CN101040452A - 用于无线通信的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明的一个实施例涉及在无线网络中对设计用来在不同的无线网络中工作的设备进行操作。在一个实施例中，被设计用来在GSM无线网络中工作的设备可用来在PHS无线网络中进行通信。

Description

用于无线通信的方法和装置

技术领域

本发明主要涉及无线通信。

背景技术

个人手持电话系统(PHS)是轻量级的移动通信系统，其通过建立于现有的陆地线路网络上来利用现有的公共电话网络。由于PHS网络中的基站具有比典型的蜂窝网络中的基站小得多的覆盖半径，以及由于PHS移动单元采用低功率发射器，因此PHS最适合于人口稠密的地区。PHS最早在20世纪90年代初在日本部署，而目的是提供蜂窝网络的低成本的替选方案。然而，PHS在商业上并不成功，因为许多订户对其受限的移动性、差的信号质量以及有限的在移动交通工具中工作的能力感到失望。

尽管在日本公众反应不太热情，最近PHS仍已在亚洲的其它人口稠密地区部署，以试图提供传统的无线和陆地线路通信网络的低成本的替选方案。

然而，因为PHS在日本没有商业上的成功，硬件制造商不愿将大量的金钱投资于PHS硬件(例如，基站和移动单元芯片组)的设计和进一步开发。因此，期望的是具有能够工作在PHS无线系统中的无线设备，而不必在这类设备的设计和开发上花费时间和金钱。

发明内容

本发明的一个实施例涉及一种方法，其包括：在根据第二无线标准工作的第二无线系统中，对设计用来在根据第一无线标准的第一无线系统中工作的电路进行操作，所述第二无线标准不同于所述第一无线标准。

本发明的另一实施例涉及一种对以第一时隙速率发射的第一无线系统的无线信号的符号边界进行确定的方法。所述方法包括如下动作：对具有被配置用来与以第二时隙速率发射的第二无线系统一起工作的时钟信号的电路进行操作，以对该时钟信号的预定数量的时钟脉冲进行计数，以估计时隙边界，其中，该时钟信号的频率不是第一时隙速率的整数倍。

本发明的又一实施例涉及一种在第一无线系统中对设计用来在第二无线系统中工作的无线设备进行利用的方法，其中，所述无线设备包括：第一组件，其经由具有数据速率的接口向第二组件发送信号，其中，该接口的数据速率不是第一无线系统的符号速率的整数倍。所述方法包括如下动作：a)确定所述接口的数据速率；b)确定所述第一无线系统的符号速率；c)基于所述数据速率和符号速率，确定允许以所述符号速率经由所述接口来发送信号的采样速率；d)基于所述采样速率，确定对信号进行采样以获得所述采样速率的时间间隔；e)提供分数内插器，以便以所确定的时间间隔来估计信号值。

本发明的一个实施例涉及一种接收个人手持电话系统(PHS)无线信号的方法。该方法包括：对所接收的信号进行解调，以产生基带波形；使用不匹配的信道选择滤波器来对所述基带波形进行滤波；以及，通过执行对所述基带波形的相干检测，从所述基带波形中提取至少一个PHS符号。

附图说明

图1是示出了根据本发明的一个实施例、符合两个不同符号速率的信号的符号值实例的时序图；

图2是示出了适合在本发明的实施例中使用的无线电帧的实例的示意图；

图3是示出了根据本发明的一个实施例、对两个PHS符号之间的符号边界的选择的示意图；

图4是适合在本发明的实施例中使用的无线设备的实例的框图；

图5是根据本发明的一个实施例的数字基带处理器的发射路径中的功能单元的框图；

图6是根据本发明的一个实施例的PHS符号的实例的时序图；

图7是适合在本发明的实施例中使用的无线设备的发射路径的实例的框图；

图8是适合在本发明的实施例中使用的无线设备的接收路径的实例的框图；

图9是根据本发明的一个实施例的数字基带处理器的接收路径中的功能单元的框图；

具体实施方式

本发明的一个实施例涉及在PHS网络中对设计用来与不同的蜂窝网络一起工作的硬件(例如，GSM设备)进行操作。这可以以任何适当的方式进行。例如，可以对被设计用来与另一蜂窝网络一起工作的硬件进行软件编程，以与PHS网络一起工作。

在蜂窝网络中使用硬件，而不是在该硬件被设计用来在其中进行工作的网络中使用该硬件，可能存在挑战，因为该蜂窝网络可能使用与该硬件被设计用来在其中进行工作的网络不同的时序方案。

例如，在许多蜂窝网络中，移动单元与该移动单元所处小区的基站在时间上同步。该时序同步允许移动单元在基站期望从移动单元接收数据的时间发射数据，以及期望在基站发射数据的时间从基站接收数据。

也就是说，例如，第一无线系统的基站可以以1000Hz的符号速率向移动单元发射数据，而第二无线系统的基站可以以800Hz的符号速率向移动单元发射。移动单元可以基于无线系统的符号速率来确定基站所发射的信号的符号边界或采样时刻(即，信号中一个符号结束而随后的符号开始的点)。如果移动单元使用不正确的符号速率来确定信号的符号边界，那么该信号的采样值可能不正确。图1示出了针对两个不同无线系统的符号速率的信号100的符号边界。在图1中，具有1000Hz符号速率的无线系统的符号边界以实线示出，而具有800Hz符号速率的无线系统的符号边界以虚线示出。1000Hz无线系统的信号边界出现在1ms、2ms、3ms、4ms、5ms、6ms和7ms。针对800Hz无线系统的信号边界出现在1.25ms、2.5ms、3.75ms、5ms、6.25ms、7.5ms。因此，如果移动台要基于1000Hz的符号速率来确定信号100的值，则信号100将具有二进制值“1110001”，而如果移动台要基于800Hz的符号速率来确定信号的值，则该信号将具有二进制值“110011”。

因此，如图1所示，对于移动台来说，确定信号的正确的符号边界以确定预期的信号值是很重要的。这样，本发明的一个实施例涉及对设计用来工作在第一无线系统中的硬件的时序方案进行修改，以使得该硬件在第二无线系统中正确地工作。例如，因为用于确定无线信号的符号边界的时钟信号未必能由无线设备的主时钟来产生(例如，由于该设备被设计用来在不同的无线系统中工作的事实)，所以，相比该无线信号的符号速率具有更高分辨率的时钟信号可以由该无线设备来产生，并用于确定该无线信号的符号边界。尽管所确定的符号边界未必是该信号实际的符号边界，它们仍足够接近实际的符号边界并在可容许的误差之内。

例如，用于GSM无线系统的无线标准定义了270.08 3kHz的符号速率。GSM设备(例如，移动单元或基站)可包括工作在指定频率的主时钟、以及一个或多个可编程的整数除法器。工作在不同频率的其它时钟信号，可以例如使用可编程的整数除法器来根据主时钟信号而获得。由于许多GSM设备的主时钟工作在13MHz的频率上，所以，频率为270.08 3kHz符号速率的时钟信号可以利用整数除法器将主时钟频率除以48而从13MHz主时钟中获得。

同样地，用于PHS系统的无线标准定义了192kHz的符号速率。许多PHS设备的主时钟工作在19.2MHz的频率上，允许通过将主时钟的频率除以100而从主时钟中获得频率为该符号速率(即，192kHz)的时钟信号。

但是，如果试图在PHS无线系统中操作GSM设备(例如，GSM移动单元)，192kHz的PHS符号速率不能由工作在13MHz频率上的GSM主时钟通过使用整数除法器来得到。如表1中所示，从13MHz时钟中得到192kHz时钟要求被非整数因子67.708 3来除。

                        表1

但是，在诸如PHS和GSM的无线系统中，基站和移动单元之间的时间同步通过以帧、时隙和符号来发射数据而获得。也就是说，帧包括多个时隙，且帧中的每个时隙包括多个符号。移动单元和基站基于帧边界、时隙边界以及符号边界来进行同步。如图2所示，在PHS无线系统中，例如，一帧包括8个时隙，且每个时隙包括120个符号。PHS标准规定的帧速率为200Hz(即，每秒200帧)。因此，时隙速率为1600Hz。频率为200Hz和1600Hz的时钟信号可利用整数除法器从19.2MHz的PHS主时钟中得到。

在GSM无线设备的一个实施例中，13MHz的GSM主时钟可用于驱动软件时序引擎，该引擎产生用于元线设备的其它组件的时钟信号。该软件时序引擎可具有6.5MHz的分辨率。

当在PHS无线系统中使用GSM设备时，例如，频率为PHS帧速率的时钟可使用可编程的整数除法器而从软件时序引擎中得到。也就是说，如图2所示，来自软件时序引擎的6.5MHz时钟可除以因子32,500，以获得频率为200Hz的时钟信号。

                          表2

因此，GSM设备可使用从13MHz的主时钟信号得到的200Hz的时钟信号来确定所发射的无线信号的帧边界。然而，频率为1600Hz(即，PHS时隙速率)的时钟信号不能使用整数除法器来从6.5MHz的时钟中得到。

在本发明的一个实施例中，软件时序引擎时钟可用于确定所发射的PHS信号的时隙边界。尽管软件时序引擎时钟可能不具备正好在时隙边界上的时钟沿，但是，该时钟沿可足够靠近于该时隙边界，使得其处于可接受的误差之内，如无线标准所限定的。

也就是说，例如，由于PHS时隙速率是1600Hz，所以，在每个PHS时隙内有来自软件时序引擎时钟的4062.5个时钟脉冲，而对于每两个PHS时隙，有8125个时钟脉冲。例如，如图3所示，第一PHS时隙301和第二PHS时隙307具有如参考标记303所示的实际时隙边界。时钟信号309是由软件时序引擎所产生的时钟信号的部分。该时钟信号的第4062个被计数的脉冲正好出现在实际的时隙边界303之前。因此，使用时钟信号309所确定的时隙边界(即，时隙边界305)正好出现在实际的时隙边界303之前。但是，由于时钟信号309的时钟脉冲每.153μs出现，所以，所确定的时隙边界305最多在实际时隙边界之前(或之后)的.153μs。如上所述，PHS符号速率是192kHz，且PHS符号的持续时间为5.24μs。因此，所确定的时隙边界与实际的时隙边界最多相差小于PHS时隙的持续时间的3％，如表3所示。

                 表3

由于移动设备中的振荡器往往不是绝对精确的(例如，由于晶体的不精确性)，所以，通常在无线系统中建有针对误差的某些容限。例如，PHS无线系统为发射器提供了高达符号周期的25％的容限。由使用6.5MHzGSM时序引擎时钟信号而导致的小于3％的最坏情况误差也很好地落在该无线系统中所建立的可接受的容限内。通过使用GSM软件时序引擎时钟来确定所发射的PHS信号中的时隙边界，设计用来在GSM无线系统中工作的设备可在发射器中使用，以产生PHS信号。

如上所述，对于每两个PHS时隙，有8125个时钟脉冲。因此，通过对8125个脉冲进行计数，可以确定每隔一个PHS时隙的时隙边界。因此，在图3的示例中，出现时钟脉冲4062之后，4063附加时钟脉冲可被计数，以确定下一时隙边界。这样，确定时隙边界303时的误差不会累积到后续的时隙边界上。

尽管上述示例涉及在PHS无线系统中使用GSM设备，但是本发明在该方面不受限制，因为上述的使用频率为无线系统的时隙速率的非整数倍的时钟信号来确定无线信号中的时隙边界的技术，可以在任何无线系统中应用。

此外，在上述示例中，GSM系统被描述为使用6.5MHz的时钟信号，而PHS系统被描述为使用19.2MHz的主时钟。应理解，由于振荡器的不精确性，GSM时钟和PHS主时钟的时钟频率均可稍微偏离这些值。

另外，本发明不限于使用6.5MHz的时钟来确定具有192KHz符号速率的无线信号的时隙边界。实际上，任何时钟频率和时隙速率都可在本发明的实施例中使用，其中时钟频率不是无线信号的时隙速率的整数倍，且时钟频率提供足够高的分辨率，以在可容许的误差内确定时隙边界。

此外，在上述的示例中，一些时钟信号被描述为是通过使用可编程的整数除法器从GSM系统和PHS系统的主时钟来获得的。但是，本发明在这方面不受限制，因为时钟信号可以以任何适当的方式从其它时钟信号得到(例如通过除法)。此外，在采用整数除法器的本发明的实施例中，时钟信号不必通过单个整数除法器来除，因为时钟信号可通过任何适当数量的整数除法器被逐级地除直到所期望的频率。

另外，应理解，上述技术在基站和移动单元中都可采用，因为本发明在该方面不受限制。

当在第二无线系统中使用被设计用来在第一无线系统中工作的无线设备时，可遇到的另一障碍在于，该无线设备中的发射路径可能以被设计用来在第一无线系统中辅助信号发射的频率来计时(clocked)，但是，这并不适合第二无线系统中信号的发射。

在这方面，本发明的一个实施例涉及在设计用来与第一无线系统一起工作的设备中实施第二无线系统的发射路径。

例如，在本发明的一个实施例中，如图4中所示，移动单元401包括：数字基带处理器403以及模拟基带处理器405。数字基带处理器403可通过接口407与模拟基带处理器405进行通信。数字基带处理器403可执行如下功能，例如数字信号的调制和解调、对来自移动单元键盘的输入的处理、功率管理以及其它功能。模拟基带处理器405可执行如下功能，诸如模数转换、数模转换、对模拟和数字信号的滤波，并且可作为数字基带处理器403与移动单元401的射频之间的接口。

为了发射信号，该信号可首先由数字基带处理器403进行处理和调制。然后，该信号可通过接口407被发送到模拟基带处理器405。模拟基带处理器405可执行对该信号的另外的滤波、速率转换以及数模转换，并将信号发送到移动单元401的射频单元用于发射。

在一个实施例中，接口407可设计用来与GSM无线系统一起工作，并因此可以由13MHz的GSM主时钟来计时。这样，接口407以13Mbps的速率来发射数据。为了对信号进行采样，该信号的同相(I)和正交(Q)分量都被采样。这些分量采样中的每个可包括8比特，导致每一信号采样有16比特。因此，如表4所示，接口7的数据速率为812,500采样/秒。

                         表4

在GSM系统中，GSM标准所指定的符号速率为270.8 3kHz或270,833. 3符号/秒。因此，数字基带处理器可以以270,833. 3符号/秒的速率来输出数据。经由以更高的速率进行计时的接口以该符号速率发送数据，可通过每符号经由该接口发送多个采样来实现。如表5中所示，可发送3采样/符号，以在13Mbps的链路上获得270,833.3符号/秒的符号速率。

                        表5

但是，在PHS系统中，由PHS标准指定的符号速率为192,000符号/秒。通过以13Mbps进行定时的接口(即接口407)、以该符号速率来发射数据将导致非整数数量的采样/符号(即，4.2318符号/采样)通过该接口被发送，如表6所示。

                            表6

图5是说明数字基带处理器403的功能组件的框图。如图5所示，数字基带处理器403中的调制器500包括可以对信号进行调制的Pi/4-差分四相相移键控(DQPSK)单元501。根升余弦(RRC)滤波器505a和505b可进行信号的脉冲整形，而分数内插器507可对从滤波器505a和505b输出的信号进行分数内插。对于同相分量(即，信号路径A)和正交分量(即，信号路径B)，存在穿过调制器500的不同的信号路径。

过采样单元503可对Pi/4-DQPSK单元501的输出信号以因子4进行过采样。这允许以指定的符号速率经由接口发射数据，该接口具有大于该符号速率的数据速率。例如，如果所指定的符号速率为4符号/秒，且该接口的数据速率是16采样/秒，则每一符号可进行4次采样，且这些采样中的每个可通过链路来发射。因此，数据可以以16采样/秒的速率通过接口进行发送，但是每秒只传递了4个符号。

在一个实施例中，功能组件501、503、505a、505b和507可在由数字基带处理器执行的软件中实现。但是，本发明在这方面不受限制，这些功能可由专门的硬件、软件或其任何组合来完成。

因此，例如，在PHS标准的情况下，其中，所指定的符号速率是192K符号/秒，以因子4对符号进行过采样，使得数据以768K采样/秒的速率通过接口来发送。192K符号/秒的符号速率导致每5.2083μs传递一个符号。

图6图示了在一个符号周期中PHS信号波形的示例。为了以768K采样/秒的速率通过接口来传递该符号，可以每1.3021μs对该符号进行采样，产生针对该符号的4个采样。例如，如图6所示，该符号可在1.3021μs、2.6042μs、3.9063μs和5.2083μs处采样。

这可以通过针对不同符号传递不同数量的采样来实现，使得对于所有被传递的符号，采样/符号的平均数量为4.2318。例如，对于某些符号，可以经过接口来传递四个采样，而对于其它符号，可传递5个采样。

如图7所示，为获得4.2318采样/符号的平均数，可以每1.2308μs对信号进行采样。但是，如图6所示，该信号以因子4进行过采样，导致每1.3021μs对该信号进行采样。以1.2308μs间隔的信号值可通过分数内插来确定。

                                表7

所述内插可由图5中的分数内插器507来执行。这样，从分数内插器507输出的数据速率为4.2318采样/符号，其允许数据以812,500采样/秒的速率通过接口407进行传递，而符号速率为192,000符号/秒。

图7为示出了本发明的一个实施例中的模拟基带处理器701的功能组件的框图。模拟基带处理器包括8X内插器703、数模转换器(DAC)705、开关电容器滤波器707以及有源连续时域(CT)滤波器709。一旦信号通过接口407被接收，则由8X内插器703对该信号进行处理，8X内插器703增加每符号的采样数量，使得以812,500采样/秒的数据速率输入的信号被增加到6,500,000采样/秒。之所以进行该内插是因为DAC 705以6.5MHz(即，通过将GSM主时钟频率除以因子2)来计时。在数模转换后，通过滤波器707和709对信号进行另外的滤波，然后，信号被发送到射频单元用于发射。

在一个实施例中，功能组件703、707、707和709可实施于模拟基带处理器的硬件中。但是，本发明在这方面不受限制，因为这些功能可由专门的硬件、软件或其任何组合来完成。

尽管上述示例涉及在PHS无线系统中使用被设计用来在GSM无线系统中工作的设备，但是本发明在这方面不受限制，因为上述的利用被设计用来与不同的无线系统一起工作的设备来实施无线系统的发射路径的技术，可以在任何适当的无线系统中应用。

此外，在上述示例中，GSM设备被描述为利用13MHz的主时钟对接口407计时，而PHS系统被描述为具有192,000符号/秒的符号速率。但是，本发明不限于利用13MHz的主时钟来对该接口计时，其中，通过该接口发射的数据具有192,000符号/秒的符号速率。实际上，可以使用任何适当的主时钟频率和符号速率，并且本发明在这方面不受限制。

当在第二无线系统中使用被设计用来在第一无线系统中工作的设备时可能遇到的另一障碍是，该无线设备在接收路径中可包括并非被设计用来在该第二无线系统中工作的硬件。

例如，如图8所示，GSM设备的接收路径可包括：模数转换器800，其将收到的模拟信号作为输入，并将其转换成数字形式；信道选择滤波器802，其将接收信号中不在该无线系统的频带内的频率分量滤出；抽取器(decimator)804，其为后续处理减少该接收信号中采样的数量；以及数字基带处理器806，其进行接收信号的解调和检测。

如上所述，在GSM系统中，符号速率为270.83kHz。ADC 800以13MHz的GSM主时钟频率来计时。结果，ADC 800以13MHz的速率(即，13,000,000采样/秒)对输入信号进行采样。如表8所示，以13MHz的速率对具有270.83kHz符号速率的GSM信号进行采样，每GSM符号产生48个采样。

                        表8

信道选择滤波器802将接收信号中不在无线系统所用频带内的频率分量滤出，并将该信号发送到抽取器804。在一个实施例中，信道选择滤波器可被设计用来满足GSM无线标准所定义的信道选择规范。抽取器804通过借助因子48将接收信号的采样频率减小到270,833采样/秒(即，1采样/符号)，来去除由ADC 800加入到该信号中的过采样的数据。然后，数字基带处理器可以处理以GSM符号速率即1采样/符号来采样的数据。

但是，在PHS无线系统中使用GSM接收器路径可导致一定的性能降低，这是因为PHS无线系统所使用的解调和检测算法规定了1.5采样/符号的最小采样速率。如上所述，PHS无线系统所使用的符号速率为192kHz。PHS信号可由ADC 800接收，并转换成数字形式。上面还提到，ADC 800以13MHz的速率对PHS信号进行采样。如表9所示，其结果是67.7083采样/PHS符号。

                        表9

当该过采样信号由信道选择滤波器802滤波之后，抽取器804以因子48将信号中的采样数量减小到1.4105采样/PHS符号。在一个实施例中，组件800、802和804为硬件组件。此外，将模拟基带处理器耦合到数字基带处理器806的接口805可以这样的速率来计时，使得可经过链路805来发射的最大PHS采样速率为1.4105采样/PHS符号。如上所述，该采样/符号率并不满足PHS无线标准所规定的1.5采样/符号指标。但是，由于该电路是被设计用来与GSM无线系统一起工作的，所以链路805可不支持所要求的最小PHS采样速率。该不足的采样速率可导致在后续的处理中信号中的混叠现象和符号间干扰。

此外，如上所述，信道选择滤波器802可被设计用来满足GSM信道选择规范而非PHS信道选择规范。例如，PHS无线标准规定，信道选择滤波器应该是匹配滤波器。也就是说，除了将PHS频带外的频率分量滤出之外，该滤波器还基于功率对信号频率分量进行加权，从而增加信噪比。因此，匹配滤波器与信号功率成比例地对来自每个滤波器带的成分进行加权，使得该滤波器的频率响应与该信号的频谱匹配。

但是，由于信道选择滤波器802是被设计用来在GSM系统中工作的，所以，对于PHS系统，信道选择滤波器802可能是非匹配滤波器。当在PHS系统中操作该设备时，使用非匹配滤波器而不是匹配滤波器来对PHS信号进行滤波可导致较低的信噪比，还可引起性能降低。如上所述，数字基带处理器可对所接收的信号进行解调和检测。解调是去除载波信号以获得原始信号波形的过程。检测是从基带波形中提取符号的过程。

可进行相干检测或非相干检测。在相干检测中，得到对信道相位和衰减的估计、以及对载波频率误差和时序的估计。该信息用于修复所接收的信号，然后可对其进行解调以获得PHS符号。相比之下，非相干检测不要求对信道相位和衰减的估计，因此没有相干检测复杂。由于非相干检测较不复杂，所以它可消耗较少的处理资源来执行，但是也可导致相对不精确的对原始发射符号的检测。

PHS无线标准规定使用PHS无线信号的非相干检测。但是，如果不进行非相干检测，而是由数字基带处理器806进行相干检测，那么，可以补偿由于使用非匹配滤波器802和接口805上的不足采样速率所引起的性能降低。在一个实施例中，这可以导致信噪比中的约2dB的净性能增益。

如上所述，当进行相干检测时，可以对信道相位和衰减、载波频率误差以及时序误差进行估计。可使用较大的采样速率来进行该估计。例如，如图9所示，数字基带处理器901以270.83K采样/秒或1.4105采样/PHS符号的速率接收数据。然而，可使用7采样/PHS符号的数据速率来获得信道估计以及对载波频率和时序误差的估计。因此，到来的信号可以由内插器903以因子5进行内插，然后由分数抽取器905以分数因子.992492进行抽取，使得输出数据速率为7采样/PHS符号。

如上所述，由于使用了设计用来在GSM系统中工作的芯片，所以理想PHS匹配滤波器可并不可用。但是，数字基带处理器内部的滤波器可以按照这样的方式来设计，以便在考虑到模拟基带处理器内的滤波器的情况下使滤波器整体非常接近于理想PHS匹配滤波器。也就是说，该数字基带处理器内的滤波器可进行信号的预失真，使得该信号在通过一个或多个下游滤波器后接近理想PHS滤波器的输出。例如，该预失真技术可以在图5所示的RRC滤波器505a和505b中采用。该预失真技术还可以在图9中的内插滤波器903中采用。用于进行预失真的技术在题目为“FiltersFor Communication Systems”的临时申请中更详细地进行描述，该申请的律师案号为A0312.70551US00，并与本申请同一日提交。

在本发明的一个实施例中，数字基带处理器806可以被软件编程以进行相干检测，而不是非相干检测。但是，本发明在这方面不受限制，因为数字基带处理器可以以任何适当的方式来进行相干检测。例如，可对数字基带处理器进行硬接线，以进行相干检测。

本发明的各个方面可以独立使用、结合使用，或者以未在前述实施例中具体描述的多种设置来使用，因此，在其应用中并不限于前面说明中所提到的或附图中所图示的细节和组件设置。本发明可具有其它实施例，并且可以按多种方式实施或执行。尤其是，本发明的各个方面可以用许多类型、设置、架构和性能的处理设备来实施。对设备的实施没有限制。

另外，在一个实施例中所描述的本发明的各个方面可结合其它实施例来使用，且不受这里具体描述的特征的设置和组合的限制。各种变化、修改以及改进对于本领域的技术人员是显而易见的。这些变化、修改和改进旨在作为本公开的一部分，并且旨在落入本发明的精神和范围内。因此，前面的描述和附图只是作为示例。

在权利要求中，使用诸如“第一”、“第二”、“第三”等顺序术语来修饰权利要求元素，其本身并不意味着一个权利要求元素相对于另一个权利要求元素的任何优先、先后或顺序，或者方法的动作被执行的时间顺序，而只是作为区别具有某一名称的一个权利要求元素和另一具有相同名称(如果没有使用顺序术语)的元素的标记来使用，从而区分各权利要求元素。

还有，这里所使用的措辞和术语是为了描述的目的，而不应被认为是限制。使用“包括”(including)、“包括”(comprising)、或“具有”(having)、“包含”(containing)、“涉及”(involving)及其变形，意思是包括其后所列的项及其等同以及附加项。

已经详细描述了本发明的若干实施例，各种修改和改进对于本领域的技术人员将是显而易见的。这些修改和改进应落入本发明的精神和范围内。相应地，前面的描述只是作为示例，而非旨在限制。本发明仅仅如所附的权利要求及其等同所限定的那样来限制。

Claims (9)

1.一种接收个人手持电话系统(PHS)无线信号的方法，其包括：

对所接收的信号进行解调以产生基带波形；

使用非匹配信道选择滤波器对所述基带波形进行滤波；并且

通过进行对所述基带波形的相干检测，从所述基带波形中提取至少一个PHS符号。

2.根据权利要求1所述的方法，其中对所接收的信号进行滤波、对所接收的信号进行解调以及提取至少一个PHS符号的动作在不同于所述PHS无线系统的第二无线系统中进行。

3.根据权利要求2所述的方法，其中所述第二无线系统根据全球移动通信标准(GSM)无线标准来工作。

4.根据权利要求1所述的方法，进一步包括如下动作：

以比用于PHS无线系统的理论最小速率小的采样速率，对所述基带波形进行采样。

5.根据权利要求4所述的方法，其中所述理论最小采样速率为奈奎斯特采样速率。

6.根据权利要求4所述的方法，进一步包括如下动作：

通过接口来发送经采样的基带波形。

7.根据权利要求4所述的方法，进一步包括如下动作：

对所述经采样的基带波形进行过采样。

8.根据权利要求4所述的方法，其中对所述经采样的基带波形进行过采样的动作包括如下动作：

使用整数内插滤波器、分数内插滤波器或者分数抽取滤波器中的至少一个，对所述基带波形进行过采样。

9.根据权利要求4所述的方法，其中对所述经采样的基带波形进行过采样的动作包括如下动作：使用至少整数内插滤波器来对所述基带波形进行过采样，其中所述整数内插滤波器是预失真的，以补偿至少一个硬件下游滤波器。

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