的子载波f₀进行传播路径估计时，移动设备1使用与子载波f₀正交的子载波(即，在上行链路中使用的相邻子载波f₁)的信道估计值。

即，在图15中，子载波选择部34a从第一天线11a所接收到的上行链路信号中选择了子载波f₁的信号，并且由信道估计部403a执行信道估计。类似地，子载波选择部34b从第二天线11b所接收到的上行链路信号中选择了子载波f₁的信号，并且由信道估计部403b执行信道估计。

将这些估计值输入相位/振幅比较部410，并且如图16所示，振幅/相位比较部410在振幅和相位方面对天线11a的f₁的信道估计值与天线11b的f₁的信道估计值进行比较；基于该比较结果，复数权值产生部411对公式(2)所示的使上面的公式(3)的功率PW为最大的权矢量进行计算。然后，乘法器413对计算出的权矢量执行乘法，从而对下行链路功率进行控制。

图17说明了采用频率分集的基站的配置的实施例，作为根据相干频带内的上行链路传输来估计下行链路传播路径状态的方法。图18示出了该实施例的操作的概念。

本实施方式是使用频率分集的情况下的实施例，但与针对空间分集的图15和图16所示的实施方式相似，在下行链路传播路径估计中可使用相邻载波的信道估计值，从而可以省略来自移动设备的反馈。

在图17和图18中，为了确定针对其执行频率分集的子载波f₀和f_n的下行链路传播路径状态，例如，针对子载波f₀，使用相邻的正交子载波f₁，而针对子载波f_n，使用相邻的正交子载波f_n+1。

在子载波选择部34中，选择了子载波f₁和f_n+1，由解调器35进行解调，并由信道估计部403进行信道估计。然后，由相位/振幅比较部410针对信道估计值执行振幅和相位的比较，并且复数权值产生部411基于该比较结果，以使上面的公式(3)中的功率PW为最大的方式，如公式(2)所示地对权矢量进行计算。然后，计算出的权矢量由乘法器413执行乘法，从而控制下行链路功率。

在图17和图18的实施方式中，选择具有低相关性的频率作为子载波f₀和f_n，从而获得了尽可能多的分集效果。另一方面，针对下行链路传输，进行调制并且在具有相同复数码元串d₀的不同子载波f₀和f₁上发送数据。针对未使用的载波以及用于上行链路的载波，插入“0”。

已经利用OFDM对本发明的各方面进行了描述，但是在上行链路与下行链路子载波频率之间不需要有正交关系。应用于简单的FDM系统也是可行的。

工业实用性

如上所述，通过利用正交的频率对上行链路传输和下行链路传输执行复用，能够对上行链路传输和下行链路传输进行灵活的分配。因此，能够提供在保持了与TDD(时分双工)通信相似的优点的同时能够灵活地修改上行链路/下行链路的分配比的系统。

本申请是2005年1月14日提交的国际申请PCT/JP2005/000399的延续部分。

Claims (6)

1、一种频分通信系统，所述频分通信系统具有通过上行链路和下行链路相连接的基站和移动站，其中，两个不同频率被分配给所述上行链路和所述下行链路。

2、一种频分通信系统，所述频分通信系统具有通过上行链路和下行链路相连接的一个基站和多个移动站，其中，多个不同频率在频率轴和时间轴上被分配给所述上行链路和所述下行链路以及所述多个移动站。

3、根据权利要求2所述的频分通信系统，其中，所述基站具有对所述上行链路和所述下行链路的通信量比进行监测的通信量监测部，并且所述多个频率在频率轴和时间轴上的分配是根据由所述通信量监测部监测到的通信量比来确定的。

4、根据权利要求1或权利要求2所述的频分通信系统，其中，分配给所述上行链路和所述下行链路的频率具有非常接近的频率差，使得所述上行链路与所述下行链路之间的相关值较高。

5、根据权利要求4所述的频分通信系统，其中，所述基站包括：SIR测量部，其针对所述上行链路的所述多个频率中的每个频率来测量信噪比，即SIR值；调制方法确定部，其根据所述SIR测量部的测量值来确定调制方法；以及调制部，其将由所述调制方法确定部确定的调制方法应用于所述多个频率中的每个频率。

6、根据权利要求4所述的频分通信系统，其中，所述基站包括SIR测量部，所述SIR测量部针对所述上行链路的所述多个频率中的每个频率来测量信噪比，即SIR值，并且所述SIR测量部确定针对被分配给所述多个移动站中的每个移动站的频率的测量值的平均值，并且所述基站还包括：

调制方法确定部，其根据由所述SIR测量部确定的测量值的平均值来确定与各移动站相对应的调制方法；和

调制部，其将由所述调制方法确定部确定的调制方法应用于被分配给所述移动站的所述多个频率中的每个频率。

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