CN101031814A - 具有改善了频率扫描线性的频率调制连续波（fmcw）雷达 - Google Patents

具有改善了频率扫描线性的频率调制连续波（fmcw）雷达 Download PDF

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Abstract

描述了频率调制连续波(FMCW)雷达，它包括用于产生扫频信号的频率扫描发生器(42)。鉴频器(52)接收一部分扫频信号，并产生一个参考差频信号。鉴频器52包括光学延迟装置，光学延迟装置包括激光二极管(72)、光纤(74)、和产生时间偏移频扫信号的检测器(76)，从时间偏移的频扫信号中导出差频信号。还描述了从扫频信号中产生由雷达发射的信号、并产生目标差频信号的收发器(50)。模数转换器(80)以从参考差频信号的频率中导出的速率对目标差频信号采样。还描述了雷达用于各种应用条件，例如检测飞机场跑道上的外来物体碎片和周边安全。

Description

具有改善了频率扫描线性的频率调制连续波（FMCW）雷达
本发明涉及频率调制连续波(FMCW)雷达，尤其涉及具有改善了频率扫描线性的FMCW雷达设备以及运行该装置的方法。
FMCW雷达系统是公知的，并且已经广泛应用了多年。在这种系统中，通过系统地改变传输射频(RF)信号的频率来测量目标距离。通常，设置雷达以使传输频率随时间线性变化；例如实施三角波或锯齿波频率扫描。该频率扫描在传输信号的每一瞬间有效设置“时间标签”，并且可采用传输信号和从目标返回信号(即反射的或接收的信号)之间的频率差来进行目标距离的测量。对于本领域技术人员来说，公知的是FMCW雷达提供的距离信息的精度取决于频率扫描的线性。因此，本领域技术人员近些年来开发了众多的技术，以提高FMCW雷达系统的频率扫描的线性。
在典型的FMCW雷达中，采用压控振荡器(VCO)将电压变化转换为相应的频率变化。虽然它对于产生高品质线性电压变化(例如三角波或锯齿波)来说是微不足道的，但是采用VCO转换成相应频率的变化通常会导致严重降低FMCW雷达的距离分辨率的显著的非线性。还曾经尝试生产本质上是线性的VCO。例如，由Micro Lambda Wireless Inc，Freemont，California，USA生产的YIG振荡器，其微调线圈产生的线性最多为0.1％。然而，这种仪器一般带宽窄，并且目前市价相对昂贵。
还已知将施加到VCO上的电压调谐信号调整或预畸变，以补偿VCO响应特性中的非线性。模拟预畸变使得产生的波形在约2-5％内呈线性，但是该技术易受温度影响并已经过时。VCO调谐信号的数字预畸变也是公知的，并包括测量VCO的频率调谐特性，以产生查寻表。采用查寻表能将施加到VCO的调谐信号加以调整，以补偿任一VCO的非线性。这些技术能将线性提高到好于1％，并且已经在低成本FMCW雷达应用中成功采用了数字预畸变技术。然而，这项技术需要谨慎设计，以避免不想要的数字噪音调制VCO。
目前，提供高性能FMCW雷达的最通用技术是闭环反馈技术。该闭环反馈技术以各种方式实施，但是它们都基于建立一个人工目标，当与参考信号混合时其产生“拍”频。在完全线性化的FMCW雷达中，固定距离目标会产生恒定的“拍”频。因此，在实际的FMCW雷达中，如果“拍”频从预期的恒定频率值处偏移，那么就会产生误差信号对VCO微调，以维持在恒定“拍”频。该反馈技术可在雷达的最终RF频率或更低的降频转换处实现。但是已证实如果系统不是精良设计的话，那么展示出的波形线性优于0.05％，该技术趋于不稳定，并且带宽一般限制在约600MHz。还因为VCO被直接调制，所以合成传输信号的相位噪声信号会受到损害。这种反馈环设置的一个示例在MNalezinski、M Vossiek、P Heide(Siemens AG，，Munich)的论文“Novel 24GHzFMCW Front End with 2.45GHz SAW Reference Path for High-Precision DistanceMeasurements”，IEEE MTT-S International Microwave Symposium，Prague，June1997中给出。
先前还在GB2083966和GB1589047中描述了如何通过以非线性方式采样返回信号来削减非线性频率扫描效应。具体的是，GB2083966和GB1589047描述了如何利用人工的、固定距离的目标来产生“拍”频，从该“拍”频可导出采样脉冲流。对于良好的线性频率扫描来说，这种采样脉冲之间的间隔是恒定的，但是如果频率扫描是非线性的，则间隔就会变化。利用采样保持电路对返回的信号(即由真实目标返回的信号)采样，能补偿传输信号频率扫描中的任何非线性。然而，在GB2083966和GB1589047中描述的系统仅适于短距离运行，并且灵敏度有限。出于这个原因，本领域的技术人员已减少了在FMCW系统中使用这种设置，并致力于上述的预畸变和闭环反馈设置上。
根据本发明的第一方面，频率调制连续波(FMCW)雷达包括：用于产生扫频信号的频率扫描发生器；用于接收一部分扫频信号、并产生频率等于扫频信号的频率与根据扫频信号导出的时间偏移扫频信号的频率之差的参考差频信号的鉴频器；用于从扫频信号中产生由雷达发射的信号的收发器，该收发器还产生频率等于雷达发射信号的频率与从远处目标返回至雷达的信号频率之差的目标差频信号；和以从参考差频信号的频率中导出的速率对目标差频信号采样的模数转换器(ADC)，其特征在于，鉴频器包括用于产生时间偏移频扫信号的光学延迟装置。
因此FMCW雷达提供的频率扫描发生器用于产生扫频信号；例如，锯齿或三角波频率变化信号。雷达还包括收发器，设置为接收一部分扫频信号，并从其中产生FMCW信号，用于雷达发射。还将收发器设置为通过将雷达发射的扫频信号(发射信号)与从一个远处目标或目标返回的信号(返回信号)混合来产生目标差频信号。
雷达还包括鉴频器，其通过将时间偏移扫频信号与一部分扫频信号混合来产生参考差频信号，时间偏移扫频信号被认为是相当于从人工目标返回的信号。由收发器产生的目标差频信号由ADC以响应于参考差频信号的频率动态改变的采样速率采样。换句话说，参考差频信号用于对采样目标差频信号的ADC计时。这种设置对频率扫描发生器产生的频率扫描信号中的任何非线性进行补偿，并且ADC输出的数字信号所具有的频率分量直接与目标距离相关。
与GB2083966中描述的系统不同的是，本发明的雷达设备包括鉴频器，该鉴频器包括从一部分频扫信号中产生时间偏移频扫信号的光学延迟装置。光学延迟装置优选包括至少一根光纤延迟线；这就提供了物理上紧凑又坚固的光学配置。在使用中，光学延迟装置优选采用至少一个激光二极管，将一部分电扫频信号转换为相应的强度调制光信号。该光信号在被转换回电信号之前，通过例如光纤长度的光路或光导。光学延迟装置优选包括至少一个光学检测器，以将光信号转换回电信号。因此光学检测器的电输出信号(即时间偏移扫频信号)相对于频率扫描发生器输出的扫频信号延迟(即时间偏移)。而后时间偏移扫频信号与一部分未延迟扫频信号混合，以产生参考差频信号。
包括本发明光学延迟装置的雷达具有很多相关的优势。例如，光学延迟装置可包括长距离的(例如几十或几百米、甚至几公里)低损耗光纤。这使得长延迟被施加到时间偏移频扫信号上，而不产生任何明显的信号损耗，因此使得雷达设备具有最大长度的运行距离。而且，基于光纤的延迟装置提供非常低的频散水平，并且具有的波导特性在广泛的温度范围内稳定，并不会随时间明显变化。在雷达的运行环境变化或设备老化时，这就防止了在延迟过程中引入不想要的、不可预知的变化。
应当再次强调的是，本发明的雷达设备，尤其是具有光学延迟装置而不是电延迟装置的雷达设备，与GB2083966中描述的仪器相比提供了明显的、完全无法预料的的优势，该仪器采用高损耗微波延迟线，以产生时间偏移频扫信号。而且本发明的雷达采用开环控制机构，并因此本质上比上述的在先技术的闭环反馈技术更加稳定和坚固。结果是FMCW雷达在大RF带宽上获得线性，这在FMCW雷达设计中是没有先例的。
有利之处在于，设置光学延迟装置以产生相对于频扫信号具有多个不同时间偏移中的任一个的时间偏移频扫信号。换句话说，设置光学延迟装置，使得加入到时间偏移频扫信号中的延迟持续时间可根据需要选择。
适宜的是，光学延迟装置包括多抽头光纤延迟线。该光学延迟装置可设置为采用多抽头光纤延迟线，结合光学开关和/或电开关技术以改变加入到时间偏移频扫信号的延迟。
例如，可采用单个激光二极管以将调制光学信号耦合到多抽头光纤。在使用电开关的情况下，可在多个光学抽头点的每一端、或至少一些端头处采用光电检测器。然后采用电选择开关以导引仅为所期望光电检测器的电输出与频扫信号混合，产生参考差频信号。可选择的是，激光二极管可位于光学抽头点的每一端、或至少一些端头处，并提供单个检测器，该检测器将接收耦合到光纤的辐射。将频扫信号发送到适当的激光二极管，或仅对所需的激光二极管供电，而后将确定施加到检测器接收信号的延迟。
在使用光学开关的情况下，激光二极管的输出强度由扫频信号调制。调制的激光然后会耦合到多抽头光纤，并且抽头点的每个输出、或至少一些输出耦合到光选择开关。光选择开关然后会发送光信号，光信号会将所需的延迟施加到光电检测器，以转换为电信号，并且随后与频扫信号混合。此外，可选择的设置包括采用光学选择开关以将激光输出发送到多个抽头点的任一端，还包括具有光耦合到沿光纤的单个抽头点的光电检测器。如上提到的，也可以将电开关和光开关组合。
优势在于，光学延迟装置包括多个不同长度的光纤。在这种情况下，每根光纤可具有光电检测器和与之相连的激光二极管，以便允许使用电开关来选择所需的延迟。可选择的是，激光的光输出可通过第一光开关发送到所选光纤，并且那个光纤的输出通过第二光开关光发送到光电检测器。电开关和光开关的组合也可以相似的方式应用到以上所述的多抽头光纤。
其次，本领域技术人员会理解各种设置本发明光学延迟装置的方式，以将多个不同的延迟加入到时间偏移频扫信号和频扫信号之间。本领域技术人员还意识到各种光学或电子元件，例如在远程通讯系统中用到的光学或电子元件可用于执行适当的开关设置。
使用可将多种延迟中的任一个加入到时间偏移频扫信号中的光学延迟装置具有优于GB2083966中所述固定延迟的在先系统的很多种优势。例如，使得雷达在使用中容易按预期改变最大距离。换句话说，在使用过程中雷达的最大距离(其反过来与雷达的距离分辨率相关)可以按预期增大或减小。在需要时或当需要时调节仪表距离的能力为人们提供了更加灵活的雷达系统，它能易于适应各种场所和/或多种不同用途。应当注意，通过光学延迟装置加入的延迟的改变会导致需要改变其它的雷达参数，以维持最佳的性能；例如，需要改变频率扫描带宽和/或频率扫描的持续时间。对延迟、频率扫描带宽和扫描持续时间的关系的更详细解释在下面给出。
有利的是，选择由光学延迟装置施加的延迟，使其等于将信号发送到所需最大雷达距离处的目标的飞行时间的倍数。
如以下更加详细地描述，如果频扫信号的频率变化是非线性的，那么参考差频信号将包括频率以与频扫信号的非线性相关的方式变化的正弦波。优势在于，提供分析器以将鉴频器产生的参考差频信号转换为由间隔分开的一系列时间脉冲，该间隔与参考差频信号的频率相关，其中时间脉冲用于对ADC计时。分析器优选包括零交叉检测器。在这种情况下，只要参考差频信号的电压越过零，就会产生时钟脉冲。如以下提到的，设置零交叉检测器，在信号的每个零交叉点处或仅在从正方向或负方向越过零时，就会产生一个计时脉冲。该分析器还可包括倍频器，以将施加到零交叉检测器的信号的频率加倍。应当注意，与其提供以上所述类型的分析器，倒不如采用ADC，它可以由正弦波直接计时。
有利的是将频率扫描发生器设置为输出锯齿波和三角波扫频信号中的任一种。适宜的是，频率扫描发生器包括压控振荡器。因为VCO不需要精确的调谐特性，因此它可以是非常低成本的、例如在移动通讯工业中采用的类型。
优选地，频率扫描发生器包括将数字预畸变调谐信号输出到压控振荡器的电压信号发生器。以这种方式可提高VCO的线性。即使本发明的雷达会补偿任何无变化扫频信号的非线性，但还是优选压控振荡器输出的扫频信号的线性优于10％，尤其是在雷达也包括抗假信号滤波器的情况下。包括这样的抗假信号滤波器会通过截断任何高于Nyquist频率的频率来提高雷达的性能，但是如果扫频信号的线性大于约10％，就会导致最大距离附近的信号检测灵敏度损失。
这里，术语“线性”将意味着频率倾斜出线性的偏差百分比。它可以表示为最小和最大变化的“±x％”值，或仅仅作为“x％”的平均偏差。因此小百分比的线性值意味着线性高的信号(零是完全的线性值)，而百分比高的线性值意味着信号的线性差。以这种方式描述线性是本领域技术人员通常采用的方式。
优势在于，由频率扫描发生器产生的扫频信号的频率范围位于第一频率带宽内，由雷达发射的信号的频率范围位于第二频率带宽内，第一频率带宽内包含的频率低于第二频率带宽内包含的频率。适宜的是，收发器包括增频变换器，以将扫频信号的频率增至由雷达发射的信号的频率。增频变换器优选包括稳定的本地振荡器(STALO)。理论上STALO的相位噪声的顺序与频率扫描发生器的VCO的相位噪声的顺序相同。
因此优选采用所谓的增频变换器实施本发明，其中频率扫描发生器在比最终由雷达发射的频率低得多的频率下工作。例如，频率扫描发生器可在UHF带宽(例如几百MHz至几GHz)下工作，同时雷达发射的信号具有从10GHz至超过100GHz的频率。由合适的增频变换器将在低频带宽上产生的扫频信号增频转换至雷达发射的频率带宽。还应当注意，即使由远方目标反射至雷达的信号显然位于与发射信号相同的频带内，当发射和接收信号零差混合时，它们会产生一个位于基带频率的目标差频信号。因此该结构使得频率扫描发生器、鉴频器、ADC等工作在低频、UHF带宽下。这就降低了成本以及雷达的复杂度，并自然导致本身的相位噪声性能更好。与GB2083966中描述的那些在最终雷达工作频率处产生的频率扫描的设计相比，这导致改善了雷达的灵敏度。
这种增频类型结构的另一种优势在于多数线性电路(即频率扫描发生器、鉴频器、ADC)与雷达传输频率无关。因此相同的线性电路可用于不同RF频率的各种用途中；即使显而易见地必须选择收发器部件例如STALO以产生所需的雷达输出频率。因此可将线性电路用于工作在94.5GHz的跑道碎片监控雷达、工作在35GHz的周边安全雷达、以24GHz传输的水平面测量雷达、工作在17GHz的鸟检测雷达或工作在9GHz的航舶导航雷达。
因此可提供的频率调制连续波(FMCW)雷达包括用于产生扫频信号的频率扫描发生器；用于接收一部分扫频信号并产生频率等于扫频信号的频率与从扫频信号导出的时间偏移扫频信号频率之差的参考差频信号的鉴频器；从一部分扫频信号中产生由雷达传输的信号的收发器，该收发器还产生频率等于雷达发射信号的频率与从远方目标返回至雷达的信号频率之差的目标差频信号；和以从参考差频信号的频率导出的速率采样目标差频信号的模数转换器(ADC)，其中由频率扫描发生器产生的扫频信号的频率范围位于第一频带，而由雷达发射的信号的频率位于第二频带，第一频带的中心频率低于第二频带的中心频率。
在这种雷达中，收发器可有利地设置为接收一部分扫频信号，并包括用于将扫频信号的频率升至雷达发射信号的频率的增频变换器。而且，适宜的是，增频变换器包括一个稳定的本地振荡器(STALO)。优势在于，鉴频器包括用于产生时间偏移频扫信号的光学延迟装置。
雷达还可进一步包括天线，并且天线可优选包括分离的发射和接收天线元件。换句话说，可提供收发分置的天线阵列。可选择使用有源天线。
优选将雷达设置为发射频带位于9GHz到150GHz内的信号，或更优选频带位于70-80GHz或90-100GHz内。适宜的是雷达可设置为发射频率约为77GHz或94.5GHz的信号；因为这些频率落入大气吸收窗内，所以它们是有优势的。
任一商用雷达系统优选设置的工作频率也位于the InternationalTelecommunications Union(ITU)管理的国际频率配置内。在英国，频率配置由通讯管理机构、OFCOM管理。因此，适宜的是，提供一种雷达，它发射的信号频率位于76-81GHz、92-95GHz或95-100GHz范围内。
在约40GHz以上的频率处，通常需要利用微波波导来导引信号。因此适宜的是，将雷达设置为发射频率大于40GHz的信号。本发明的增频方面减小了所需微波电路的数量，以执行这种雷达，并因此降低了提供这样的系统的成本。
优势在于，光学延迟装置包括光波导，光波导产生的延迟等于由长度大于100m、大于500m、大于1km、大于2km、大于5km、大于10km、大于20km或大于40km的自由空间路径造成的延迟。应当注意，通常光波导的物理长度小于延迟意欲模拟的等效自由空间路径的长度。换句话说，光纤核心部分的有效折射率很可能大于自由空间的折射率。因此，选择该光波导的物理长度以产生等于雷达能量穿越特定自由空间路径长度所花费时间的等效时间延迟。
因此可以看出，光学延迟装置使得产生的延迟等于长度为几百米或甚至几十千米的自由空间长度所产生的延迟。这与包括由同轴电缆长度形成的电子延迟线的在先技术形成对比。通常在这种配置中使用的同轴电缆的长度受高能级的RF损耗和装置的物理剪切尺寸限制为约50m。同轴电缆的解决方案还受频率分布随温度变化的影响。即使在先技术的仪器，例如在GB2083966中描述的那些仪器，已尝试采用锁相环等来增加从同轴电缆延迟线中获得的延迟，但这只不过降低了系统的性能。因此可以看出，本发明使得产生的延迟扫频信号所具有的延迟远大于先前可能的延迟。
根据本发明的第二方面，用于检测表面上物体的设备包括根据本发明第一方面的雷达。物体优选包括外来物体碎片(FOD)，并且表面包括飞机跑道。
根据本发明的第三方面，提供的周边安全装置包括根据本发明第一方面的雷达。
根据本发明的第四方面，用于频率调制连续波(FMCW)雷达的频率线性化模块包括产生扫频信号的频率扫描发生器；用于接收一部分扫频信号、并产生频率等于扫频信号的频率与根据扫频信号导出的时间偏移扫频信号的频率之差的参考差频信号的鉴频器，其特征在于鉴频器包括用于产生时间偏移频扫信号的光学延迟装置。
线性化模块优选用于根据本发明第一方面的雷达。特别是，频率线性化模块可适于现有的FMCW雷达，以提高它们的线性响应。
优势在于，线性化模块可用作闭环反馈FMCW雷达的一部分。例如，由鉴频器产生的参考差频信号可反馈至反馈控制器。而后设置反馈控制器以响应于扫描周期内参考差频信号的任何频率变化动态地改变电压调谐信号的特性，该电压调谐信号被施加到频率扫描发生器的VCO。换句话说，为了将参考差频信号的频率保持恒定，反馈控制器会改变电压调谐信号。闭环反馈雷达可包括在最终发射频率处产生扫频信号的频率扫描发生器，或者适宜的是其可利用上述类型的增频结构构成。
根据本发明的第五方面，运行频率调制连续波(FMCW)雷达的方法，包括步骤：(i)产生扫频信号；(ii)产生频率等于扫频信号的频率与根据扫频信号导出的时间偏移扫频信号的频率之差的参考差频信号；(iii)从扫频信号产生由雷达传输的信号，(iv)产生频率等于雷达发射信号的频率与从远方目标返回至雷达的信号频率之差的目标差频信号；以及(v)用模数转换器(ADC)对目标差频信号进行采样，其中，ADC的采样率从参考差频信号的频率中导出，其特征在于，在产生参考差频信号的步骤(ii)中使用的时间偏移频扫信号由光学延迟装置产生。
适宜的是，该方法还包括采用雷达检测表面上的物体。优势在于，采用雷达检测表面上物体的步骤包括采用雷达检测飞机跑道上的外来物体碎片(FOD)。可选择的是，或另外，本方法还包括采用雷达监控限定区域周边、如周边围栏的步骤。
现仅通过举例，参考以下附图来描述本发明，其中：
图1(A、B)所示的为(A)降频后接收的时域信号的强度，和(B)作为时间函数的典型FMCW雷达的输出信号频率；
图2(a、b、c)所示的为(a)FMCW雷达的发射和接收的频率信号，(b)接收信号的差频分量，以及(c)信号的分辨频率分量；
图3(A、B)所示的为FMCW雷达输出的非线性频率扫描效应；
图4为解释本发明FMCW雷达的结构图；
图5(A、B、C、D、E)所示的为运行图4中雷达设备的原理；
图6为当采用本发明的雷达对飞机跑道上的物体成像时的雷达输出图像；以及
图7(a、b)示出了当采用本发明的雷达对飞机跑道的周边成像时的两幅雷达输出图像。
参照图1，解释了线性扫频的FMCW雷达的根本原理。图1a示出了FMCW雷达作为时间函数的接收信号(降频后)的幅度，同时图1b示出了雷达输出作为时间函数的频率变化。
图2示出了采用FMCW雷达如何确定距离信息。图2a的线2示出了雷达发射信号的锯齿形频率变化，线4示出了频率随信号从距雷达第一距离d1处的目标反射回的时间而变化，和线6示出了频率随信号从距雷达第二距离d2处的目标反射回的时间而变化。既然这样，d2处目标距雷达的距离大约是d1处目标距雷达距离的二倍。
可以看出，线4从线2时间偏移(即，延迟)Δt1，而线6从线2时间偏移Δt2。这一时间偏移取决于返回信号行进至相应目标并返回所花费的时间，并因此代表了目标的距离。在这个理论性的举例中，频率随时间的变化在测量窗8内是完全线性的。因此，可以看出，在整个测量窗8内从d1处的目标返回的信号自发射信号频率偏移Δf1。同样，从d2处的目标返回的信号自发射信号频率偏移Δf2。
在FMCW雷达中，由雷达接收的返回信号与发射信号混合。这就产生了频率等于发射和接收信号频率之差的差或拍信号(或含有多个频率分量)。图2b示出了发射信号与从d1处目标返回的信号混合产生的频率分量14，并示出了发射信号与从d2处目标返回的信号混合产生的频率分量16。快速傅立叶变换(FFT)技术对测量窗8的时间内的这些混合信号进行频率分析，并提供了作为频率函数的的雷达返回强度，如图2c所示。所观测的频率偏移(或目标拍频fb)与目标距离(R)相关，通过表达式表示；
f b = 2 R c ΔF ΔT . . . ( 1 )
其中c为光速，ΔF为频率带宽(即最大频率减去最小频率)，和ΔT为扫描持续时间。线性频率扫描的倾斜度(即ΔF/ΔT)是已知的，因此使得从被测得的拍频中计算出目标距离。
如以上提到的，在现实的雷达系统中很难获得真实的线性频率扫描。现参考附图3，可以看出非线性扫描频率的使用如何严重降低雷达获得的距离信息的精度。具体的是，图3a示出了具有非线性频率扫描信号(曲线30)的发射信号。虽然返回信号(曲线32)从发射信号(曲线30)处时间偏移了一个恒定延迟Δt3，但是两信号间的频率差也不再随时间保持恒定。这可从图3b中看出，其中所示的频率差(即，发射和接收信号的拍频)为时间的函数。因此频率扫描的非线性在距离测量中引入了大的误差，并可以看出，为什么希望提供具有线性频率扫描的雷达。
现参考图4，解释了本发明的FMCW雷达40。
雷达40包括用于输出UHF频率的锯齿频率扫描信号的频率扫描发生器42。频率扫描发生器42包括设置为接收来自于调谐信号发生器46的电压控制信号的压控振荡器(VCO)44。
VCO44是相位噪声很低的压控振荡器(VCO)。从许多制造商那里可以低价格购到适当的VCO，并且通常用于移动通讯应用等。该VCO44具有单调调谐特性，但是VCO的调谐线性却不是紧要的。调谐信号发生器46以数字形式产生调谐信号，并包括一个滤波器(未示出)以除去数字量化噪声。这使得VCO调谐信号发生数字预畸变，因此使VCO输出线性好于10％的频率扫描。频率波形优选性质为锯齿的波形，容易获得至少为1500MHz的带宽，相当于12.5cm的距离分辨率。
尽管描述了数字调谐信号发生器46，本领域的技术人员会认识到，可采用简单的模拟积分器电路选择性地产生VCO调谐信号。同样，可设置频率扫描发生器以产生可选的线性波形(例如，三角波等)。
频率扫描发生器42的输出传送到分频器48。分频器48将信号分成两部分；这样，分开的信号反馈到雷达接收器50和延迟线鉴频器52。
雷达接收器50具有零差结构。该接收器50包括一个稳定的本机振荡器(STALO)54和将从分频器48接收的低频信号增频至预期的RF频率(通常约94.5GHz)的第一频率混合器56。提供边带抑制滤波器59以从RF射频信号中除去较低的边带；应当注意，可以选择性地从RF信号中除去上边带。而后通过RF功率放大器58将RF信号(现仅包含上边带)放大，并通过环形器60到达天线62。在这项技术中，关键的元件是STALO54，其优选具有低相位噪声。
由天线62接收的返回信号经环形器60到达低噪声放大器64。而后采用同相正交(IQ)混频器66将由低噪声放大器64输出的放大返回信号与提取的RF信号输出相混合。换句话说，由目标返回的雷达信号通过I与当前发射的信号采样IQ频率混合被直接转换为基带。而后基带返回信号在被传送到模数转换器(ADC)80之前被传送到调节电路82，调节电路82包括放大器84和抗假信号滤波器86。该抗假信号滤波器86设置为抑制信号频率大于预定水平的任何频率分量。抗假信号滤波器86通常设置为抑制频率大于奈奎斯特(Nyqusit)频率的任何信号。
应当注意，可将雷达配置为采用同一天线发射接收(即，单基地设置)的单天线系统，或者配置为采用分离的天线发射和接收(即收发分置设置)的双天线系统。虽然在图4中出于简化目的示出了单基地天线设置，但还是优选收发分置的设置，因为它具有将发射器相位噪声从接收器中最佳分离的优势。
如以上概述的，分频器48还向延迟线鉴频器52输出一部分频率斜坡发生器42的输出。延迟线鉴频器52包括另一个分频器68、另一个混频器70、激光源72、光纤延迟线74和光学检测器76。
延迟线鉴频器52的另一个分频器68将接收的VCO信号分成两条路径。第一路径直接将信号传递到另一个混频器70的本机振荡器端。第二路径将VCO信号传递到激光源72。激光源的输出的强度受接收的VCO信号调制，并在经光学检测器76转换回电信号之前沿着光纤延迟线74传递。然后由光学检测器76产生的电信号传递到混频器70的RF输入端。如以下更加详细的解释，选择光纤延迟线74的长度以施加一个延迟，该延迟等于在雷达的最大测量距离处的目标产生的延迟，或等于那个长度的两倍。应当注意到，用电子仪器例如采用锁相环可将由光纤延迟线74施加的延迟连续地增加。
激光源72是固体半导体激光器，例如分布反馈(DFB)或分布布拉格反射器(DBR)激光器。采用该VCO信号调制激光二极管电流源，从而调制激光器输出的强度。激光二极管目前是可以购买到的，它的强度调制速率高达约18GHz，并且已报道激光二极管被调制的速率可达到70GHz。可在这些调制速率下工作的光学检测器76也是可以从很多厂家购买到的。为了降低光散射效应，光纤延迟线74优选由单模光纤构成。
因此可以看出，本发明通过将电信号调制到光学载体、将其向下传递到光纤延迟线、并且将光信号解调回电信号而提供了适当长的延迟时间。光纤延迟线的使用使得几千兆赫的大带宽被延迟的实际周期等于几万米，却没有实质上的损失。此外，光纤延迟线的频率散射非常低，它可以成为RF同轴线的限制因素，尤其是在温度变化大时。还应当注意到，可变换的光学延迟线或多抽头的光学延迟线使得制造的雷达具有可变换的最大测量距离。
因此光纤延迟线的使用消除了目前采用同轴延迟线时存在的对距离的限制。而且，与采用表面声波(SAW)延迟线的系统不同，在延迟的长度和可获得的最大带宽之间没有折衷。
由延迟线鉴频器52输出的信号经由选择的倍频器77反馈到零交叉检测器78。应当注意，如果将光纤延迟线74的长度制作得等于雷达最大距离的两倍或一半，如果光纤延迟线74的长度制作得等于雷达的最大测量距离，由延迟线鉴频器52输出的信号等于从最大距离处的目标返回的信号。而且，如以下更加详细解释的，由延迟线鉴频器52输出信号的频率根据VCO频率斜坡的变化在频率扫描期间会发生变化。
每当延迟线鉴频器52输出的信号电压越过零时，设置零交叉检测器78产生时钟脉冲。采用这些时钟脉冲限定模数转换器(ADC)80的采样时间，采用模数转换器(ADC)80对从真实目标返回的雷达信号进行采样。通过硬性限制延迟线鉴频器52的输出并采用比较器产生ADC时钟信号来实施零交叉检测器78。可选择的是，如果ADC80为接收正弦波时钟的类型，那么延迟线鉴频器52的输出仅仅被放大至ADC80所需的水平。频率扫描发生器42(具体的是VCO44)的非线性效应将以这种方式补偿，并且获得接近完美的频率线性。而且，还由于ADC的非线性采样，通常与ADC相关的寄生频率的凸出部分被抹掉并得以有效消除。
ADC80的数字化输出反馈到数字信号处理器88，处理器88提取返回雷达信号的频率分量。这些频率分量因线性化技术而直接与距离相关。
在GB2083966和GB1589047中更加详细地描述了采用非线性采样动态改变时间间隔的基本概念，在该时间间隔内对返回信号采样以补偿频率扫描发生器的非线性。然而，现参考图5给出了采用图4的装置运行该技术的方式的简要概括。
参照图5a，示出了频率扫描信号与人工目标(即，检测器76的信号输出)产生的延迟频率扫描信号之间的频率之差(Δf)。可以看出，虽然由光纤延迟线74引入的延迟是固定的，但是频率扫描的非线性使扫描周期内的频率扫描信号与延迟频率扫描信号之间的频率差(Δf)发生了变化。这与参考图3描述的效果相同。
众所周知，将两个信号混合产生频率等于这两个信号频率差的信号。因此将频率扫描信号与延迟频率扫描信号混合产生的合成“拍”信号具有的频率以图5b所示的方式随时间而变化。因此延迟线鉴频器52在接收到高非线性频率扫描信号时将产生图5b所示类型的信号。
零交叉检测器78收到图5b所示的信号，并从此产生图5c所示的时钟脉冲。在这种情况下，延迟线长度等于最大的测量距离，并且倍频器77启动，从而对鉴频器输出的频率倍频。设置零交叉检测器在正负零交叉时产生时钟脉冲，从而采样率满足奈奎斯特(Nyquist)标准；即，从而采样发生在采样信号的最高频率分量的两倍频率处。如果延迟等于最大测量距离的两倍，并且倍频器77启动，那么仅需要正或负的零交叉。然而，对于延迟等于最大测量距离的两倍，推荐停用(即，旁路)倍频器77，并在正负零交叉时采用零交叉检测器以产生时钟脉冲。这些时钟脉冲确定了ADC80采样基带返回信号的时间点，并在图5中用虚线S1至S29示出。
图5d示出了可由调节电路82反馈到ADC80的基带返回信号。如上所述，将返回信号与一部分发射信号混合产生图5d的基带返回信号。可以看出该返回信号具有以与图5b的人工目标信号相似的方式随时间变化的频率；这还起于非线性频率扫描，导致返回信号与发射信号之间的频率差在扫描周期内变化。由ADC80对图5d的波形在间隔时间S1到S29处采样，该间隔时间由零交叉检测器78产生。
图5e示出了设定一个固定采样间隔重新绘制的图5d的采样波形。换句话说，信号作为由零交叉检测器78确定的采样时间s的函数被重新绘制，而非作为真实时间的函数被重新绘制。可以看出，通过该过程已经去除了频率响应的非线性，并且信号传递到具有恒定频率的DSP88中。这使得容易且明确地从信号中提取距离。应当注意，图5d的基带返回信号具有从单距离处目标返回的雷达信号；实际上可出现多种不同的距离组成部分，DSP88从ADC80输出的合成线性信号可分析出每种距离组成部分。
如上所述，本发明装置的优势在于鉴频器可包括多个可转换的光纤延迟线和/或多抽头光学延迟线。这使得在提供的雷达中能够改变使用过程中由光纤延迟线施加的延迟。然而，应当注意到，改变施加的延迟还会对雷达性能参数以及系统设置产生影响。因此，当施加到扫频信号的延迟改变时，必须依赖于雷达期望的用途来修改雷达的其它特性。
作为举例，可采用下式(2)至(5)限定雷达的各种特性，其中Rmax是最大雷达测量距离，延迟线长度为Rmax或2Rmax，ΔF是扫描带宽，而ΔT是扫描持续时间。
距离分辨率(ΔR)可描述为：
ΔR = c 2 ΔF . . . ( 2 )
时间采样数(N)与所需的FFT长度相关，由下式给出：
N = 4 R max ΔF c ( 3 )
采样率(S)可表示为：
S = 4 R max ΔF cΔT . . . ( 4 )
抗假信号滤波器截止频率(Ffilter)是：
F filter = 2 R max ΔF cΔT . . . ( 5 )
根据式(2)到(5)得出，表1示出了对雷达分辨率的影响、所需的FFT长度、所需的采样率、所需的抗假信号滤波器截止频率以及二等分延迟线长度时的最大距离(即，从2Rmax至Rmax)、频率扫描或扫描持续时间。
  分辨率   FFT长度   采样率   滤波器截止频率   最大距离
  延迟线长度   无改变   二等分   二等分   二等分   二等分
  频率扫描   二等分   二等分   二等分   二等分   无改变
  扫描持续时间   无改变   无改变   加倍   加倍   无改变
表1：二等分指定参数的计算结果
可以看出，由复杂的相互关系决定了各种雷达的结构和性能标准，并且本发明的雷达系统可以众多的不同方式配置。
表2给出了如何采用多抽头光学延迟线应用于雷达的举例，该雷达可在四种不同距离间转换。雷达的扫描时间固定在3.2768ms，FFT长度固定在16k点，采样频率固定在5Msps，抗假信号滤波器截止频率固定在2.5MHz。如以上提到的，可容易地改变延迟线长度，通过对施加到频率扫描发生器42的VCO44的电压调谐信号重新编程可容易地改变频率扫描，并且通过启动/关闭倍频器77改变时钟系数(即，零交叉检测器78每周期计1个零交叉还是每周期计2个零交叉)。因此，可以看出改变频率扫描、光学延迟线长度和时钟系数以提供运行在最大距离约为0.5km、1km、2km或4km的雷达。因此提供一种在使用过程中能容易改变距离的雷达。
  1   2   3   4
  频率扫描/MHz   2400   1200   600   300
  延迟线长度/m   1024   1024   2048   4096
  时钟系数   1   2   2   2
  距离分辨率/m   0.0625   0.125   0.25   0.5
  最大距离/m   512   1024   2048   4096
表2：多抽头光纤仪器配置。
虽然以上描述的FMCW雷达可有很多用途，但它还是特别适合应用在需要高分辨率雷达数据的情况下。举例包括飞机跑道上的碎片检测、周边安全、云雾雷达、自动防止空中相撞、勘测以及水平面测量。本领域技术人员会认识到，本发明的雷达系统有多种可选择的潜在用途。
已经示出根据本发明的雷达系统，其尤其适用于对飞机场外围物体碎片(FOD)的检测。FOD包括在不合适位置处发现的任何物体，在该位置处发现物体的结果就是会损毁设备或毁坏飞机或伤害机场员工。据估计每年引发的损失将耗费航空航天工业40亿美元。自发生在2000年七月的法国航空公司协和式飞机惨案之后，一系列事件均由跑道上的16英寸钢带引发，人们已将更多的兴趣放在提高检测FOD的技术，并以及时的方式在所有的天气条件下移走FOD，并用最少时间中断机场工作。目前，通常沿着飞机跑道长度每4小时通过驾驶执行一次人工检查。由于能见度和人眼误差，有效性是有限的，并且该技术在黑暗时无效。
专门用于检测FOD的雷达设计关键在于将从跑道地物干扰返回的信号最小化，同时保持对FOD的检测。可以通过以下步骤获得：(i)将方位角带宽最小化；(ii)采用特别高的距离分辨率；(iii)将雷达定位以具有最佳的入射余角；以及(iv)接收正交偏振。这里所述类型的FMCW雷达工作的中心频率为94.5GHz，它能获得必需的距离分辨率，并且还能达到所有的其它标准。
已证明根据本发明的雷达发射右手循环(RHC)偏振辐射，并接收左手循环(LHC)偏振辐射和RHC偏振辐射。选择多样性的接收以提高检测到FOD的可能性，并且还提供在雨中接收的性能。雷达安装为360o方位角可调并且可旋转，典型以3o/s旋转。转速很慢以使得充分“击中”每个目标，但理想的是应当足够快以在每个起飞或着陆后提供更新。
定位雷达很重要，并非常依赖于机场地形和跑道表面特征。取决于排水的需要，跑道表面可以是斜坡的或凸起的，并可以是有凹坑的。相对于跑道表面的理想入射余角这样以致雷达正好位于开始检测跑道表面的点处。
根据本发明制造的FMCW雷达已显示出其具有表3所示的特性。雷达包括0.25m分辨率的8192距离单元，给出的最大指示距离为2048m。与600MHz扫描带宽相结合的频率扫描线性小于0.01％，导致获得大量的距离单元。应当注意，本发明使得人们会获得甚至更大的扫描带宽；例如，容易获得高达4GHz的带宽。
已经在几处机场位置评估过该雷达的性能。通常雷达位于跑道表面以上5m的高度，并离最近的跑道部分200m。已经对已知反射器和设置在跑道不同方位处的FOD的实际项目开展了广泛试验。
  中心频率   94.5GHz
  调制   FMCW 600MHz锯齿波
  发射功率   150mW
  扫描时间   2.58ms
  发射偏振   RHC
  接收偏振   RHC和LHC
  方位角波束宽度   0.2o
  仰角波束宽度   2.0o
  扫描时间   典型3o/s
  距离分辨率   0.25m
  测量距离   2048m
  接收器噪声图   6.5dB
表3：FMCW性能参数。
参照图6，示出了对在1000m跑道表面上相隔2m的四个物体的检测。项目从左到右为(i)头朝前螺钉M12(由附图标记102表示)，(ii)与导致协和式飞机碰撞的金属带相似的金属带(由附图标记104表示)，(iii)在其侧面的玻璃瓶(由附图标记106表示)，以及(iv)在其侧面的小塑料瓶(由附图标记108表示)。较大的目标(由附图标记110表示)是一个人。
参考图7a，示出在周边围栏内包括三个土墩的300m乘400m的区域。道路轨迹清晰可见，并且草坪轮廓，包括割草方向都能看见。土墩和其它物体投下的阴影也很明显。图7b示出了周边围栏的近处观察图，35m乘55m。以3m间隔驻扎的围栏清晰可辨。
因此可以看出，本发明的FMCW雷达尤其适用于检测机场跑道上的非常小的外围物体和碎片(FOD)。

Claims (35)

1、频率调制连续波(FMCW)雷达，所述频率调制连续波雷达包括：
用于产生扫频信号的频率扫描发生器；
用于接收一部分扫频信号、并产生频率等于扫频信号的频率与从该扫频信号中导出的时间偏移的扫频信号的频率之差的参考差频信号的鉴频器；
用于从扫频信号中产生将由雷达发射的信号的收发器，该收发器还产生频率等于雷达发射信号的频率与从远方目标返回至雷达的信号频率之差的目标差频信号；和
模数转换器(ADC)，用于以根据参考差频信号频率导出的速率对目标差频信号进行采样，
其特征在于，
鉴频器包括用于产生时间偏移的频扫信号的光学延迟装置。
2、根据权利要求1所述的雷达，其中光学延迟装置包括至少一个光纤延迟线。
3、根据以上任一权利要求所述的雷达，其中光学延迟装置包括至少一个激光二极管。
4、根据以上任一权利要求所述的雷达，其中光学延迟装置包括至少一个光检测器。
5、根据以上任一权利要求所述的雷达，其中光学延迟装置被设置为产生一时间偏移频扫信号，该时间偏移频扫信号具有多个相对于频扫信号的不同时间偏移中的任一个。
6、根据权利要求5所述的雷达，其中光学延迟装置包括多抽头光纤延迟线。
7、根据权利要求5或6所述的雷达，其中光学延迟装置包括多条长度不同的光纤。
8、根据以上任一权利要求所述的雷达，其中选择由光学延迟装置施加的延迟，使其等于发射信号到所需最大雷达距离处的目标的飞行时间的倍数。
9、根据以上任一权利要求所述的雷达，其中提供一分析器，以将由鉴频器产生的参考差频信号转换为由与参考差频信号的频率相关的时间间隔隔开的一系列时间脉冲，其中采用时间脉冲对ADC计时。
10、根据权利要求9所述的雷达，其中分析器包括零交叉检测器。
11、根据以上任一权利要求所述的雷达，其中频率扫描发生器被设置成输出锯齿波和三角波扫频信号中的任一个。
12、根据以上任一权利要求所述的雷达，其中频率扫描发生器包括压控振荡器。
13、根据权利要求12所述的雷达，其中频率扫描发生器包括用于将数字预畸变调谐信号输出到压控振荡器的电压信号发生器。
14、根据权利要求12到13任一项所述的雷达，其中压控振荡器产生的扫频信号的线性好于10％。
15、根据以上任一项权利要求所述的雷达，其中频率扫描发生器产生的扫频信号的频率范围位于第一频率带宽内，雷达发射的信号的频率范围位于第二频率带宽内，第一频率带宽内包含的频率低于第二频率带宽内包含的频率。
16、根据权利要求15所述的雷达，其中收发器包括增频变换器，用于将扫频信号的频率增至由雷达发射的信号的频率。
17、根据权利要求16所述的雷达，其中增频变换器包括稳定的本地振荡器(STALO)。
18、根据以上任一项权利要求所述的雷达，进一步包括一天线。
19、根据权利要求18所述的雷达，其中所述天线包括分离的发射和接收天线元件。
20、根据以上任一项权利要求所述的雷达，该雷达被设置成发射的信号位于9GHz到150GHz的频带内。
21、根据权利要求20所述的雷达，该雷达被设置成所发射的信号具有的频率位于70-80GHz和90-100GHz频带中的至少一个频带内。
22、根据权利要求20所述的雷达，该雷达被设置成所发射的信号所具有的频率约为77GHz和94.5GHz中的至少一个。
23、根据权利要求1至19任一项所述的雷达，该雷达被设置成所发射信号的频率大于40GHz。
24、根据以上任一项权利要求所述的雷达，其中光学延迟装置包括光波导，光波导产生的延迟等于由长度大于100m的自由空间路径造成的延迟。
25、根据权利要求24所述的雷达，其中光学延迟装置包括光波导，其产生的延迟等于由长度大于500m的自由空间路径造成的延迟。
26、根据权利要求25所述的雷达，其中光学延迟装置包括光波导，其产生的延迟等于由长度大于1千米的自由空间路径造成的延迟。
27、用于检测表面上的物体的装置，包括前述任一项权利要求所述的雷达。
28、根据权利要求27所述的装置，其中所述物体为外来物体碎片(FOD)，而所述表面为机场跑道。
29、周边安全装置，其包括权利要求1到26之一所述的雷达。
30、用于频率调制连续波(FMCW)雷达的频率线性化模块，该频率调制连续波雷达包括：产生扫频信号的频率扫描发生器；用于接收一部分扫频信号、并产生频率等于扫频信号频率与根据扫频信号导出的时间偏移的扫频信号的频率之差的参考差频信号的鉴频器，
其特征在于，
所述鉴频器包括用于产生时间偏移频扫信号的光学延迟装置。
31、运行频率调制连续波(FMCW)雷达的方法，该方法包括以下步骤：
i)产生扫频信号；
ii)产生频率等于扫频信号的频率与根据扫频信号导出的时间偏移扫频信号的频率之差的参考差频信号；
iii)由扫频信号产生将要由雷达传输的信号，
iv)产生频率等于雷达发射信号的频率与从远方目标返回至雷达的信号频率之差的目标差频信号；以及
v)利用模数转换器(ADC)对所述目标差频信号进行采样，其中，该模数转换器的采样率根据参考差频信号的频率导出，
其特征在于，
在产生参考差频信号的步骤ii)中所使用的时间偏移频扫信号由光学延迟装置产生。
32、根据权利要求31所述的方法，进一步包括采用雷达对表面上的物体进行检测的步骤。
33、根据权利要求32所述的方法，其中采用雷达对表面上的物体进行检测的步骤包括采用雷达检测飞机跑道上的外来物体碎片(FOD)。
34、根据权利要求31所述的方法，进一步包括采用雷达对限定区域周边进行监控的步骤。
35、雷达设备，该雷达设备是基本上参照附图4和图5如上文进行描述的。
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