CN101047817A - 应用于手持数字视频广播调频器芯片的宽带混频器 - Google Patents

Abstract

一种应用于手持数字视频广播调频器芯片的宽带混频器，包括：一吉尔伯托双平衡的混频器结构；一退化电阻结构其一端接地，另一端与吉尔伯托双平衡的混频器结构的射频输入端的发射极相连；一带电流注入的负载结构，该带电流注入的负载结构的输入与吉尔伯托双平衡的混频器结构的输出相连，把原本应从负载电阻的电流进行了分流，从而可以在负载上引入较大的电阻，保证了混频器的增益；一低通滤波结构，该低通滤波结构一端与吉尔伯托双平衡的混频器结构的输出相连，另一端交流接地，滤除在混频过程中产生的不需要的频率成分，主要是由中频信号和本征信号上变频得到的频率。

Description

应用于手持数字视频广播调频器芯片的宽带混频器

技术领域

本发明涉及混频器(Mixer)的在宽带(470MHz-860MHz)中实现高线性度、高增益、低噪声以及滤波的技术。

背景技术

数字电视地面标准(DVB-T)于1997年发布。DVB-T虽然在高码率传输移动环境中表现非常好，但是由于功耗比较大，不适合依靠电池供电的移动终端。2002年前后欧洲开始研究DVB-H，全称为手持数字视频广播。DVB-H通过降低耗电的技术使手机等便携设备能够移动接受电视。一般来说，DVB-H手机接收部分的功耗可以小于100mW，而DVB-T计划2007年才能将该指标降到600mW。

在DVB-H的手机接收芯片中，前端的高频调谐器，即所谓的调频器(tuner)是必不可少的一个部分。其功能是接受外部输入的射频信号，通过滤波，放大，混频以后，输出基带中频信号，用于后面的调制解调。

作为射频电路中的主要部件，混频器(Mixer)一般位于低噪声放大器(LNA)之后，将LNA输出的射频信号通过于本征信号相乘变换为中频信号。其基本原理如下：

设本征信号为：    v_LO(t)＝V_LOcosω_LOt

射频信号为：      v_RF(t)＝V_RFcosω_RFt

相乘得：

$v_{\mathrm{LO}}{v}_{\mathrm{RF}}=\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{LO}}{V}_{\mathrm{RF}}[\cos ({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}})t+\cos ({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}})t]$

下变频混频器用滤波器取出其中的差频信号ω_RF-ω_LO作为中频输出信号。

从频域角度看，混频是一种频谱的线性搬移，输出中频信号与输入射频信号的频谱结构相同，唯一不同的是载频。从时域波形来看，输出中频信号与输入射频信号的波形相同，不同的也是载波频率。

实现频谱搬移的基本方法时将两个信号相乘。实现相乘的方法有多种，可以用吉尔伯托乘法器电路，也可以用工作在线性时变状态的非线性器件。在本发明中，就是应用了吉尔伯托乘法器电路实现变频的。

混频器本身就是一个非线性单元，而整个调频器的非线性主要来自混频器，因此如何在宽带的前提下，提高混频器的线性度，成为混频器设计过程中需要着重考虑的一个问题。同时由于输入信号比较弱，用于DVB-H的调频器对噪声系数非常敏感，也要求混频器能在宽带的输入频带范围(470MHz-860MHz)内有一定增益，和尽可能小的噪声系数。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种应用于手持数字视频广播调频器芯片的宽带混频器，其是在宽带的前提下，得到具有一定线性度，高增益，低噪声的混频器。实现的方法是，在宽带输入的范围内，实现输入阻抗的匹配，在吉尔伯托混频器结构的基础上，用退化电阻提高线性度，再利用电流注入结构保证一定的增益，同时用滤波结构滤除不需要的频率分量。

本发明一种应用于手持数字视频广播调频器芯片的宽带混频器，其特征在于：包括：

一吉尔伯托双平衡的混频器结构，完成对从外部输入的射频信号和本征信号混频功能；

一退化电阻结构，该退化电阻的一端接地，另一端与吉尔伯托双平衡的混频器结构的射频输入端的发射极相连，提高了宽带混频器的线性度；

一带电流注入的负载结构，该带电流注入的负载结构的输入与吉尔伯托双平衡的混频器结构的输出相连，把原本应从负载电阻的电流进行了分流，从而可以在负载上引入较大的电阻，保证了混频器的增益；

一低通滤波结构，该低通滤波结构一端与吉尔伯托双平衡的混频器结构的输出相连，另一端交流接地，滤除在混频过程中产生的不需要的频率成分，主要是由中频信号和本征信号上变频得到的频率。

所述的吉尔伯托双平衡的混频器结构包括射频输入端的差分对管和本征输入口的双平衡结构，输入的射频信号在射频输入端被转换成电流，然后在上面的双平衡结构中实现与另一输入本征信号的混频。

所述的退化电阻位于吉尔伯托双平衡的混频器结构的射频输入差分对管的发射极，在把输入的射频信号转换成电流时，弱化了引入的非线性，同时退化电阻另一端接地，又具有负反馈的作用，扩大了输入射频信号的线性范围，从而提高混频器的线性度。

所述的吉尔伯托双平衡的混频器结构中的射频输入差分对管和与串联在其发射极的退化电阻得到高输入电阻，形成一种用较低源电阻驱动相对很高的输入电阻的耦合方式，从而在470MHz-860MHz的输入范围内实现阻抗匹配。

所述的带电流注入的负载结构采用栅极电压可控制的P型MOS管与负载电阻并联的形式，串联在吉尔伯托双平衡的混频器结构的输出端口上，可用调节MOS管的栅极电压从而控制流过MOS管的电流，对吉尔伯托双平衡的混频器结构的输出电流进行分流，从而调节负载电阻上电流的大小，实现加大负载电阻的目的，以增大混频器的增益。

所述的低通滤波结构采用大电容在吉尔伯托双平衡的混频器结构输出地方交流接地和吉尔伯托双平衡的混频器结构两路输出之间并联电容电感串联谐振的方法，使得高频信号交流接地，滤除混频器上变频得到得频率分量以及其他不需要的谐波分量。

附图说明

为进一步说明本发明的具体技术内容，以下结合实施例及附图详细说明如后，其中：

图1是本发明的结构示意图。

图2是本发明应用于数字视频广播调频器的结构框图。

具体实施方式

请参阅图1所示，本发明一种应用于手持数字视频广播调频器芯片的宽带混频器，其特征在于：包括：

一吉尔伯托双平衡的混频器结构10，完成对从外部输入的射频信号和本征信号混频功能；所述的吉尔伯托双平衡的混频器结构10包括射频输入端的差分对管和本征输入口的双平衡结构，输入的射频信号在射频输入端被转换成电流，然后在上面的双平衡结构中实现与另一输入本征信号的混频；

一退化电阻结构20，该退化电阻20的一端接地，另一端与吉尔伯托双平衡的混频器结构10的射频输入端的发射极相连，提高了宽带混频器的线性度；所述的退化电阻20位于吉尔伯托双平衡的混频器结构10的射频输入差分对管的发射极，在把输入的射频信号转换成电流时，弱化了引入的非线性，同时退化电阻20另一端接地，又具有负反馈的作用，扩大了输入射频信号的线性范围，从而提高混频器的线性度；所述的吉尔伯托双平衡的混频器结构10中的射频输入差分对管和与串联在其发射极的退化电阻20得到高输入电阻，形成一种用较低源电阻驱动相对很高的输入电阻的耦合方式，从而在470MHz-860MHz的输入范围内实现阻抗匹配；

一带电流注入的负载结构30，该带电流注入的负载结构30的输入与吉尔伯托双平衡的混频器结构10的输出相连，把原本应从负载电阻的电流进行了分流，从而可以在负载上引入较大的电阻，在一定程度上保证了混频器的增益；所述的带电流注入的负载结构30采用栅极电压可控制的P型MOS管与负载电阻并联的形式，串联在吉尔伯托双平衡的混频器结构10的输出端口上，可用调节MOS管的栅极电压从而控制流过MOS管的电流，对吉尔伯托双平衡的混频器结构10的输出电流进行分流，从而调节负载电阻上电流的大小，实现加大负载电阻的目的，以增大混频器的增益；

一低通滤波结构40，该低通滤波结构40一端与吉尔伯托双平衡的混频器结构10的输出相连，另一端交流接地，滤除在混频过程中产生的不需要的频率成分，主要是由中频信号和本征信号上变频得到的频率；所述的低通滤波结构40采用大电容在吉尔伯托双平衡的混频器结构10输出地方交流接地和吉尔伯托双平衡的混频器结构10两路输出之间并联电容电感串联谐振的方法，使得高频信号交流接地，滤除混频器上变频得到得频率分量以及其他不需要的谐波分量。

实施例

应用于手持数字视频广播调频器芯片的宽带混频器的设计步骤如下所述：

一、设计mixer输入级及其偏置。首先，采用一个cascode结构的放大器，用理想偏置，并用无穷大电感作为交流负载，找出满足其最优噪声系数的偏置点，作为mixer输入的直流偏置参考点。

在一定的偏置和晶体管尺寸的条件下，晶体管存在最优噪声系数。由式1可得：

${\mathrm{NF}}_{\min }\left(J_C\right)=1+\frac{n}{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{DC}}}+\sqrt{\frac{{2J}_C}{V_T}{(r_e+r_b)}_u(\frac{f^2}{f_T^2}+\frac{1}{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{DC}}})+\frac{n^2}{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{DC}}}}---\left(1\right)$

在取得最优的电流密度下，晶体管最优源电阻由公式(2)决定：

$R_{S-\mathrm{opt}}\left(M\right)\≅\left(\frac{1}{\mathrm{MN}}\right)\left\{\frac{f_T}{f}(\frac{n^2{V}_T}{{2J}_C}+{(r_e+r_b)}_u)\left(\frac{\sqrt{\frac{J_C}{{2V}_T}{(r_e+r_b)}_u(1+\frac{f_T^2}{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{DC}}{f}^2})+\frac{n^2{f}_T^2}{4{\mathrm{\β}}_{\mathrm{DC}}{f}^2}}}{\frac{J_C}{{2V}_T}{(r_e+r_b)}_u(1+\frac{f_T^2}{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{DC}}{f}^2})+\frac{n^2}{4}(1+\frac{f_T^2}{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{DC}}{f}^2})}\right)\right\}$

$=\left(\frac{1}{\mathrm{MN}}\right)A_{\left(J_C\right)}---\left(2\right)$

其中，MN相当于输入级晶体管Q0总的等效发射结并连的个数，A_(JC)是仅与晶体管集电极电流密度有关的量。因此，在确定了晶体管的集电极电流密度以后就可以很容易的确定晶体管发射极面积。首先，选定满足最优噪声系数的集电极电流密度作为偏置电流。为了满足与前级匹配的要求，采用R_S-opt＝50Ω，由式2可确定所需晶体管的发射极面积。然后是设计输入阻抗的匹配。在如图2所示的结构中，输入采用了在输入的晶体管的发射极加退化电阻的形式，其输入阻抗由式3给出：

R_i＝[r_be+(1+β)R_e]/2                         (3)

因此其输入阻抗可以在千欧的量级，应用电压驱动的原理，完成了与前级的阻抗匹配。

二、设计本征信号的差分对管。因为晶体管偏置在其具有最大特征频率时的电流时候的性能最佳。而晶体管的特征频率由式4决定：

f_T＝1/2πt_ec                                 (4)

其中t_ec代表信号从发射极传输至集电极的总延迟时间，决定于晶体管的发射极的几何尺寸和电流密度。

因此在设计时候，应选择本征信号的差分对管的尺寸刚好使得通过晶体管的集电极电流偏置在该晶体管的最大特征频率，即f_T上，这样可保证晶体管的性能最佳。

三、设计带电流注入的负载结构。Mixer的负载设计成电流转换成电压的形式输出。由于mixer的电流较大，因此在限定供电电压的情况下，难以加载较大的负载电阻，以达到提高增益的目的。因此在中频输出的地方设计了电流注入的结构，对电流进行了分流，是的在负载上能加载更大的电阻。具体结构如图2中所示，利用一个栅极电压可控的PMOS管实现。

PMOS的电流大小由式5决定：

$I_D=-{\mathrm{\μ}}_p{C}_{\mathrm{OX}}\frac{W}{L}[(V_{\mathrm{GS}}-V_{\mathrm{TH}})V_{\mathrm{DS}}-\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{DS}}^2](1-{\mathrm{\λV}}_{\mathrm{DS}})---\left(5\right)$

从式5可知在MOS管源漏电压确定的情况下，通过PMOS的电流I_D只决定于MOS管的尺寸和栅极电压。

在对电流进行分流以后，为了达到一定的电压转换增益，可选择合适的电阻。电压转换增益由式6决定：

$\frac{v_{\mathrm{IF}}}{v_{\mathrm{RF}}}=\frac{2}{\mathrm{\π}}\frac{R_C}{r_e+R_E}---\left(6\right)$

由式6看到，在发射极电阻R_E和r_e确定的情况下，电压转换增益决定于上面的集电极电阻，即负载电阻。

四、低通滤波结构的设计。Mixer的输出当中的主要频率包括下变频得到的10MHz的低频，和上变频得到的930MHz～1710MHz的高频，以及其他的高次谐波。而我们所需要的仅仅是10MHz的低频，因此考虑在mixer的输出加上低通滤波器进行滤波。

首先引入的两个交流接地的大电容，电容对交流信号相当于一个电阻，其阻值为1/jωC，因此取合适的电容值，使得这个电阻相对于10MHz的频率和1GHz的频率，可以差100倍以上，从而使高频信号能够通过，达到交流接地的目的，而对于10M的低频则相当于开路，没有什么影响。

然后再引入一个串联谐振电路，滤除上变频得到的930MHz～1710MHz的频率。根据公式：

${\mathrm{\ω}}_0=2\mathrm{\π}{f}_0=\frac{1}{\sqrt{\mathrm{LC}}},{\mathrm{BW}}_{3\mathrm{dB}}=\frac{f_0}{Q},Q=\frac{{\mathrm{\ω}}_{0}L}{r}---\left(7\right)$

可以确定r，L，C的值。

五、在整个设计完成以后，对系统各个方面性能进行验证，包括线性度，增益，噪声系数等。适当的改变相应的参数，以使系统达到预定的性能要求。

本发明的工作过程

本发明在工作过程中(结合参阅图1)，由第五晶体管Q5和第六晶体管Q6组成的射频信号差分输入对管，把从前级输入的射频信号转换成电流，同时和第一电阻Re1和第二电阻Re2构成输入匹配结构，完成与前级的匹配。

射频信号转换成电流以后，再与从第一晶体管Q1、第二晶体管Q2、第三晶体管Q3和第四晶体管Q4输入的本征信号实现混频，混频以后得到的电流在负载第一电阻Rc1和第二电阻Rc2转换成电压。这时由M1和M2组成的电流注入结构可以控制公国负载第一电阻Rc1和第二电阻Rc2的电流大小，从而起到调节负载电阻大小的目的。

在输出端所加的第一电容C1和第二电容C2可以使1GHz以上的高频形成对地的通路，从而起到滤除高频信号的作用。而在输出之间并联的电阻r、电感L、电容C组成的串联谐振可用来滤除由上变频得到的930MHz～1710MHz的频率。

本结构设计简单，能够很好地达到系统性能的要求，其中线性度(IIP3)达到6dBm，电压转换增益达到13dB，噪声低于9dB。

Claims (6)

1.一种应用于手持数字视频广播调频器芯片的宽带混频器，其特征在于：包括：

一吉尔伯托双平衡的混频器结构，完成对从外部输入的射频信号和本征信号混频功能；

一退化电阻结构，该退化电阻的一端接地，另一端与吉尔伯托双平衡的混频器结构的射频输入端的发射极相连，提高了宽带混频器的线性度；

一带电流注入的负载结构，该带电流注入的负载结构的输入与吉尔伯托双平衡的混频器结构的输出相连，把原本应从负载电阻的电流进行了分流，从而可以在负载上引入较大的电阻，保证了混频器的增益；

一低通滤波结构，该低通滤波结构一端与吉尔伯托双平衡的混频器结构的输出相连，另一端交流接地，滤除在混频过程中产生的不需要的频率成分，是由中频信号和本征信号上变频得到的频率。

2.根据权利要求1所述的应用于手持数字视频广播调频器芯片的宽带混频器，其特征在于，所述的吉尔伯托双平衡的混频器结构包括射频输入端的差分对管和本征输入口的双平衡结构，输入的射频信号在射频输入端被转换成电流，然后在上面的双平衡结构中实现与另一输入本征信号的混频。

3.根据权利要求1所述的应用于手持数字视频广播调频器芯片的宽带混频器，其特征在于，所述的退化电阻位于吉尔伯托双平衡的混频器结构的射频输入差分对管的发射极，在把输入的射频信号转换成电流时，弱化了引入的非线性，同时退化电阻另一端接地，又具有负反馈的作用，扩大了输入射频信号的线性范围，提高混频器的线性度。

4.根据权利要求1所述的应用于手持数字视频广播调频器芯片的宽带混频器，其特征在于，所述的吉尔伯托双平衡的混频器结构中的射频输入差分对管和与串联在其发射极的退化电阻得到高输入电阻，形成一种用较低源电阻驱动相对很高的输入电阻的耦合方式，在470MHz-860MHz的输入范围内实现阻抗匹配。

5.根据权利要求1所述的应用于手持数字视频广播调频器芯片的宽带混频器，其特征在于，所述的带电流注入的负载结构采用栅极电压可控制的P型MOS管与负载电阻并联的形式，串联在吉尔伯托双平衡的混频器结构的输出端口上，可用调节MOS管的栅极电压从而控制流过MOS管的电流，对吉尔伯托双平衡的混频器结构的输出电流进行分流，从而调节负载电阻上电流的大小，实现加大负载电阻的目的，以增大混频器的增益。

6.根据权利要求1所述的应用于手持数字视频广播调频器芯片的宽带混频器，其特征在于，所述的低通滤波结构采用大电容在吉尔伯托双平衡的混频器结构输出地方交流接地和吉尔伯托双平衡的混频器结构两路输出之间并联电容电感串联谐振的方法，使得高频信号交流接地，滤除混频器上变频得到得频率分量以及其他不需要的谐波分量。

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