CN101005298A - 信号处理的方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及改进的蜂窝分集接收器的方法和系统。所述系统包括通过第一帧处理为所接收的多个多路径信号的接收位序列生成初始解码的输出位序列的电路。所述第一帧处理使用基于冗余的解码，在通过解码算法进行所述解码的过程中，使用至少一个物理约束。

Description

信号处理的方法和系统

技术领域

本发明涉及信号处理的方法和系统，具体地说，涉及用在有线和无线通信系统中的接收器，更具体地说，涉及改进的蜂窝分集接收器的方法和系统。

背景技术

在一些传统的接收器中，要进行改善时需要进行大量的系统改造，这种大量的系统改造成本很高，在某些情况之下，可能是不现实的。确定正确方法来实现设计上的改进依赖于接收器系统对特定调制类型和/或各种噪声的优化，所述各种噪声可能是由传输信道引入的。例如，接收器系统的优化基于正在接收的信号——通常以连续码元(symbol)或者信息位的形式——是否是互相依赖的。例如，从卷积编码器接收的信号可能是互相依赖的信号，就是说，具有记忆的信号。在这点上，卷积编码器将生成NRZI或者连续相位调制(CPM)，CPM通常基于有限状态机的操作。

在对卷积编码数据进行解码的接收系统中进行信号检测的一种方法或算法是最大似然序列检测或者最大似然序列评估(MLSE)。MLSE是一种执行软决策的算法，同时在以已发射信号的记忆或互相依存为特征的格子(trellis)内搜索将距离度量最小化的序列。在这点上，在接收到新信号时，以维特比(Viterbi)算法为基础的操作可用于减少格子搜索中的序列数目。

另一种用于卷积编码数据的信号检测方法是最大后验概率(MAP)，它逐个码元进行决策。MAP算法的优化以最小化码元差错的概率为基础。在很多情况之下，因为MAP算法的计算复杂性，应用MAP算法是困难的。

在设计上和实践上对优化接收器进行改善以解码卷积编码数据，这需要根据信号发射所用的调制方法，对MLSE算法、维特比算法和/或MAP算法的应用进行修改。

可能导致上行路径受噪声限制的一个因素是移动终端上可用的发射器功率有限。有限的发射器功率会限制移动终端所发射的总信号能量。例如，移动终端上的发射器功率是有限的，是因为移动终端所用的一个或多个电池的大小方面的限制，或者因为由于安全原因而派定的最大发射器功率的调整限制。

比较本发明下文将要结合附图介绍的系统，现有技术的其它局限性和弊端对于本领域的普通技术人员来说是显而易见的。

发明内容

本发明涉及改进的蜂窝分级接收器的方法和系统，如结合至少一副附图所示和/或所述，在权利要求中有更完整的描述。

根据本发明的一方面，提供一种信号处理的方法，所述方法包括：

通过帧处理为多个所接收的多路径信号的所述接收位序列生成初始解码的输出位序列，其中所述帧处理使用基于冗余的解码，在通过解码算法进行所述解码的过程中，使用至少一个物理约束。

优选地，所述方法还包括通过最大比率组合(MRC)和等增益组合(EGC)中的至少一者、为所述多个所接收的多路径信号中的至少一部分单路径信号进行组合。

优选地，所述方法还包括为每个所述单路径信号计算至少一个信道评估。

优选地，所述方法还包括为每个所述单路径信号计算至少一个加权因子。

优选地，与所述每个单路径信道对应的所述至少一个加权因子中的每一个的值是大致相等的。

优选地，所述方法还包括基于对应的一个所述单路径信号的至少一个信号能量级、计算所述至少一个加权因子的值。

优选地，所述组合基于所述单路径信号、对应的所述至少一个信道评估、以及对应的所述至少一个加权因子。

优选地，所述所接收的多个接收多路径信号包括至少3个单路径信号。

优选地，所述方法还包括通过所述第一次帧处理中的解码算法、在解码过程中使用至少一个物理约束。

优选地，所述方法还包括在所述第一次帧处理中、在通过解码算法进行所述解码的过程中，使用至少一个物理约束。

优选地，所述至少一个物理约束包括以下至少一项：线性频谱对(LSP)设置、节距延迟以及节距增益。

优选地，所述方法还包括基于至少在先帧的信息、生成新解码的输出位序列。

优选地，所述方法还包括基于所反馈的初始解码的输出位序列、修改信道评估操作。

优选地，所述方法还包括反馈所述初始解码的输出位序列，供脉冲处理。

优选地，所述方法还包括通过基于所述脉冲处理的后续帧处理、生成新解码的输出位序列。

根据本发明的一方面，提供一种信号处理的系统，所述系统包括：

通过帧处理为多个所接收的多路径信号的接收位序列生成初始解码的输出位序列的电路，其中所述帧处理使用基于冗余的解码，在通过解码算法进行所述解码的过程中，使用至少一个物理约束。

优选地，所述电路通过最大比率组合(MRC)和等增益组合(EGC)中的至少一者、为所述所接收的多路径信号的至少一部分单路径信号进行组合。

优选地，所述电路为每个所述单路径信号计算至少一个信道评估。

优选地，所述电路为每个所述单路径信号计算至少一个加权因子。

优选地，与所述每个单路径信道对应的每一个加权因子是大致相等的。

优选地，所述电路基于对应的一个所述单路径信号的至少一个信号能量级计算所述至少一个加权因子的值。

优选地，所述组合基于所述单路径信号、对应的所述至少一个信道评估、以及对应的所述至少一个加权因子。

优选地，所述多个所接收的多路径信号包括至少3个单路径信号。

优选地，所述电路在所述第一次帧处理中、在通过解码算法进行所述解码的过程中，使用至少一个物理约束。

优选地，所述电路在所述第二次帧处理中、在通过解码算法进行所述解码的过程中，使用至少一个物理约束。

优选地，所述至少一个物理约束包括以下至少一项：线性频谱对(LSP)设置、节距延迟以及节距增益。

优选地，所述电路基于至少在先帧的信息生成新解码的输出位序列。

优选地，所述电路基于所反馈的初始解码的输出位序列修改信道评估操作。

优选地，所述电路反馈所述初始解码的输出位序列，供脉冲处理。

优选地，所述电路通过基于所述脉冲处理的后续帧处理、生成新解码的输出位序列。

本发明的各种优点、各个方面和创新特征，以及其中所示例的实施例的细节，将在以下的说明书和附图中进行详细介绍。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是根据本发明实施例的、在改进的蜂窝分集接收器的系统的基站上接收多路径集群的示意图；

图2是根据本发明实施例的、由改进的蜂窝分集接收器的系统中的移动终端和基站执行的示范功能的示意框图；

图3是根据本发明实施例的、由改进的蜂窝分集接收器的系统中的基站执行的示范调制和分集处理功能的示意框图；

图4A是根据本发明实施例的、改善解码的多层系统(multilayer system)的示意框图；

图4B是根据本发明的实施例的、改善解码的迭代多层方法的示意框图；

图5是根据本发明的实施例的、具有用于改善解码的处理器和存储器的多层系统的示意框图；

图6A是根据本发明实施例的、GSM应用中组合帧处理和脉冲处理的示意图；

图6B是根据本发明实施例的、GSM应用中的迭代帧和脉冲处理的示意图；

图7是根据本发明实施例的、示范的非因果(non causal)迭代系统的示意图；

图8是根据本发明实施例的、基于梯度搜索方法进行第二脉冲处理迭代的示意图；

图9是根据本发明实施例的、对多层处理应用冗余的示范步骤流程图；

图10是根据本发明实施例的、对所接收的帧应用约束算法的示范步骤流程图；

图11是根据本发明实施例的、改善解码的迭代多层方法的示范步骤流程图。

具体实施方式

本发明的一些实施例提供了一种改进的蜂窝分集接收器的方法和系统。所述蜂窝分集接收器能够组合多路径集群中的多个信号x[1]，x[2]，…，x[K]的至少一部分信号的信号能量。所接收的所述多个信号x[1]，x[2]，…，x[K]中的至少两个信号可称为接收器分集。蜂窝分集接收器能够检测由组合的信号能量根据多层解码处理所生成的信号中包括的数据。所述多层解码处理可包括脉冲处理和帧处理。在帧处理中，使用第一脉冲处理的结果来生成解码位序列。帧处理可使用冗余信息和物理约束来改善解码算法的性能。在一些语音应用中，例如，解码算法可使用维特比算法。可反馈帧处理的结果以进行第二次迭代的脉冲处理和帧处理，以进一步改善解码操作。在一些实施例中，第二次迭代的脉冲处理可基于梯度搜索方法。

本发明的各种实施例可使用组合多个信号x[1]，x[2]，…，x[K]的至少一部分的信号能量的技术。示范性的技术可包括最大比率组合(MRC)和平均增益组合(EGC)。一些传统的使用接收分集的系统能够组合多个信号x[1]，x[2]，…，x[K]中的两个信号的信号能量。在本发明的各种实施例中，可使用基站来组合多个信号x[1]，x[2]，…，x[K]中两个以上信号的信号能量。

图1是根据本发明实施例的、在改进的蜂窝分集接收器的系统的基站上接收多路径集群的示意图。参照图1，图中示出了基站102、多个接收天线122、124，…，126、移动终端104和多路径集群106。所述多路径集群106可包括多个单路径信号110、112，…，114。这些单路径信号110、112，…，114可通过无线通信媒介在移动终端104和基站102之间传播。其中一个单路径信号110可表示移动终端104和基站102之间的直的视线，其他单路径信号可表示被移动终端104和基站102之间的上行路径的一个或多个物体反射的信号。例如，单路径信号112的路线中，信号被房子反射；而在单路径信号114中，信号被大楼反射。接收天线124可用于接收单路径信号112。接收天线124可用于接收单路径信号110。接收天线126可用于接收单路径信号114。

移动终端104能够在指定的时间内即时地发射信号x，包括指定总信号能量。信号x被分散以生成多个单路径信号110、112，…，114。每个单路径信号110、112，…，114可包括总的信号能量的一部分，所述多个单路径信号的信号能量的总和应当等于信号x的总的信号能量。所述多个单路径信号110、112，…，114可表示为K个单路径信号x[1]，x[2]，…，x[K]。

基站102可接收对应的多个信号y[1]，y[2]，…，y[K]，其中，每个信号y[i]可表示为：

y[i]＝H[i]·x[i]+n[i]    等式[1]

其中，i表示指数，它的值范围是1到K。H[i]表示与无线通信媒介有关的一个或多个信号评估，n[i]表示与第i个单路径信号通过所述无线通信媒介的路径有关的噪声。第i个单路径信号y[i]的SNR可用下式表示：

$\mathrm{SNR}\[i\]=\frac{H\left[i\right]\·x\left[i\right]}{n\left[i\right]}$ 等式[2]

在本发明的一个实施例中，基站102能够组合至少一部分接收信号的能量以生成组合信号y，如下式所示：

$y=\underset{j=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{w}_j\·H\left[j\right]\·x\′\left[j\right]+\underset{j=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{w}_j\·n\left[j\right]$ 等式[3]

其中，w_j表示多个加权因子的其中一个。基站102从多个路径信号x[1]，x[2]，…，x[K]中选择L个信号，其中L的值不大于K，并对所选择的多个信号x’[1]，x’[2]，…，x’[L]应用多个加权因子w_j。在本发明的一个示范EGC实施例中，每个w_j的值可以是相等的。在本发明的示范MRC实施例中，基于与对应的接收信号y[j]有关的值确定每个w_j的值。

一般，基站102使用一定的标准来单独地确定每个加权因子的值。在本发明的实施例中，根据标准，任何一个加权因子w_j的值可以是非零的，也可以是零。例如，示范的标准可能对选定的单路径信号使用阈值，使得对于能量级小于阈值的单路径信号x’[j]，对应的加权因子w_j等于0，对于能量级不小于阈值的单路径信号x’[j]，对应的加权因子w_j是非零的。

例如，当多个噪声分量n[1]，n[2]，…，n[L]中每个噪声分量包括附加的高斯白色噪声(AWGN)时，能够非相干地组合等式[3]的第二项中出现的加权单分量n[j]。因此，等式[3]中第二项的总值将小于多个单噪声分量n[1]，n[2]，…，n[L]中至少一个噪声分量的值。相反，能够相干地组合出现在等式[3]第一项的加权的单路径信号x’[j]。因此，等式[3]中第一项的总值将大于多个所选择的单路径信号x’[1]，x’[2]，…，x’[L]中的每一个单路径信号的值。

因此，与组合信号y有关的SNR可大于与每个单路径信号y[i]有关的SNR，如下式所示：

$\frac{\underset{j=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{w}_j\·H\left[j\right]\·x^{\′}\left[j\right]}{\underset{j=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{w}_j\·n\left[j\right]}>\frac{H\left[i\right]\·x\left[i\right]}{n\left[i\right]}$ 等式[4]

其中，等式[4]左边的项表示与组合信号y有关的SNR，等式[4]的右边的项表示与单个路径信号y[i]有关的SNR。

在本发明的一些实施例中，可通过基于等式[4]组合多路径集群106中至少一部分单路径信号110、112，…，114的信号能量来改善基站102的接收器的敏感性。

本发明的一些实施例可用于无线通信媒介中具有信道衰落的情况。在信道衰落的环境中，信号能量的组合，如等式[3]所示，包括对每个单路径信号110、112，…，114进行合适的相位旋转，以补偿每个单路径信号在移动终端104和基站102之间的路线中的信道衰落。合适的相位旋转可以结合在相应的信道评估H中。

本发明的一些实施例可用于瑞利衰落(Rayleigh fading)环境和/或莱斯(Ricean)衰落环境。

图2是根据本发明实施例的、由改进的蜂窝分集接收器的系统中的移动终端和基站执行的示范功能的示意框图。参考图2，图中示出了移动终端202、发射天线210、基站204、多个接收天线220、222，…，224，以及多个单路径信号240，242，…，244。移动终端202可包括语音编码模块212、交错与格式化模块214、信道编码模块216、调制器与发射器模块218。基站204可包括解调制和分集处理模块232以及解码模块234。

移动终端202包括合适的逻辑、电路和/或编码，能够从信息源接收信息，例如移动终端202的用户的语音，编码所接收的信息，使用载频对所编码的信息进行调制，以及通过发射天线210将包括调制编码信息的信号发送到无线通信媒介。在本发明的示范实施例中，可根据一种或多种通信标准生成发射信号例如，全球移动通信系统(GSM)和/或它的派生标准、集成数字增强网络(iDEN)和/或它的派生标准、临时标准95(IS-95)和/或它的派生标准、临时标准136(IS-136)和/或它的派生标准、和/或个人数字蜂窝(PDC)和/或它的派生标准。在本发明的示范方案中，发射信号使用时分多址(TDMA)空气界面(air interface)、和/或码分多址(CDMA)空气界面、和/或宽带CDMA(WCDMA)空气界面。

语音编码模块212可包括合适的逻辑、电路和/或编码，能够接收音频信息例如语音，以及生成接收音频信息的二进制的或者其他合适的表示形式。在本发明的示范性实施例中，语音编码模块212可根据第3代项目(3GPP)的技术规范(TS)执行自适应多速率(AMR)编码。

交错与格式化模块214可包括合适的逻辑、电路和/或编码，能够基于所接收的二进制数据生成信息帧。在生成信息帧时，根据生成所述二进制数据所用的编码方法，以一定的顺序排列和聚合所接收的二进制数据中的位元。在本发明的示范实施例中，根据3GPP的TS 26.101排列和聚合所接收的二进制数据。交错与格式化模块214也能够重新排列信息帧内的位元的顺序。重排列的位元顺序可作为交错二进制数据输出。

信道编码模块216可包括合适的逻辑、电路和/或编码，能够基于所接收的二进制数据生成一个或多个码元。所述码元的生成基于调制类型和对应的星座映射(constellation map)。可以基于调制类型聚合所接收的二进制数据中的位元，这样，每组位元可用于选择对应的星座映射中的码元。包含在所接收的二进制数据中的多个位元可用于生成对应的多个码元，其中，所述码元包括多个位元的表示形式(representation)。所述多个码元可用于生成基带信号。

调制器和发射器模块218可包括合适的逻辑、电路和/或编码，能够接收基带信号和生成对应的发射信号。调制器与发射器模块218能够生成载波信号，其中，载波信号的频率可称为载波频率(载频)。可以根据有关的产业标准和/或规范选择载频。载频可用于调制基带信号以生成发射信号。

基站204可包括合适的逻辑、电路和/或编码，可用于从无线通信媒介接收多个单路径信号，以及对所接收的信号执行分集处理和解码。分集处理可包括使用解调制频率对所接收的每个单路径信号进行解调制，以及组合至少一部分解调制信号以生成组合信号。解码可包括解码组合信号以生成解码信息。

解调制与分集处理模块232可包括合适的逻辑、电路和/或编码，能够通过组合多个单路径信号的信号能量来生成组合信号，如等式[3]所示。解调制与分集处理模块232能够生成解调制信号。解调制信号可用于解调制每个所接收的单路径信号以生成组合信号。解调制信号和组合信号可以是基带信号。

解码模块234可包括合适的逻辑、电路和/或编码，能够通过执行脉冲处理和/或帧处理生成组合信号。解码器模块234能够生成解码信息。

在运行时，移动终端202能够接收音频信息作为输入。语音解码模块212能够基于音频输入的AMR编码生成输出数据。交错与格式化模块214能够基于从语音编码模块212接收的输出生成格式化的信息帧。交错与格式化模块214能够通过对格式化的信息帧的位元进行交错，生成交错输出数据。信道编码模块216能够从交错与格式化模块214中接收交错的输出数据，以及生成基带信号，所述基带信号包括基于所接收的交错输出以及调制类型而生成的多个码元。调制器与发射器模块218能够基于基带信号以及使用所选择的载频生成发射信号。发射信号可通过发射天线210传输到无线通信媒介。发射信号包括多个单路径信号240，242，…，244。

基站204能够通过多个接收天线220，222，…，224接收至少一部分单路径信号240，242，…，244。接收天线220可用于接收单路径信号240。接收天线222可用于接收单路径信号242。接收天线224可用于接收单路径信号244。解调制和分集处理模块232能够对通过接收天线220，222，…，224接收的每个单路径信号进行解调制以生成对应的解调制信号。可以基于调制信号对所接收的单路径信号进行解调制，其中解调制信号的频率可大约等于移动终端202所用的选定的载波信号的频率，并且与通过无线通信媒介接收的一个或多个单路径信号有关。解调制和分集处理模块232也能够组合解调制信号中的信号能量以生成组合信号。解调制与分集处理模块232能够输出基带信号。解码器234能够对组合信号执行脉冲处理和/或帧处理以生成解码信息。

在本发明的示范性实施例中，至少一部分解码信息可用于建立约束，解码模块234使用所述约束来解码组合信号以及进行脉冲处理和/或帧处理。当使用AMR编码时，所述约束可基于所接收的和/或所预料的包括在至少一部分解码信息中的AMR参数，所述解码信息例如，线性光谱对(LSP)设置、节距延迟(pitch delay)和/或节距增益。在这点上，至少一部分解码信息中的信息内容可用于从组合信号上生成解码信息。

在本发明的各种实施例中，脉冲处理和/或帧处理还能够使基站纠正所接收信号中的位元错误，以减少一些传统解码方法如维特比解码方法的能力之外的BER和/或PER。BER和/或PER改良的效果相当于与所接收信号和/或组合信号相关的SNR超出如等式[2]或等式[4]所示的SNR测量值的增量。

脉冲处理包括通过应用前向纠错(FEC)技术对包含在帧中的各组编码位元进行解码。可以在发射器上基于内码如二进制卷积码(BCC)生成编码位元。脉冲处理可包括基于某种方法例如维特比解码对编码位元进行解码。脉冲处理能够基于对编码位元组的检查，检测和/或纠正所接收帧中的该组编码位元中的错误。帧处理可包括验证和/或纠正可能在脉冲处理时生成的位元错误。帧处理能够使用外部码，在帧处理时，检查整个帧以检测和/或纠正所述帧内的错误。例如，帧处理能够使用循环冗余校验(CRC)方法。

图3是根据本发明实施例的、由改进的蜂窝分集接收器的系统中的基站执行的示范调制和分集处理功能的示意框图。参照图3，图中示出了解调制与分集处理模块304、多个接收天线320、322、…、324，以及多个单路径信号310，312，…，314。解调制与分集处理模块304可包括射频(RF)滤波和解调制模块330、模拟-数字转换(ADC)模块340、数字滤波模块350、信道评估模块360以及最大率组合(MRC)模块370。解调制和分集处理模块304可包括充分类似于解调制与分集处理模块232(图2)的功能。

RF滤波和解调制模块330可包括多个RF滤波和解调制模块332，334，…，336。ADC模块340可包括多个ADC模块342，344，…，346。数字滤波模块350可包括多个数字滤波模块352，354，…，356。信道评估模块360可包括多个信道模块362，364，…，366。

解调制与分集处理模块304可包括合适的逻辑、电路和/或编码，能够从无线通信媒介接收多个单路径信号，并对这些单路径信号进行分集处理。分集处理可包括解调制每一个所接收的单路径信号以生成对应的解调制信号。每个解调制信号可从模拟表达形式转换成数字表达形式。可由数字滤波器处理每个数字信号，包括对应的数字表达形式，以生成经滤波的数字信号。与所接收的单路径信号x’[j]关联的每个经滤波的数字信号，包括用于计算信道评估H[j]的信息，H[j]可用于表征上行路径。可以基于多个数字信号和对应的信道评估来生成组合信号。

RF滤波与解调制模块330可包括合适的逻辑、电路和/或编码，包括解调制多个所接收的单路径信道以生成对应的多个解调制信号的功能。可使用RF滤波级来对每个解调制信号进行RF滤波，以从解调制信号中选择对应的基带信号。RF滤波级可包括低通滤波器。RF滤波与解调制模块330能够输出与多个所接收的单路径信号对应的多个基带信号。

每个RF滤波与解调制模块332，334，…，336包括合适的逻辑、电路和/或编码，包括有充分类似于RF滤波与解调制模块330的功能。每个RF滤波与解调制模块332，334，…，336能够接收单个的单路径信号以及输出单个的基带信号。

ADC模块340包括合适的逻辑、电路和/或编码，能够将包括模拟信号表示形式的多个基带信号转换成对应的多个数字信号形式。每个数字信号形式可包括多个码元。

每个ADC模块342，344，…，346可包括合适的逻辑、电路和/或编码，与ADC模块340充分类似。每个ADC模块342，344，…，346能够接收包括模拟信号表示形式的单个的基带信号，并输出单个的数字信号形式。

数字滤波模块350包括合适的逻辑、电路和/或编码，能够对多个数字信号表达进行数字滤波。数字滤波可用于移除数字信号中不想要的假象(artifact)，例如，所述假象可能是模拟到数字的转换导致的。数字滤波模块350能够输出与所接收的多个数字信号对应的经滤波的数字信号。

每个数字滤波模块352，354，…，356可包括合适的逻辑、电路和/或编码，与数字滤波模块350充分类似。每个数字滤波模块352，354，…，356能够接收单个的数字信号形式，并输出单个的经滤波的数字信号形式。

信道评估模块360包括合适的逻辑、电路和/或编码，包括用于计算与所接收的多个经滤波的数字信号对应的信道评估的功能。信道评估可用于表征与所接收的多个单路径信道对应的上行链路路径。基站204使用每个信道评估来计算由移动终端202发射的单路径信号的评估值。在解码处理时，使用评估值来检测所接收的多个单路径信号中包括的信息。信道评估模块360能够输出与所接收的多个经滤波数字信号对应的多个信道评估H[j]，其中，基于对应的所接收的多个单路径信号x’[j]生成每个经滤波的信号。

每个信道评估模块362，364，…，366可包括合适的逻辑、电路和/或编码，与信道评估模块360充分类似。每个信道评估模块362，364，…，366能接收单个的经滤波的数字信号，并输出对应的信道评估。

MRC模块370和包括合适的逻辑、电路和/或编码，能够组合多个经滤波数字信号中的每个信号的能量以生成组合信号。

在实践中，解调制与分集处理模块304能够通过多个接收天线320，322，…，324接收至少一部分单路径信号310，312，…，314。接收天线320可用于接收单路径信号310。接收天线322用于接收单路径信号312。接收天线324用于接收单路径信号314。

RF滤波与解调制模块332可用于对所接收的单路径信号310执行RF滤波和解调制功能。RF滤波和解调制模块332能够基于所接收的单路径信号310输出解调制信号。RF滤波与解调制模块334可用于对所接收的单路径信号312执行RF滤波和解调制功能。RF滤波和解调制模块334能够基于所接收的单路径信号312输出解调制信号。RF滤波与解调制模块336可用于对所接收的单路径信号314执行RF滤波和解调制功能。RF滤波和解调制模块336能够基于所接收的单路径信号314输出解调制信号。

ADC模块342可用于对从RF滤波与解调制模块332上接收的解调制信号执行模拟到数字的转换功能。ADC模块342能够基于从RF滤波与解调制模块332上接收的解调制信号、输出包括多个码元的数字信号。ADC模块344能够将自RF滤波与解调制模块334接收的解调制信号进行模拟至数字的转换。ADC模块344能够基于从RF滤波与解调制模块334接收的解调制信号输出包括多个码元的数字信号。ADC模块346能够将自RF滤波与解调制模块336接收的解调制信号进行模拟至数字的转换。ADC模块346能够基于从RF滤波与解调制模块336接收的解调制信号、输出包括多个码元的数字信号。

数字滤波模块352能够对从ADC模块342接收的数字信号进行数字滤波。数字滤波模块352能够基于从ADC模块342接收的数字信号输出经滤波的数字信号。数字滤波模块354能够对从ADC模块344接收的数字信号进行数字滤波。数字滤波模块354能够基于从ADC模块344接收的数字信号输出经滤波的数字信号。数字滤波模块356能够对从ADC模块346接收的数字信号进行数字滤波。数字滤波模块356能够基于从ADC模块346接收的数字信号输出经滤波的数字信号。

信道评估模块362能够基于从数字滤波模块352所接收的滤波数字信号来计算信道评估。信道评估模块362能够基于能够数字滤波模块352接收的滤波数字信号输出经计算的信道评估。信道评估模块364用于基于从数字滤波模块354所接收的滤波数字信号来计算信道评估。信道评估模块364能够基于从数字滤波模块354接收的滤波数字信号、输出经计算的信道评估。信道评估模块366用于基于从数字滤波模块356所接收的滤波数字信号来计算信道评估。信道评估模块366能够基于从数字滤波模块356接收的滤波数字信号输出经计算的信道评估。

MRC模块370基于信道评估模块350所计算的对应的多个信道评估，通过组合来自数字滤波模块350的与信号能量相关的多个滤波数字信号来生成组合信号。所述从数字滤波模块350接收的多个滤波数字信号对应于在RF滤波与解调制模块330接收的多个单路径信号x’[j]。MRC模块270通过使用多个滤波数字信号、由信道评估模块360所计算的且对应于每个被滤波数字信号的多个信道评估H[j]、以及对应的多个所计算的加权因子w_j来生成组合信号。MRC模块370能够计算多个加权因子w_j。在MRC模块370中所执行的基于多个所接收的单路径信号来生成组合信号的功能如等式[3]所示。MRC模块370能够输出所接收的(RX)编码数据。

图4A是根据本发明实施例的改善解码的多层系统(multilayer system)的示意框图。参照图4A，图中所示的解码器400包括脉冲处理模块402、解交错器404以及帧处理模块406。解码器400可以包括解码器234(图2)的功能。帧处理模块406包括信道解码器408和媒体解码器410。解码器400可以包括合适的逻辑、电路和/或编码，能够在有线的或无线的接收器中运行。解码器400能够使用冗余对RX编码数据进行解码，例如，包括卷积编码数据的信号。解码器400也能够使用多层方法以改善对RX编码数据或者带记忆的信号的解码。在这点上，解码器400在处理RX编码数据之时，能够执行脉冲处理和帧处理。由解码器400执行的多层方法可以是与多个调制标准兼容的。

脉冲处理模块402可包括合适的逻辑、电路和/或编码，能够执行解码器400的解码器操作中的脉冲处理部分。例如，脉冲处理模块402可包括信道评估操作和信道均衡操作。信道均衡操作使用信道评估操作的结果，以基于最大似然序列评估(MLSE)操作生成多个数据脉冲。所输出的脉冲处理模块402可以被传输给解交错器404。解交错器404可包括合适的电路、逻辑和/或编码，用于多路复用从脉冲处理模块402接收的多个数据脉冲中的位元，以形成帧处理模块406的帧输入。例如，交错可用于减少信道衰落失真的影响。

信道解码器408可包括合适的逻辑、电路和/或编码，用于解码从解交错器404接收的输入帧的位序列。在维特比(Viterbi)操作中，信道解码器408使用维特比算法来改善输入帧的解码。媒体解码器410可包括合适的逻辑、电路和/或编码，用于为特定的应用如MPEG-4、全球移动通信系统(GSM)中使用的增强型全速率(EFR)语音编码或自适应多速率(AMR)语音编码、和/或MP3等对信道解码器408的结果进行特定内容的处理操作。

解码器400的帧处理操作方面，对卷积编码数据进行解码的标准方法是找到位序列的最大似然序列评估(MLSE)。这种方法包括通过使用维特比等算法来搜索出条件概率P(X/R)最大的序列X，其中X是发射序列，而R是接收序列。在某些情况下，所接收信号R可包括作为信号源的编码处理结果的固有冗余。在解码处理时，通过发展一种MLSE算法来使用所述固有冗余，所述MLSE算法满足信号源的至少一些物理约束。MLSE中使用物理约束可表达为：找到最大的条件概率P(X/R)，其中，序列X满足一组物理约束C(X)，该组物理约束C(X)取决于源类型和应用。在这点上，源的类型可以是语音类型、音乐类型和/或视频类型。

例如，对于语音应用，物理约束将包括帧之间或帧内的增益连贯性和平滑性、语音帧之间或帧内的音调连贯性，和/或用于表达频谱包络的线谱频率(LSF)参数的一致性。

当解码处理包括脉冲处理和/或帧处理时，可能用到本发明的各种实施例。例如，当基站204通过WCDMA空中接口接收单路径信号时，解码器400在解码RX编码数据时，可旁通脉冲处理模块402，在这种情况下，RX编码数据将直接输入到解交错器404，而解交错器404将输出传输给帧处理模块406。

图4B是根据本发明的实施例的改善解码的迭代多层方法的示意框图。参考图4B，图中示出了图4A所示的解码器400，该解码器具有从多层解码方法的帧处理部分到多层解码方法的脉冲处理部分的反馈信号。帧处理包括使用维特比算法所生成的结果的冗余验证、以及使用物理约束来减少可能由标准维特比算法导致的解码错误。脉冲处理使用帧处理所解码的信息作为输入来改善信道评估和信道均衡操作。

图5是根据本发明实施例的具有处理器和存储器以改善解码的多层系统的示意框图。参照图5，图中示出了处理器512、存储器514、脉冲处理模块402、解交错器404、信道解码器408以及媒体解码器410。处理器512可包括合适的逻辑、电路和/或编码，可用于执行计算和/或管理操作。处理器512也用于传达和/或控制脉冲处理模块402、解交错器404、信道解码器408以及媒介解码器410的至少一部分操作。存储器514可包括合适的逻辑、电路、和/或编码，用于存储数据和/或控制信息。存储器514可用于存储脉冲处理模块402、解交错器404、信道解码器408以及媒介解码器410所生成的和/或所用的信息。在这点上，例如，可通过处理器512将信息传输到存储器514以及从存储器514传输信息。

图6A是根据本发明实施例的、在GSM应用中组合帧处理和脉冲处理的示意图。参照图6A，图中示出了至少一个时隙的脉冲串600以及至少一个帧的帧串620。如图所示，至少一个时隙的脉冲串600可对应于脉冲0到脉冲7，而至少一个帧的帧串可对应于帧N-1到帧N+1。图4A的解码器400的脉冲处理中会生成所述至少一个时隙的脉冲串600，而解码器400的帧处理中会生成所述至少一个帧的帧串620。时隙脉冲600可包括尾位(TB)602、第一数据位604、特征位(F)606、训练序列(midamble)608、第二数据位610、特征位(F)612、尾位(TB)614以及保护位(GP)616。TB 602和TB 614各自包括3个位。第一数据位604和第二数据位610各自包括57个位。F 606和F 612特征位各自包括1个位。训练序列608可包括26个位，例如，可用作信道均衡的训练序列。帧620可包括8个分区或序列的位。

如图所示，脉冲0到脉冲3中的第一数据位604分别传输到帧N-1的第五、第六、第七以及第八序列。脉冲4到脉冲7中的第一数据位604可分别传输到帧N的第五、第六、第七以及第八序列。脉冲0到脉冲3中的第二数据位610分别传输到帧N的第一、第二、第三和第四序列。脉冲4到脉冲7中的第二数据位610分别传输到帧N+1的第一、第二、第三和第四序列。位序列从脉冲处理的时隙脉冲传输到帧处理的帧中，可通过使用维特比算法对所述位序列进行解码，以减少解码搜索中所用的序列数目。在这点上，使用信号冗余以及至少一个物理约束将导致更精确的解码操作。

图6B是在根据本发明实施例的、在GSM应用中的迭代帧处理和脉冲处理的示意图。参照图6B，图中示出了至少一个时隙的脉冲串600以及至少一个帧的帧串620，如图6A一样。所述至少一个时隙的脉冲串600对应于脉冲0到脉冲7，而所述至少一个帧的帧串620对应于帧N-1至帧N+1。

可以考虑两种类型的迭代处理：因果迭代处理和非因果迭代处理。对于因果迭代处理，脉冲0至脉冲3各自具有57个位，所述57个位来自帧N-1的帧处理中所解码的时隙脉冲600的第一数据位604部分。通过使用脉冲0到脉冲3中各自的已解码的57个数据位以及训练序列608中的26个数据位，能够重新计算脉冲处理，并且可出现第二次迭代的脉冲处理。在这点上，可通过利用第二次迭代中由帧处理生成的解码数据位来改善脉冲处理的信道评估操作。此外，脉冲处理的信道均衡操作中的MLSE将考虑所述解码数据位比第一次迭代的数据位具有更高的概率。在一些实施例中，为了减少可能由第二次迭代操作引起的复杂性，脉冲处理对第一次迭代中确定挑选的时隙脉冲进行第二次迭代。在这点上，例如，当特定的时隙与低的载波干扰比(C/I)值相关时，就选择所述时隙脉冲进行第二次迭代。一旦脉冲处理改善了数据之后，还可以通过帧处理对所述数据进行交错和处理。帧处理可使用标准的帧处理或者基于冗余等确定最好的序列。

对于非因果处理，对传输到帧N的位序列进行重新计算脉冲处理将需要脉冲0至脉冲7中的位。帧N-1中的数据和/或帧N+1中的数据用于对将传输到帧N的位序列重新计算脉冲处理。通过使用脉冲0至脉冲7中各自的114个解码数据位以及训练序列608中的26个位，将能够重新计算脉冲处理。如因果迭代处理一样，当特定时隙关联于低的载波干扰比值(C/I)时，就选择所述时隙进行第二次迭代。

图7是在根据本发明实施例的、示范的非因果(non causal)迭代系统的方框示意图。参照图7，图中示出了脉冲处理块402、解交错器404、帧处理模块406、信道解码器408、媒介解码器410以及存储器702。所示的脉冲处理模块402包括信道评估器704以及均衡器706。存储器702将包括合适的逻辑、电路和/或编码，用于存储与之前处理的帧的帧处理有关的数据。信道评估器704可包括合适的逻辑、电路和/或编码，用于在脉冲处理时进行信道评估操作。均衡器706可包括合适的逻辑、电路和/或编码，用于在脉冲处理时进行MLSE信道均衡操作。

在操作中，帧处理操作所得的存储在存储器702中的数据被传输给信道评估器704和/或均衡器706，以进行帧N的第二次迭代的脉冲处理。在这点上，存储在存储器702中的数据将包括与脉冲处理中的时隙脉冲有关的信息，在帧N的第二次迭代的脉冲处理时会用到所述信息。

在因果迭代处理中使用57个数据位以及26个训练序列位时，或者在非因果迭代处理中使用114个数据位以及26个训练序列位时，在第二次迭代的脉冲处理时可以使用所述数据位的硬决策值或者软决策值。在某些情况下，对于特定的应用，软决策值是优选的。

在图7中，信道评估器704用于为脉冲处理执行软决策。例如，对于高斯最小频移键控(GMSK)调制，由以下表达式得出评估信道：

$\hat{W}\left(m\right)=\frac{1}{\mathrm{Gain}}\·\underset{n=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{j}^n\·x_n\·S(m+n)$

其中， ${\hat{A}}_n=j^n\·{\stackrel{\‾}{A}}_n,$ ${\stackrel{\‾}{A}}_n=\±1$ ，软参考由 $x_n={\mathrm{\α}}_n\·{\stackrel{\‾}{A}}_n$ 给出。其中，α_n是软决策的权重，m＝0，1，2，…，7。在这点上，有以下的表达式给出评估信道的增益：

$\mathrm{Gain}=\underset{n=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\left|x_n\right|}{(1-2\·P_{\mathrm{ER}}^n)}$

其中，N＝147，及

$x_n=\left\{\begin{array}{cc}\±1& \mathrm{If}(\mathrm{Bit}\∈\mathrm{Midamble})\\ 0.3625\·{\mathrm{SD}}_n/15& \mathrm{If}(\mathrm{Bit}\∈\mathrm{Prev}-\mathrm{Iteration})\end{array}\right.$

其中，SD_n指的是软决策值。评估信道的增益可简化为以下表达式：

$\mathrm{Gain}=\underset{n=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\left|x_n\right|}{(1-2\·P_{\mathrm{ER}}^n)}\≈0.825\·\underset{n=0}{\overset{147}{\mathrm{\Σ}}}\left|x_n\right|$

由以下表达式确定偏移和评估：

$E\left(\mathrm{Offset}\right)=\underset{k=0}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\hat{W}(k+\mathrm{Offset})\right|}^2$

在图7的均衡器706不用于处理之前的迭代结果的情况下，在脉冲处理的第二次迭代中使用梯度搜索方法。在这点上，可在硬件中执行第一次迭代，在软件中执行至少一部分第二次迭代。

图8是在根据本发明实施例的、基于梯度搜索方法进行第二脉冲处理迭代的示意图。参考图8，可通过使用合适的逻辑、电路和/或编码来执行脉冲处理中的第二次迭代中的梯度搜索，所述梯度搜索包括信道评估器802、信号评估器804、匹配滤波器806、符号变换器808、聚合器810、能量评估器812、第一加法器814、第二加法器816、以及增益级818。

梯度搜索方法是基于找到接收信号和评估信号之间的最小距离H。所述最小距离H由以下表达式给出：

$H=\∫{(S\left(t\right)-\hat{S}\left(t\right))}^2\mathrm{dt}$

其中，

$\hat{S}\left(t\right)=\underset{k=0}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{A}}_k\·\hat{W}(t-k\·T_{\mathrm{SYM}})$

是评估码元矢量的第k个元素， 是评估码元的波形。梯度由以下表达式给出：

$G=\frac{\∂H}{\∂\hat{A}}$

以及

$G_k\left(\hat{A}\right)=\∫(\mathrm{conj}\left(\hat{W}(t-k\·T_{\mathrm{SYM}})\right)\·(S\left(t\right)-\underset{m=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{A}}_m\·\hat{W}(t-m\·T_{\mathrm{SYM}})))\·\mathrm{dt}$

其中，G_k是梯度矢量的第k个元素。

信号评估器804可包括合适的逻辑、电路和/或编码，用于执行基于下式的信号评估操作：

$I\left(t\right)=\mathrm{SignalEstimation}\left(\hat{A}\right)=\underset{k=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{A}}_k\·\hat{W}(t-k\·T_{\mathrm{SYM}})$

匹配滤波器806可包括合适的恶逻辑、电路和/或编码，用于执行基于下式的匹配滤波操作：

$G_k=\mathrm{MatchFilter}(S\left(t\right)-I\left(t\right))=\∫(\mathrm{conj}\left(\hat{W}(t-k\·T_{\mathrm{SYM}})\right)\·(S\left(t\right)-I\left(t\right)))\·\mathrm{dt}$

梯度表达式可写作：

$G_k\left(\hat{A}\right)=\mathrm{MatchFilter}(S\left(t\right)-\mathrm{SignalEstimation}\left(\hat{A}\right))$

使用该梯度表达式，由下面的迭代等式估算

的值：

${\hat{A}}_{\mathrm{NEW}}=\mathrm{\μ}\·E_{\mathrm{SYM}}\·{\hat{A}}_{\mathrm{OLD}}+G_k(\mathrm{\μ}\·{\hat{A}}_{\mathrm{old}})$

其中，μ是聚合因子，由聚合器810提供，可由以下表达式给出：

$\mathrm{\μ}=\frac{1}{\mathrm{IterNum}}$

其中，IterNum对应于迭代的次数，且

$E_{\mathrm{SYM}}=\∫{\left|\hat{W}\left(t\right)\right|}^2\·\mathrm{dt}$

将对应于由能量评估器812提供的评估信道的能量

。增益级818可包括合适的逻辑、电路和/或编码，用于将第二加法器816生成的输出软决策归一化到附加的噪声功率(sigma²)。在一些实施例中，噪声功率等于评估的平均方差：

$E_{\mathrm{NOISE}}={\mathrm{sigma}}^2=\frac{1}{T_{\mathrm{BURST}}}\·\underset{T_{\mathrm{BURST}}}{\text{\∫}}{(S\left(t\right)-\hat{S}\left(t\right))}^2\mathrm{dt}$

在此所描述的方法所导致的解码位错误少于标准维特比算法的单次迭代导致的解码位错误。采用冗余和物理约束的迭代多层处理，能够有效地用于解码卷积编码数据的最优接收器的设计中。

图9是根据本发明实施例的、对多层处理应用冗余的示范步骤。参照图9，步骤900中，由信道评估模块360(图3)计算信道评估。步骤902中，通过组合从解调制与分集处理模块232(图2)中接收的至少一部分单路径信道来生成接收帧。所述接收帧可包括接收(RX)编码数据。步骤904中，解码器400(图4A)通过使用维特比算法在帧处理模块406中解码所接收的帧。步骤906中，为解码的帧确定冗余验证参数如CRC等。步骤908中，解码器400将确定CRC验证测试是否成功。当CRC验证了所解码的帧时，解码器400进入步骤912。在步骤912中，接受所解码的帧。步骤912之后，解码器400进入结束步骤914。

返回到步骤908中，当所解码的帧的CRC验证测试不成功时，解码器400将进入步骤910。步骤910中，解码器400将执行用于提供解码性能的冗余算法，所述冗余算法的解码性能导致的解码错误等于或者少于利用标准Viberbi算法时所导致的解码错误。步骤910之后，解码器400进入结束步骤914。

图10是在根据本发明实施例的、对所接收的帧应用约束算法的示范步骤。参照图10，当步骤908(图9)中所解码的帧的CRC验证测试不成功之时，解码器400(图4)将进入步骤1022。例如，步骤1022中，假设计数器设置为初始计数值以表示所考虑的第一次假设。例如，步骤1022中的初始计数值可以是0。步骤1022之后，在步骤1024中将迭代计数器设置为初始值以显示第一最大似然方案。步骤1024中的初始计数值可以是0。步骤1026中，确定所解码的帧的CRC。

步骤1028中，解码器400将确定当前假设的CRC验证测试是否成功。当CRC验证测试不成功之时，操作进入步骤1032。步骤1032中，增加迭代计数。步骤1032之后，在步骤1034中，解码器400确定迭代计数是否小于确定的界限。当迭代计数高于或者等于预定界限之时，操作进入到步骤1046，步骤1046中，生成坏帧指示。当迭代计数小于预定界限之时，操作进入步骤1036，步骤1036中，确定下一个最大似然方案。步骤1036之后，操作进入步骤1026，在步骤1026中，基于步骤1026所确定的最大似然方案、确定已解码的帧的CRC。

返回到步骤1028，当CRC验证测试成功之时，操作进入步骤1030。步骤1030中，增加假设计数。步骤1030之后，在步骤1038中，解码器400将确定假设计数是否小于预定界限。当假设界限小于预定界限之时，操作计入步骤1024。步骤1024中，将迭代计数置为初始值。当假设计数等于预定值之时，操作进入步骤1040。步骤1040中，从源约束中选择最好的假设。

步骤1040之后，在步骤1042中，解码器400将确定步骤1040中所选择的最好假设是否有能力接受被解码的帧。当所选择的假设有能力接受被解码的帧时，操作进入步骤1044。步骤1044中，接受所解码的帧。当所选择的假设不够接受所解码的帧时，操作进入步骤1046。步骤1046中，生成坏帧指示。步骤1044或1046之后，操作进入步骤1014。

图11是在根据本发明实施例的、改善解码的迭代多层方法的示范步骤。参照图11，在开始步骤1102之后，在步骤1104中，在多层处理方法的脉冲处理部分，对接收信号进行信道评估操作和均衡操作的初始或第一次迭代。例如，可通过图4B的脉冲处理模块402执行所述信道评估操作的第一次迭代和均衡操作的第一次迭代。步骤1106中，在多层解码方法的帧处理部分对接收信号帧进行解码。例如，由图4B的帧处理模块406执行帧处理。步骤1108中，通过反馈信号，将步骤1106中由多层解码方法的帧处理部分所生成的至少一部分结果从帧处理模块406传输到脉冲处理模块402。步骤1110中，脉冲处理基于多层解码方法的帧处理部分所提供的解码结果，进行信道评估操作的第二次迭代和均衡操作的第二次迭代。步骤1110之后，流程图1100进入结束步骤1112。还可以通过帧处理对脉冲处理的改善结果进行进一步的交错和处理。所述帧处理可以使用标准的帧处理，或者确定能够基于冗余使用的最好的序列。

本发明所述的改良的蜂窝分集接收器包括解码器234，所述解码器234使帧处理为多个所接收的多路径信号的接收位序列生成初始解码的输出位序列。所述帧处理能够使用基于冗余的解码，在通过解码算法进行所述解码的过程中，使用至少一个物理约束。解码器234可反馈所述初始解码的输出位序列，以供脉冲处理。随后的基于所述脉冲处理的后续帧处理生成新解码的输出位序列。所述多个所接收的多路径信号包括至少三个单路径信号。解调制与分集处理模块232能够通过最大比率组合(MRC)或者等增益组合(EGC)来组合所述多个多路径信号的至少一部分单路径信号。基站204至少包括一个解调制与分集处理模块232和/或解码器234，能够为每个单路径信号计算至少一个信道评估。也可以为每个单路径信号计算至少一个加权因子。例如，对于EGC，与每个单路径信号对应的每个加权因子可以相等。例如，对于EGC，可以基于至少一个信号能量级、为对应的一个单路径信号计算每个加权因子的值。基于对应的至少一个信道评估以及对应的至少一个加权因子组合所述单路径信号。

在第一次帧处理中，在通过解码算法进行解码的过程中，解码器234使用至少一个物理约束。也可以在第二次帧处理中，在通过解码算法进行解码的过程中，使用至少一个物理约束。所述一个或多个物理约束可包括一个或多个线性频谱对(LSP)设置、节距延迟和/或节距增益。解码器234能够基于至少一个在先帧的信息生成新解码的输出位序列。可以基于所反馈的初始解码的输出位序列、修改信道评估操作。

因此，本发明可以通过硬件、软件，或者软、硬件结合来实现。本发明可以在至少一个计算机系统中以集中方式实现，或者由分布在几个互连的计算机系统中的不同部分以分散方式实现。任何可以实现所述方法的计算机系统或其它设备都是可适用的。常用软硬件的结合可以是安装有计算机程序的通用计算机系统，通过安装和执行所述程序控制计算机系统，使其按所述方法运行。在计算机系统中，利用处理器和存储单元来实现所述方法。

本发明还可以通过计算机程序产品进行实施，所述程序包含能够实现本发明方法的全部特征，当其安装到计算机系统中时，通过运行，可以实现本发明的方法。本文件中的计算机程序所指的是：可以采用任何程序语言、代码或符号编写的一组指令的任何表达式，该指令组使系统具有信息处理能力，以直接实现特定功能，或在进行下述一个或两个步骤之后实现特定功能：a)转换成其它语言、编码或符号；b)以不同的格式再现。

虽然本发明是通过几个具体实施例进行说明的，本领域技术人员应当明白，在不脱离本发明范围的情况下，还可以对本发明进行各种变换及等同替代。另外，针对特定情形或具体情况，可以对本发明做各种修改，而不脱离本发明的范围。因此，本发明不局限于所公开的具体实施例，而应当包括落入本发明权利要求范围内的全部实施方式。

交叉参考文档

本发明要求2006年1月18日申请、申请号为60/759,941的美国临时专利申请的优先权。

本发明参考了：

2005年7月26日申请、申请号为11/189,509的美国申请；以及

2005年7月26日申请、申请号为11/189,634的美国申请。

上述的申请通过全文引用合并于此。

Claims (10)

1、一种信号处理的方法，其特征在于，所述方法包括：

通过帧处理为多个所接收的多路径信号的接收位序列生成初始解码的输出位序列，其中所述帧处理使用基于冗余的解码，在通过解码算法进行所述解码的过程中，使用至少一个物理约束。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括通过最大比率组合和等增益组合中的至少一者、为所述多个所接收的多路径信号中的至少一部分单路径信号进行组合。

3、根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述方法还包括为每个所述单路径信号计算至少一个信道评估。

4、根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述方法还包括为每个所述单路径信号计算至少一个加权因子。

5、根据权利要求4所述的方法，其特征在于，与所述每个单路径信道对应的所述至少一个加权因子中的每一个的值是大致相等的。

6、根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述方法还包括基于对应的一个所述单路径信号的至少一个信号能量级、计算所述至少一个加权因子的值。

7、一种信号处理的系统，所述系统包括：

通过帧处理为多个所接收的多路径信号的接收位序列生成初始解码的输出位序列的电路，其中所述帧处理使用基于冗余的解码，在通过解码算法进行所述解码的过程中，使用至少一个物理约束。

8、根据权利要求7所述的系统，其特征在于，所述电路通过最大比率组合和等增益组合中的至少一者、为所述多个所接收的多路径信号的至少一部分单路径信号进行组合。

9、根据权利要求8所述的系统，其特征在于，所述电路为每个所述单路径信号计算至少一个信道评估。

10、根据权利要求9所述的系统，其特征在于，所述电路为每个所述单路径信号计算至少一个加权因子。

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