CN101088219A - 多步骤非线性时间离散处理 - Google Patents

多步骤非线性时间离散处理 Download PDF

Info

Publication number
CN101088219A
CN101088219A CNA2004800446873A CN200480044687A CN101088219A CN 101088219 A CN101088219 A CN 101088219A CN A2004800446873 A CNA2004800446873 A CN A2004800446873A CN 200480044687 A CN200480044687 A CN 200480044687A CN 101088219 A CN101088219 A CN 101088219A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
continuous treatment
sampling delay
decimal
treatment step
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CNA2004800446873A
Other languages
English (en)
Other versions
CN100557972C (zh
Inventor
R·赫尔伯格
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Original Assignee
Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB filed Critical Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Publication of CN101088219A publication Critical patent/CN101088219A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN100557972C publication Critical patent/CN100557972C/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00—Networks using digital techniques
    • H03H17/02—Frequency selective networks
    • H03H17/0248—Filters characterised by a particular frequency response or filtering method
    • H03H17/0261—Non linear filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00—Networks using digital techniques
    • H03H17/0009—Time-delay networks
    • H03H17/0018—Realizing a fractional delay
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00—Networks using digital techniques
    • H03H17/02—Frequency selective networks
    • H03H17/06—Non-recursive filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H2218/00—Indexing scheme relating to details of digital filters
    • H03H2218/12—Signal conditioning

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)
  • Communication Control (AREA)
  • Use Of Switch Circuits For Exchanges And Methods Of Control Of Multiplex Exchanges (AREA)
  • Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
  • Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)

Abstract

提供一种非线性处理装置(1)，其中小数延迟滤波器(20)－与处理步骤中所用的采样率相比的小数－用于连续处理步骤(10)之间。还提供一种相应的方法。小数延迟(20)将原始采样中间的信号呈现给非线性处理(30、40)。由此可以获得更低的采样率或更高的信号质量。所谓的小数采样延迟根据带宽、信道的数目、非线性处理步骤(10)的数目及其它变化因素对于不同的系统优选地进行不同的选择。本发明的多步骤非线性处理(10)的概念优选地用于级联的非线性修改和/或滤波步骤(10)之内。

Description

多步骤非线性时间离散处理
技术领域
本发明通常涉及用于非线性时间离散处理的装置和方法，并且尤其涉及在相互级联的多于一个处理步骤中执行的这种处理。
背景技术
在许多系统中，需要非线性地处理信号，从而信号保持在特定的(恒定的或依赖信号的)边界内。通常还希望该信号保持在特定的带宽之内。尤其在无线电信号应用中，这保证不溢出到邻近的信道中或超出辐射光谱的限制。
当非线性处理和滤波迫使时间离散信号保持在特定边界之内时，这样通常只能保证在样品瞬间。当时间离散信号转变为时间连续的形式时，或上采样到更高的采样率时，通常展示出超越设置的边界之外的溢出，有时远远超出边界之外。通常，较低的过采样比(OSR)和更急速的非线性处理将引起在上采样或转变为时间连续的形式之后才能看到的更大溢出。
该问题传统的解决方案是从开始就以足够高的速度执行非线性/滤波处理。这种解决方案的问题在于以较高的采样率(较高的OSR)的处理在每秒的操作、硬件的数量、或功耗的方面而消耗更多的成本。
发明内容
现有技术普遍存在的问题在于当时间离散信号转变为连续信号时需要高采样率以便抵抗伪信号。这又需要更多的计算能力、更多的硬件并且消耗更多的功率。
因此，本发明通常的目的在于提供一种非线性时间离散处理，其不易于产生伪信号。与此类似的另一目的在于提供一种非线性时间离散处理，其需要较小的采样率以产生同样的信号质量。一个次要的目的在于提供一种非线性时间离散处理，其需要较少的硬件总量。
上述目的通过根据所附权利要求的方法和装置来实现。通常，本发明利用连续处理步骤之间的小数延迟滤波，与在上述步骤中所用的采样率比较的小数，以将原始采样之间的信号呈现给非线性处理。因此能获得较低的采样率或较高的信号质量。基本思想是通过每个步骤内或每个步骤之间的采样的小数来延迟信号，因此用于后面步骤中的信号采样位于前一步骤中所用的采样时刻之间。所谓的小数采样延迟优选地根据带宽、信道的数目、非线性处理步骤的数目以及其它变化因素对于不同的系统优选地进行不同的选择。本发明的多步骤非线性处理概念优选地用于级联的非线性修改和/滤波步骤之内。
本发明的解决方案通常应用于通信及其它系统，尤其是多载波和多用户系统中的许多问题。
该多相位非线性处理使得利用低OSR成为可能，这导致每秒较少数目的操作、减少了硬件需求并减少了功耗。可替换地，当利用相同的OSR时，所得到的信号的质量变得更高。
附图的简要描述
参考下面的说明书和附图能更好地理解本发明及其进一步的目的和优点，附图中：
图1A-D示出了现有技术的非线性时间离散信号处理及其产生的伪像的示例；
图2A-B是在本发明的实施例中两个连续步骤中说明采样相位的图形；
图3是根据本发明的多步骤(multi-step)非线性处理装置的实施例的示意图；
图4是根据本发明的多步骤非线性处理装置的另一实施例的示意图；
图5A是说明由现有技术的系统的实施例产生的振幅分布的图形；
图5B是说明由根据本发明的系统的实施例产生的振幅分布的图形；
图6是动态漏偏压放大器类型的布置的实施例的框图，其中可应用本发明；
图7是图6的放大器布置的包络检测器的框图；
图8是Chireix PA布置的实施例的框图，其中可应用本发明；
图9是动态栅偏压PA布置的实施例的框图，其中可应用本发明；
图10是根据本发明的方法的一个实施例的主要步骤的流程图；以及
图11是根据本发明的方法的另一实施例的主要步骤的流程图。
详细描述
在图1A-D中，图形说明了对于时间离散信号现有的非线性信号修改效果的一个示例。在图1A中接收连续信号100。现在想将信号100修改为保持在虚线102表示的阈值振幅之下。这样减小了峰值均值比，这是非线性信号修改的一个典型示例。这里假定信号修改被数字化地执行，即利用连续信号102的时间离散表示法执行。因此该信号利用特定的采样率被数字化。采样率与采样120之间的采样间间隔或时间差成反比。较大的采样间间隔对应于较低的采样率，反之亦然。在图1B中，信号正在被数字化，且由一组时间离散的值104表示。数字非线性信号修改在时间离散信号上执行以除去超出了阈值102的一部分信号。结果示出在图1C中。修改的信号现在由一组修改值106表示。数字非线性处理保证：施加于上述非线性修改的需求(在这种情况下是信号必须保持在阈值102之下的需求)至少在值106的时刻，即采样点处得以满足。然而，当从所述组时间离散修改值106中获取连续的或上采样(upsampling)的信号时，图1D中诸如曲线108的结果可以作为结果。在数字非线性处理的采样点处该需求仍然有效，但是在这些采样点之间存在较大的差异(discrepancy)。
现有技术中已经知道了该效果，且该效果通常通过增加采样率，即从开始的初始值之间引入更多的采样得以解决。然而，这种增加的过采样率也将增加计算的复杂性、对硬件的需求以及功率的损耗。
在一个系统中，在多个连续步骤中执行时间离散非线性信号处理的地方可应用本发明。在第一处理步骤中，图2A中点110表示的时间离散采样被用作输入值。这些时间离散采样具有特定的采样率，由此具有特定的采样间间隔120。第一步骤的结果保证极限需求在采样点处得以满足。然而，当从第一步骤到第二步骤输入修改的采样时，根据本发明修改该采样。图2B说明了这种情况。图2B中圆圈表示的采样111表示第一步骤的输出处的修改信号。该采样位于与第一步骤的输入采样处相同的时间位置(或将采样时间偏移一个整数)。根据本发明，取而代之地，第二步骤的输入信号包括由圆点表示的采样112，其位于第一步骤的采样输入之间的时间中。取代将信号采样移动整数个采样时间，则在步骤与步骤之间引入了“小数”延迟，导致了采样有时不与前一步骤中采样的时间冲突。
第二步骤中的非线性信号修改现在将在与前一步骤中执行修改的采样点不同的采样点处修改信号。当返回到连续信号时最坏的伪像情况将在这种方式中被避免。尤其当甚至包括更多步骤时，所有步骤都处理位于不同时间位置处的采样，因而大大地减少了伪像的风险。
图3示出了根据本发明的非线性数字信号修改装置1的一个实施例的示意图。在输入端IN处接收输入数字信号。该输入数字信号通过一系列级联的处理步骤10进行处理。每一步骤10执行输入信号的非线性处理并产生修改的输出信号。因此，随后步骤10具有在特定的实施例中被延迟的前一步骤的输出信号作为输入信号。各步骤10在配置上可以相似或相同，但是这不是完全必须的。本发明还在下述系统中执行，在该系统中一个或多个处理步骤在配置上可完全不同。
在本实施例中，步骤10的输入信号21连接于非线性数字处理器30。非线性数字处理器30产生表示输入信号21和目标信号之间的差异信号的插入数字信号41。该插入数字信号41在通常情况下不受带宽的限制。在本实施例中该插入数字信号41连接于带宽减少滤波器40，以便修改插入数字信号41使得与带宽限制相符。带宽受限制的插入数字信号在加法器50中与输入信号结合以产生处理器步骤10的输出信号。通常，非线性数字处理器30以及带宽减少滤波器40花费一些时间处理该信号。因此为了使输入信号21和带宽受限制的插入数字信号同步，延迟装置25插入在处理器步骤的输入和加法器50之间。
根据本发明，小数延迟滤波器20连接在前一处理器步骤的输出和随后处理器步骤的输入之间。在本实施例中，随后处理器步骤执行第一步骤中类似的处理，但是现在具有位于第一步骤的采样点的位置之间的采样点。在执行了n个处理步骤之后，来自最后处理器步骤的输出信号在输出OUT处呈现为非线性数字信号修改装置1的输出信号。
在受传统影响的实施例中，带宽受限制的插入数字信号和输入信号的组合对于带宽受限制的插入数字信号利用一致(unity)的插入因子k1-kn执行。然而，通过利用不一致(non-unity)的插入因子k1-kn，尤其通过连续增加插入因子k1-kn，可获得改进的收敛行为。
在图3的实施例中，小数延迟的引入发生在处理器步骤10“之间”。然而，本发明一个重要的特征在于在两个连续处理步骤的相应部分之间，例如两个连续处理步骤的输入之间存在小数延迟差异。因此非线性处理将在时间不同的采样点处执行。然而，引入小数延迟的实际位置并不十分重要。通常在实际的小数延迟滤波器中存在多个采样的延迟(名称暗示的小数采样除外)。这样增加了算法实现的等待时间，在某些情况下可能是不利的。作为该等待时间问题的解决方案，小数延迟可以加入到滤波器或原始实现的延迟中。
图4示出了在处理步骤中隐含地具有小数延迟的非线性数字信号修改装置1的实施例。在步骤10中，如先前的实施例输入信号21是在非线性数字处理器30中处理的。然而，此处滤波器40包括小数延迟20，从而与输入信号结合的信号具有不同于输入信号21的采样点。为了补偿这一点，前一实施例中的延迟装置25改变为小数延迟滤波器20’，使输入信号21与从滤波器40输出的小数延迟同步。小数延迟滤波器20’必须与整个滤波器40具有相同的整数和小数延迟，整个滤波器包括小数延迟20加上非线性处理装置30中的延迟。由此滤波器40必须设计为除了对信号进行校正滤波之外还进行小数延迟。通常这是容易的，且不增加滤波器的长度(接头的数目)。然而，通常给出不对称的滤波器，对于相同的接头数目这样需要更多的乘法器。
即使该步骤的输出发生为具有分数延迟采样点的信号，实际的非线性处理也在原始采样点处执行。然而，下一步骤将在小数延迟采样点处执行非线性处理。
整数延迟除了微不足道的线性相位之外没有频率依赖性。另一方面，小数延迟在所有频率上不可能是理想的。它们根据实现的复杂性在变化程度中具有频率依赖性延迟或频率依赖性振幅响应，或者两者都有。因此，通常，这些滤波器在信号占据的部分光谱中对于低延迟纹波(delay ripple)和振幅纹波是最优的。
小数延迟序列的示例为：1/4，1/4，1/4，-3/8，-1/4，-1/4，-1/4，3/8(采样)，该小数延迟序列可用于具有瑞利振幅统计、多载波或多用户情况的两个25MHz宽的信道，其由在复杂采样率为150MHz上处理的50MHz分离。该延迟可通过手工或计算机仿真得以优化为特定的应用。
如果图3和4中的非线性数字处理器30设置为峰值分离器，且处理的信号和输入信号的结合以减号发生，则该非线性数字信号修改装置1运行为峰值均值比(PAR)减小装置。PAR减小也称之为减小或限幅。PAR减小增加了功率放大器(PA)的效率及平均输出功率。目标在于减小输出信号的峰值振幅偏移，同时根据光谱屏蔽和相邻信道功率比(ACPR)规范将光谱膨胀保持在特定的限制之内。同时频带内误差应该保持在特定的限制之内，例如误差向量振幅(BVM)规范。在运行为PAR减小装置的图3的实施例中，峰值分离器30分离超出特定振幅阈值T的部分输入信号21。换句话说，在PAR减小中，非线性处理中所用的边界通常是恒定的，且仅应用于信号的振幅部分。由此边界横跨复杂平面中的圆形。滤波器40保证分离的信号保持在带宽需求之内，然后从合成器50的(延迟)输入信号中减去滤波信号。
包括峰值均值比(PAR)减小系统的模型系统用于仿真本发明的结果。典型信号分布被引入，且振幅阈值被设置为相对振幅1。为了除去振幅超过1的信号的峰值，具有特定采样率的现有系统用于非线性地滤波信号。为了仿真转变为连续的信号，该结果接下来利用较大因子被上采样。该结果示出在图5A的图形中。PAR减小确实除去了一些原始显示振幅大于1的分布，可以看出其为恰好在振幅1之下的小“扰动”。然而，如所有人看到的，尽管现有的PAR减小，但是存在从振幅1向上延伸的“尾部”114。该尾部源于通过峰值分离器的溢出，因为它们发生在上采样之前的(低)处理率处的采样之间。
相同的程序在根据本发明的系统中重复。其结果示出在图5B的图形中。此处，尾部几乎完全去除，这意味着输出信号的PAR通过使用本发明而大大地降低了。
本发明可有利地应用于多个不同的系统中。在多个这种系统中，非线性修改通常以迫使信号保持在可以是恒定或依赖于信号的边界中的形式提出。该边界可以是单边的或多边的或应用于极性信号的振幅或相位部分。如上所述，在PAR减小中，该边界通常是恒定的，且只应用于信号的振幅部分。在类似包络抑制还原(EER)的放大器布置中，边界通常是信号振幅依赖型的且是单边的。对于诸如EER的非线性处理在具有依赖信号边界的应用中，必须与处理的信号一起提供参考信号。然后该参考信号必须与处理的信号具有相同的延迟，包括每一步骤中的小数采样延迟。
EER型的发生器系统3的实施例示出在图6中。该系统的目的在于将PA 74的漏极端电压保持在所需的最小值上方一点以使效率最大化，同时限制其带宽，该最小值大部分与放大信号的包络线成正比。在漏极电压放大器70中较低的带宽给出了增加的效率，放大器70通常为开关模式的放大器。漏极电压由非线性处理单元1产生，优选地根据本发明的原理设置。非线性处理单元1连接于输入信号并产生依赖于输入信号的包络线的漏极电压。为了给出随着输入电压线性放大的输出电压，动态调制器72根据所获得的漏极电压调整输入信号。
适合于图6的发生器系统3的非线性处理单元1的一个实施例在图7中示出。该非线性滤波器1基于适合于实现小数延迟的多步骤方法。从输入IN提供输入信号到包络线检测器64，该包络线检测器64提取输入信号的包络线。包络线信号连接于产生参考信号的处理单元66。如果不考虑带宽，该参考信号是理想的信号。通常，该参考信号等于或接近包络线的线性函数。然而，在通常情况下，参考信号可以是包络线信号的任一函数F1。
该包络线信号还提供到另一处理单元33，该处理单元为了获得电源电压的处理而产生种子信号41。在本实施例中处理单元33给出种子信号，其是包络线信号的函数F2。为了进一步限制允许范围内的带宽，该种子信号连接于低通滤波器40，给出适当带宽的种子信号作为到非线性处理单元1的下一步骤的输入。
根据本发明，发送到处理过程的下一步骤的信号经历小数延迟。在本实施例中，该小数延迟20包括在滤波器40中。为了在输入到下一步骤时使参考信号和种子信号同步，参考信号还必须以相应的方式在小数延迟单元20”中被延迟。因此小数延迟单元20”还补偿了两个信号分支之间的任何其他延迟差异。
图7的非线性处理单元1号包括另外多个非线性信号处理步骤10。在该实施例中，各步骤基本上是相同的，除了下面要进一步描述的再插入因子之外。参考信号9和种子信号21被提供到装置30中以提供插入信号。减法器32连接于参考信号9和种子信号21以提供两者之间的差值。例如减法器32可如图7所示的实现为负种子信号21的加法器。该差值接下来在整流器31中被整流，提取该差值信号中正的部分以产生插入信号41。该插入信号41表示对种子信号21的增加，其产生根本没有负脉冲信号(undershoot)的输出信号。然而，原始的插入信号41不符合带宽限制。因此，插入信号41连接于滤波器40，将带宽减小到允许的范围。滤波器40通常是低通滤波器。不同步骤中的滤波器通常是类似的，但是没有必要完全相同。根据本发明的一个实施例，滤波器40还包括小数延迟20。为了补偿减法器32、整流器31和/或滤波器40中的任何延迟，带宽减小了的插入信号然后与通过小数延迟装置20’延迟的步骤10的输入信号21结合。在该实施例中，带宽减小了的插入信号利用特定的再插入因子增加到该步骤的输入信号21中，这一点将在后面更详细讨论。来自于一步骤的输出信号作为输入信号21连接于各步骤级联的下一步骤，如图7中的点表示。此外，为了与输入信号21同相，参考信号9连接于由小数延迟装置20”延迟的下一步骤。
假定整流器和滤波器具有单位增益时，再插入因子k1至kn可设置为一。然而，在用于改进迭代非线性/滤波算法的一般方法中，对于每一步骤可以允许它们增加，且第一步骤优选地设置为一。在正确地选择再插入因子的情况下，这导致对于给定等级的质量或效率所需要的步骤的数量基本上减少。通常，更多的步骤给出更好的质量，因为频带受限制的包络线信号然后更好地保持在无效率和低输出质量的区域之外，从而需要更少的安全界限。
本发明还应用于合成放大器系统。例如Doherty或Chireix PA系统。Chireix PA布置4的一个实施例在图8中示出。输入信号通过控制网络连接于两个功率放大器76、78。Chireix放大器4的控制网络通常包括信号分量分离器80，以产生相位调制的恒定振幅的信号。这些信号在功率放大器76、78中被放大之前在上转换器82、84中被上转换。合成器网络86将单个的放大信号合并到输出信号中，提供给负载输出，在该实施例中连接到天线88。这些恒定振幅信号的相位被选择使得在Chireix合成器网络86中它们矢量总和的结果产生期望的振幅。从零到满振幅的所有振幅以及负振幅可通过这种方式获得。放大器漏极端变平的电压应该显示出最小的溢出。满足该条件、保持在限制的带宽之内、并进一步增加了效率的非线性放大器信号可以通过利用类似于上述PAR减小所用的处理过程得以制造。
本发明还用于提高动态栅极偏压系统的效率。图9示出了动态栅极偏压系统5的一个实施例。提供到系统5的输入信号被放大并作为射频输出信号被提供。输入信号连接到输入检测器94，该输入检测器用于确定输入信号的瞬时(包络线)尺寸的测量。输入检测器94的输出连接于偏压信号发生器92，该偏压信号发生器产生偏压信号用于提供实际的放大运算。因此偏压信号发生器92提供依赖于输入信号的偏压信号。偏压信号发生器典型地还包括偏压放大器。依赖于输入信号的信号作为驱动信号被提供。驱动信号和偏压信号在匹配单元96中被匹配并提供到例如功率晶体管的放大器98中以根据所选择的驱动信号和偏压信号执行实际的放大。预失真单元90连接于输入信号和输入检测器的输出信号用于启动输入信号的适当预失真，通常用于提供线性输出信号。从而提供输出信号。通过以适当的方式选择依赖于输入信号大小的预失真和偏压，可以获得有效的放大。
功率晶体管98理想的栅极偏压通常是输入振幅的非单调函数。驱动放大器输出功率的限制对偏压函数给出了严格的边界，且偏压产生和放大电路中带宽的限制也对带宽施加了约束。通过应用和修改用于动态漏极偏压系统的技术(图6-7)，偏压信号发生器92能提供给出更有效放大的信号。
还有此处，从种子信号(该种子信号是输入信号的函数F2)开始对于动态栅极偏压应用是有利的。
图10示出了根据本发明在连续步骤中应用非线性处理信号的方法的一个实施例的流程图。该方法起始于部分200。在部分202中，执行第一处理步骤。在部分204中，引入小数延迟。在部分206中，利用小数延迟信号执行第二处理步骤。在步骤208中，引入另一小数延迟。继续该处理过程直到最后一个处理步骤，步骤n在部分220中执行。该方法终止于部分299。
图11示出了根据本发明在连续步骤中应用非线性处理信号的方法的另一实施例的流程图。该方法起始于部分200。在部分201中，执行第一处理步骤，第一处理步骤包括结果信号的小数延迟。在部分205中，利用小数延迟信号执行第二处理步骤，该小数延迟信号本身包括结果信号的另一小数延迟。继续该处理过程直到最后一个处理步骤，步骤n在部分220中执行。该方法终止于部分299。
根据本发明，时间离散信号的限制边界的非线性修改可以以基本上比以前的解决方案中更低的过采样比(OSR)来执行。更低的OSR意味着需要更少的计算来执行相同的任务。
主要优点在于较大程度地减小了计算成本。将采样率减小4倍因子是典型的。处理过程可能需要额外的步骤，但是该增加通常大约小于2，这意味着所需的处理功率通常大于本发明的一半。本发明是级联的非线性/滤波的基本实现的相对简单扩展，其产生了令人惊讶的好结果。
上述的实施例可以理解为本发明的几个说明性示例。本领域技术人员可以理解的是，可以对实施例进行不同的修改、组合和改变而不脱离本发明的范围。尤其，不同实施例中不同部分的解决方案在技术可能的情况下可以其它的配置进行组合。然而，本发明的范围由所附的权利要求来限定。
参考文献
T.Laakso等，“Splitting the unit delay”，IEEE SignalProcessing Magazine，1996年1月。

Claims (20)

1、一种用于利用多个连续处理步骤(10)以采样率非线性处理时间离散信号的方法，该方法包括：
相对于所述连续处理步骤(10)的前一步骤，对所述连续处理步骤(10)的至少一个步骤应用(201，204，205，208)小数采样延迟(122)。
2、根据权利要求1的方法，包括：
若有的话，相对于所述连续处理步骤(10)的前一步骤，对所有所述连续处理步骤(10)应用(201，204，205，208)小数采样延迟(122)。
3、根据权利要求1或2的方法，其中小数采样延迟(122)应用于连续处理步骤(10)之间。
4、根据权利要求1或2的方法，其中小数采样延迟(122)应用于处理步骤(10)之内。
5、根据权利要求4的方法，其中小数采样延迟(122)应用于与滤波过程结合。
6、一种用于峰值均值比减小的方法，包括根据权利要求1至5中任一权利要求的方法以产生具有减小的峰值均值比的数字信号。
7、一种用于Doherty或Chireix型放大的方法，包括根据权利要求1至5中任一权利要求的方法以产生漏极信号。
8、一种用于动态栅极偏压放大的方法，包括根据权利要求1至5中任一权利要求的方法以提供栅极偏压信号和预失真输入信号中的至少一个。
9、一种用于动态漏极偏压放大的方法，包括根据权利要求1至5中任一权利要求的方法以提供来自于包络线信号的电源电压。
10、根据权利要求8或9的方法，其中小数采样延迟(122)还应用于参考信号(9)上。
11、一种用于以采样率非线性处理时间离散信号的装置，其具有多个连续处理步骤(10)，其包括：
用于相对于所述连续处理步骤(10)的前一步骤，对所述连续处理步骤(10)的至少一个步骤应用小数采样延迟(122)的装置(20)。
12、根据权利要求11的装置，包括：
若有的话，相对于所述连续处理步骤(10)的前一步骤，对所有所述连续处理步骤(10)应用小数采样延迟(122)的装置(20)。
13、根据权利要求11或12的装置，其中用于应用小数采样延迟(122)的装置(20)连接于连续处理步骤(10)之间。
14、根据权利要求11或12的装置，其中用于应用小数采样延迟(122)的装置(20)结合在处理步骤(10)内。
15、根据权利要求14的装置，其中用于应用小数采样延迟(122)的装置(20)在处理步骤(10)中结合在滤波器(40)内。
16、一种峰值均值比减小装置，其包括根据权利要求11至15中任一权利要求的装置(1)以产生具有减小的峰值均值比的数字信号。
17、一种Doherty或Chireix型的放大系统(4)，其包括根据权利要求11至15中任一权利要求的装置以作为漏极信号发生器(82，84)。
18、一种动态栅极放大器装置(5)，其包括根据权利要求11至15中任一权利要求的装置(1)以作为栅极偏压信号发生器(92)和/或预失真的输入信号发生器(90)。
19、一种放大系统，其包括根据权利要求11至15中任一权利要求的装置(1)以作为电源电压发生器。
20、根据权利要求18或19的装置或系统，还包括用于在参考信号(9)上应用小数采样延迟(122)的装置。
CNB2004800446873A 2004-12-21 2004-12-21 多步骤非线性时间离散处理方法和装置 Expired - Fee Related CN100557972C (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/SE2004/001991 WO2006068554A1 (en) 2004-12-21 2004-12-21 Multi-step non-linear time-discrete processing

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101088219A true CN101088219A (zh) 2007-12-12
CN100557972C CN100557972C (zh) 2009-11-04

Family

ID=36602044

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB2004800446873A Expired - Fee Related CN100557972C (zh) 2004-12-21 2004-12-21 多步骤非线性时间离散处理方法和装置

Country Status (6)

Country Link
US (1) US8015225B2 (zh)
EP (1) EP1829211B1 (zh)
CN (1) CN100557972C (zh)
AT (1) ATE403271T1 (zh)
DE (1) DE602004015517D1 (zh)
WO (1) WO2006068554A1 (zh)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090176466A1 (en) * 2006-07-11 2009-07-09 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Apparatuses and a Method for Reducing Peak Power in a Transmitter of Telecommunications Systems
EP2115985B1 (en) 2007-02-26 2013-04-10 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Apparatuses and a method for reducing peak power in a transmitter of telecommunications systems
US9577608B2 (en) * 2009-08-14 2017-02-21 Qualcomm Incorporated Discrete time lowpass filter
WO2014060044A1 (en) 2012-10-19 2014-04-24 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Apparatus and method for load modulating an amplifier

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4761752A (en) * 1986-04-21 1988-08-02 North American Philips Corporation Fractional step correlator
US5638403A (en) * 1995-04-28 1997-06-10 Motorola, Inc. Low-splatter peak-to-average signal reduction with interpolation
FI98584C (fi) * 1995-05-05 1997-07-10 Nokia Technology Gmbh Menetelmä ja piirijärjestely vastaanotetun signaalin käsittelemiseksi
NL1009198C2 (nl) 1998-05-18 1999-11-19 Univ Delft Tech Werkwijze en inrichting voor het filteren van een digitaal signaal met fractionele vertraging.
AU2003219921A1 (en) * 2002-03-01 2003-09-16 Andrew Corporation Apparatus and method for reducing peak-to-average signal power ratio

Also Published As

Publication number Publication date
EP1829211B1 (en) 2008-07-30
ATE403271T1 (de) 2008-08-15
EP1829211A1 (en) 2007-09-05
US20080133183A1 (en) 2008-06-05
WO2006068554A1 (en) 2006-06-29
DE602004015517D1 (de) 2008-09-11
CN100557972C (zh) 2009-11-04
US8015225B2 (en) 2011-09-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10749553B2 (en) System and method for increasing bandwidth for digital predistortion in multi-channel wideband communication systems
US6999733B2 (en) Peak factor reduction device
EP1738511B1 (en) Wideband enhanced digital injection predistortion system and method
US8548092B2 (en) Method and apparatus for reducing peak to average power ratio using peak windowing
EP2875620B1 (en) Method and system for aligning signals widely spaced in frequency for wideband digital predistortion in wireless communication systems
JP5016035B2 (ja) 通信システムにおけるピーク電力を低減する装置および方法
CN104780132A (zh) 包络追踪方法、射频发射器和通信单元
CN102195912B (zh) 数字预失真处理设备和方法
CN101136890A (zh) 一种优化的多载波信号削波装置及其方法
CN101675584A (zh) 放大器预失真系统和方法
EP1749359A2 (en) Digital predistortion system and method for high efficiency trasmitters
CN102075469B (zh) 用于数字预失真系统的信号延迟时间的估计方法
CN100557972C (zh) 多步骤非线性时间离散处理方法和装置
Stapleton Adaptive feedforward linearization for RF power amplifiers
EP1829212B1 (en) Bandwidth-constrained signal conditioning
US8902000B2 (en) Signal splitting apparatus suitable for use in a power amplifier
Rahmanian et al. Efficient fpga implementation of a digital predistorter for power amplifier linearization
US11411587B2 (en) Signal processing method and system
Ma et al. Band-limited dual-frequency multiplexing technique for GNSS signals
Jeon et al. A Study on Linearization of Intermodulation Distortion for WCDMA
Kim et al. A Study on Reducing PAPR of OFDM Transmit System by Clipping Structural Improvement

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20091104

Termination date: 20151221

EXPY Termination of patent right or utility model