CN1007864B - 直接序列扩频码分多路传输设备 - Google Patents

Abstract

若干台同步在公共时钟上的发射机，每台发射一个由指定的但都不相同的码序列位移的公共双极性伪随机码所扩展的数据信号。一台同步到这个时钟的接收机，能把一预定的发射机信号从其他发射机信号中区别出来，方法是产生一个第一伪随机码，它是这个公共双极性伪随机码的复制并具有与预定的发射机的码序列位移相当的码序列位移，以及产生一个第二双极性伪随机码，它是这个公共双极性伪随机码的复制并具有一个未指定过的码序列位移。第一和第二双极性伪随机码序列之差是一个三态码序列，把它和进来的信号进行互相关。

Description

本发明一般地与采用直接序列扩频信号处理的编码分割多路传输有关，更特殊地，是用于在给定编码长度下增加多路传输发射机数目的学会处理。

在一个扩频系统中，发射信号被扩展在一个频段上，这段频段比发射这个特定信息所需的最小频宽要宽得多。在其它调制形式中，象调幅或调频，传输带宽与信息本身的带宽相差不大，而一个扩频系统是把例如只有几千赫的信息带宽用一个带宽的编码信号来调制，使这个信息扩展在一个几兆赫宽的频带上。因此，区别扩频系统与其它带宽传输系统的一个重要特征是，在扩频信号处理中，有一个不同于正在发送信息的信号扩展了这个被发送的信号。

在典型的扩频系统中，发射信号的扩展是用下列的方法：（1）直接序列调制，（2）跳频或（3）脉冲的-调频或“线性调频脉冲”调制。在直接序列调制中，载波是被一个数字编码序列所调制，编码序列的位速率远高于信息的信号带宽。跳频是把载波频率按编码序列支配的模式以离散增量来跳变，在线性调频脉冲调制中，载波频率在给定的脉冲时间间隔内扫过一段宽的频带。其它但不常用的载频扩展技术包括时间上跳发和跳时跳频，时间上跳发是传输时间（通常是低工作循环和短持续时间）被一个编码序列所控制，跳时跳频则是一个编码序列既决定发射频率又决定传输时间。

扩频系统有各种各样的应用，主要是使偷听者不能把传输的信息码译出来。另一些应用包括导航和测距，其中的分辨率决定于所用特定的码率和序列长度。R.C.Dixon著《Spread    Spectrum    System》（扩展频谱系统）一书可作参考。该书1976年由John    Wiley    &Sons.N.Y.出版，特别是第9章，关于应用有详细的叙述。

直接序列调制牵涉到一个载波被几种不同格式（例如调幅或调频）的任一种格式的编码序列所调制，然而双相位相移键控是最常用的一种。在双相位相移键控（PSK）中，平衡混频器的两个输入是编码序列和射频载波，当编码序列为“1”时控制使发射载波具有第一相移X°，当编码序列为“0”时使之具有第二相移（180+X）°。双相位相移键控调制比其它形式优越，这是因为传输中载波被抑制，用通常的设备较难接收，并且在传输中，相对于载波，保留了更多的功率用于信息。在上述Dixon书的第4章里，给出了双相位相移键控的特性。

用来扩展传输带宽的编码形式，最好取线性码，特别对消息的安全性没有要求时是如此，以及取有最佳互相关特性的最大码。根据定义，最大码就是由一给定的移位寄存器或其它有一定长度的延迟元件所能产生的最长的码。在二态移位寄存器序列发生器中，由n级移位寄存器所能产生的最大长度（简写为ML）序列是（2ⁿ-1）位。一个移位寄存器序列发生器是由一个有若干移位寄存器级经过反馈到其它级去的移位寄存器所组成。输出位流在出现重复序列以前的长度决定于移位寄存器的级数和反馈的方式。例如一个5级的移位寄存器可能产生31位二态序列（即2⁵-1），作为它的最大长度（ML）序列。级数非常多的移位寄存器ML序列发生器所产生的ML序列，重复出现得如此不经常以致这个序列看起来象随机的，具有噪声的特征并且难于检测。因此，直接序列系统有时叫做“伪噪声”系统。

在Dixon的书3.1节里总结了最大序列的性质，Dixon书3.6表内 列出了由3到100级最大码发生器的反馈连接方法。对于一个1023位的码，相当于一个有以最大长度反馈的10级移位寄存器，它有512个“1”和511个“0”，相差一位。这些“1”和“0”的相对位置在ML码序列内是变化的，对于相同ML长度序列，每个最大长度序列中“1”的数目和“0”的数目都为常数。

由于在任何最大长度序列内“1”的数目和“0”的数目之差总是一，所以一个最大线性码的自相关，即对这序列用相移后它本身的复制码去一位位地比较，除在0+1位相移区，其值都是-1，而在这区域，自相关从-1线性地变到（2ⁿ-1）。因此，对于一个1023位的最大码（2-1）峰-至-平均的自相关值为1024，30.1db范围。

正是这个特性使直接序列扩频传输能用在编码分割多路传输中。许多置在一个公共ML码的不同位移上的接收机，只对具有这公共码同一位移的发射机才能同步。因此，用同一频率在同一时间可以无模糊地发射多个信号。在自相关类型的多路传输系统中，有一个公共的时钟或定时源，许多台发射机和至少一台接收机都对它同步。这些发射机产生一个公共的最大长度序列，但每台发射机的码与其它发射机的码相比，至少位移了一位。接收机本机产生一个和发射公共的最大长度序列一样的复制码，该序列的码序列位移相当于接收机与之调谐的某特定的发射机的位移，本机产生的序列通过一个相关检测器与接收来的信号进行自相关，这个检测器被调整得能认出只有+1位同步之差的电平以及只从预定的发射机产生的信号中提取信息。

因为最大长度码序列的自相关特性有一个相当于码长倒数的偏移，即

V/（2ⁿ-1）

其中V是相当于“1”的电压幅度，n是移位寄存器的级数，故在邻近信道之间出现重叠。因此，对于不需要的进入信号，不能完全拒收。 于是，非模糊信号鉴别就要求在信道之间有一个防护频带，这就对一定的码长减少了潜在发射机的数目。一个长的最大长度序列虽然可以补偿这防护频带以增加潜在发射机的数目，但它使同步减慢并且产生多路传输发射机的功率不平衡问题。

因此，本发明的一个主要目的提供一种改良的自相关型编码分割多路传输的方法和系统，其中在一定码长下能够无模糊地鉴别更多数目的发射机。

根据本发明的方法和系统，以上和其它的目的都能满足，其中有多台发射机和至少一台接收机都同步在一个公共定时信号源上。每台发射机发出一个数据调制的载波，这个载波被一个双极性伪随机码所扩展，而这个伪随机码是一个给定的有不同位移的公共双极性码序列。为了从其它发射机所发信号中鉴别一台预定的发射机所发的信号，接收机产生两个本机的双极性伪随机码，它们都是发射的公共双极性伪随机码的复制码。其中一个本机码具有与指定给定的发射机的码序列位移同样的码序列位移，另一个本机产生的码则有未给过任何发射机的码序列位移。这两个本机产生的码经过处理，可得出一个三态码序列，把它与输入进来的信号进行互相关，用以从预定发射机所发的编码中鉴别和提取信息。

根据本发明的另一方面，这个二态编码序列也可以是一个具有良好自相关性质的最大长度（ML）序列。利用相移键控（PSK）信号调制，信息可以嵌在二态编码序列中。

根据本发明的另一方面，可以提供出相关检测器的许多不同的具体实施例，其中以双极性数字序列形式的第一和第二参考信号与进来的被调制的数据双极性序列相乘，再令两个乘积相减。对差值进行积分使随机噪声平均掉，并进一步解调以恢复二态信息。由相关检测器的每个信道推导来的传递函数是

1/(T) ∫^T _os（t）[r（t）-e（t）]dt

其中r（t）是具有相当于预定的发射机码位移的双极性序列，e（t）是具有未给出过码位移的双极性码序列，s（t）是输入进来的信号，T是位周期。

根据相关检测器的一实施例，每一信道或子接收机的乘法器包括一个模拟多路转换器，它的两个输入端各由相应的两个参考序列r（t）和e（t）所控制。这个多路转换器有选择地将输入序列s（t）和输入序列的反相加到一个减法器，给出一个相当于表达式s（T）[r（t）-e（t）]的并将在一位周期上积分的序列，这就产生相关。

在相关检测器的第二种实施例中，N信道相关检测器包括N个有三个输入端的模拟多路转换器，这些多路转换器响应于两个参考序列的极性，把输入信号s（t），或输入信号s（t）的反相、或零加到积分和清除电路中使在连续几个码位周期上积分。两个参考信号r（t）和e（t）是通过数字逻辑电路控制着这三输入端的多路转换器。

根据相关检测器的第三种实施例，所有的信号处理全按数字化方式进行。接收到的信号s（t）被数字化，并且在一个累加器中在时间等于一位周期的周期上进行代数求和。累加器中初始值与终止值之差代表s（t）在一位周期上的积分值。当两个参考信号的值相等时，累加器的值保持不变。当两个参考信号不相等时，累加器中的内容按s（t）的值进行修改：当r（t）是一个“1”时，s（T）数字化后的值被加至累加器中;当r（t）是一个“0”时，s（t）数字化后的值从累加器中被减掉。

根据这第三种实施例的一种变形，一个电压至频率变换器把输入信号数字化，且用一个频率计数器去累加这个数。当两个参考信号相等时，驱动计数器的一个时钟被禁止。当r（t）是“1”时，这个二进制计数器被控制来按与从电压频率变换器来的s（t）成比例的速率累加脉冲。当r（t）为“0”时，累计是减法性的，计数方向是反的。

根据本发明的另一方面，提供了用来在多台发射机和至少一台接收机都同步到一个公共定时信号源的这种直接序列扩频系统中改善信噪比的一种方法和系统。每台发射机发射一个由双极性伪随机码扩展的数据信号，这个伪随机码是一个具有指定的但都不同位移的公共双极性码序列。接收机由多个相关检测器组成，每个产生两个本机的双极性伪随机码，后者都是发射的公共双极性伪随机码的复制。其中一个本机产生码具有与指定给预定发射机的码序列位移同样的码序列位移，另一个本机产生码的码序列位移则与指定给任一发射机的都不相同。这两个本机产生码在每个相关检测器中进行处理，可得出一个三态码序列，它与进来的信号进行互相关，产生出一些相关信号，它们能用来调整接收机的定时，使每个相关检测器定位在一个本机相关峰上。根据本发明，除了提供接收机的同步，这些相关检测器的输出又被处理来接收数据和使信噪比成为最佳。认识到当接收机被很好的同步时，每个相关峰的符号对应于正在发送的数据的符号，且这些相关输出还用一些根据存在的特定失真来选择的加权因子进行处理，使信噪比成为最佳。

根据本发明的另一方面，提供了一种能改善直接序列扩频编码分割多路传输系统中一台发射机与一台接收机之间同步的方法和系统，特别是在其中的多台发射机和至少一台接收都同步在一个公共定时信号源上的传输系统中，每台发射机一个由双极性伪随机码所扩展的数据信号，这个伪随机码是一个具有指定的但不相同位移的公共双极性码序列。接收机包括多个相关检测器，每个产生两个本机的双极性伪随机码，它们都是发射的公共双极性伪随机码的复制。其中一个本机产生码具有与指定给预定发射机的码序列位移同样的码序列位移，另一个本机产生码的码序列位移则与指定给任一发射机的都不相同。这两个本机产生码被处理后，得出一个三态码序列，它与进来的信号进行互相关，以从预定的发射机发射的信号中鉴别和提取信息。当这个接收机与预先的发射机对 准时，互相关产生一个同相信号，这就是极大，以及产生一个正交相位的信号，这就是极小。调整接收机的定时，使正交相位的互相关信号成为最小，就能提供同步。

根据本发明的一实施例，可以测出同相信号与正交相位信号之比，这个比值被处理来控制接收机定时位移的大小，得出完全的同步，用不着一步步经过接收机的一些中间定时位移。如果这个比值大于一个预定值，这接收机就被认为完全同步，于是建立了一个死区，可以减少同步的超调。

根据本发明的另一实施例，可以对这些相关检测器中的一个相关检测器测出同相和正交相位相关信号的幅度之比，用来检测噪声中的信号。如果这比的绝对值远大于一，可认为有一信号存在;否则，这个接收机被认为在接收噪声。这个接收机只有当测得的比值大于预定值时才被控制去试图与进来的信号进行同步。

根据本发明的另一方面，提高了能改善直接序列扩频编码分割多路传输系统中一台发射机与一台接收机之间同步的一种方法，特别是其中多台发射机与至少一台接收机都同步在公共定时信号源上的传输系统中。每台发射机发射一个由一伪随机码所扩展的数据信号，这个伪随机码是一个具有指定的但都不同位移的公共码序列。接收机是与一台发射一由具有预先指定码序列的伪随机码所扩展的数据信号的发射机同步，并且按下列步骤与定时信号源同步，这些步骤是：对数据信号按与定时信号源的频率相同或其整倍数的速率采样;把一个或多个连接来的数据样本合并在一起产生一个数据样本点，它相当于定时信号源的一个特定定时点;再测定哪一个数据样本点具有最大值;把接收机锁定在与这个被测出具有最大值的数据样本点相应的定时信号源的定时点上。

以上方法的一个优点是它不需要那种对可能引起同步模糊的每点采样的冗余数据信道。此外，上法允许数据采样率高于定时信号源的频率。 利用合并连续来的数据样本去产生一个数据点的方法数据采样率可以大于净数据率，后者在效果上就是每秒的数据样本点数目或位数（由合并一个或多个连续的数据样本而得）。这种安排可使数据样本在数字上合并（例如在一个微处理器内）并允许数据率与实际硬件的定时无关。

从下面详细描述中，熟悉这技术的专业人员将会马上清楚了解本发明的其它一些目的和优点，以下表明和描述的只是本发明推荐的一些较佳实施例，只是用来说明用来实施本发明的一些最佳模式。正如将被认识到的那样，本发明还能有其它和不同的实施例，以及一些细节还能在许多明显的方面作些修改，但所有这些都没有离开这个发明。因此，这些图和说明在性质上应被看成是例证，而不能作为一种限制。

图1是一个DSSS（直接序列扩频）编码分割多路传输接收机的简化方框图;

图2是一个双极性伪随机脉冲序列的一个代表;

图3表示的是图2所示那种双极性伪随机脉冲序列的一个自相关模式;

图4表示一个编码分割多路传输系统中对应于相邻发射机的几个自相关模式的重叠;

图5是相邻发射机的信号被防护段隔开后图4的一个图形;

图6（a）-6（d）是说明产生三态码的波形;

图7是按照本发明原理工作的一个接收机的简化方框图;

图8是根据本发明的一个本机产生的三态码序列与一个进来的二态码序列之间的一个理想的互相关模式;

图9（a）-9（c）示出了由根据本发明各实施例的多信道相关检测器件产生的相关模式;

图10是本发明的一台接收机在存在各种递降系数时工作的一个实际的相关模式;

图11是根据本发明用来决定相关程度的多信道相关检测器的一种模拟实施例;

图12是用二态参考信号的图11的模拟实施例的简化电路图;

图13是另一个用数字逻辑来减少模拟多路转换器数目的图11模拟电路的简化电路图;

图14（a）和14（b）表明实施图13电路的两种方法;

图15是图11电路中一个信道的数字实现;

图16是图15电路实现的N路信道的推广;

图17是图11所示单信道相关器的另一种数字实现;

图18是图17电路的N路信道的推广;

图19示出一个相同和正交相位的相关模式，图中标出了相关检测用的子接收机信道的位置;

图20（a）和20（b）是接收机进行细调的两种方法的程序框图;

图21是接收机进行细调和检测信号是否存在的基于微处理器的电路;

图22（a）和22（b）分别是校正接收机定时和检测信号是否存在两种方法的程序框图;

图23是接收机进行粗调的一种方法的程序框图;

图24（a）-24（e）是显示一台发射机和一台接收机之间定时脉冲之间关系的定时图;

图25示出了把一台发射机和一台接收机锁定的相同定时脉冲上的一个电路;以及

图26示出了接收机中进行数据恢复的基于微处理器的电路。

在扩展频谱通信中，把信号带宽扩展得超过正被传输数据正常所需的带宽是按下法完成，先用要被发射的数据以相移键控（PSK）方式调制一个载波波形，然后用一参考伪随机码调制所形成的信号，该伪随机码的码长为L，其重复率通常至少是数据率的两倍。虽然PSK调制方式由于 以前讲过的理由常被选用，但除PSK外的其它调制方式也能用来调制载波以及扩展这复合的信号。

为了解调这个信号传输，被接收的信号是用一个与扩展这复合传输的码相同的参考码来外差或相乘，并假定这发射的码与本机产生的接收机码是同步的，这样就去掉了由发射机的编码PSK调制所引起的载波转换，并在接收机中恢复了原来的基带调制的载波。

图1说明一种体现本发明一个方面的基本扩展频谱接收机的基本单元。接收机100接收了一个由多台这种发射机中的一台特定发射机发出的直接序列扩频（DSSS）信号，处理这个接收信号，把这个特定发射机所发的信号从所有发射机发的信号中鉴别出来。应注意，收到的信号是被调制过两次，亦即是，载波被数据所调制，然后这个复合信号又被一个伪随机码序列调制，把复合信号扩展在能与伪随机序列的带宽相比拟的一个带宽上，接收机100对收到的信号提供了两级解调以提取传输的数据。接收到的DSSS信号首先被这特定发射机的码外差或相乘。这个特定发射机的信号就是要在其它信号中鉴别出来的。因此，假定发射机的码与接收机产生的码是同步的，发射机处由编码PSK调制所引起的载波转换，现在在乘法器102处被去掉了，并且恢复了原来的基带调制过的载波。把这个窄频带的被恢复的载波送到一个设计得只让这基带调制过的载波通过的带通滤波器（图中未示）。然后用恢复的载波与一个本机产生的载波在乘法器104中外差或相乘的办法把基带数据提取出来。乘法器104的输出被送到一个通常的相关滤波器，例如这是个积分和清除电路，后面跟随一个采样和保持电路，于是就得出相应于发射数据的信号。

接收机100是由一个标准的微处理器108所控制，微处理器108与系统时钟110同步，各台发射机也与之同步，因为噪声和不需要的传输在乘法器102的乘法过程中经受本机产生参考码的处理，该参考码使接 收到的直接序列信号压缩在原来的载波带宽上，但任何与这本机产生参考码不同步的进入信号被扩展在一个等于进入信号的带宽和参考码带宽之和的带宽上。由于这个非同步的输入信号被映射到至少和参考码一样宽的带宽上，一个带通滤波器就能把不需要信号中很大一部分功率去除掉。这就是DSSS系统的意义：在参考码调制带宽上的同步的输入信号被转变成基带调制的带宽，而非同步的输入信号依旧扩展在编码调制的带宽上。

同步过程是利用发射机处采用的这种特定码的一个固有性质。一个最大长度（ML）序列的自相关，亦经受这个序列乘以时间移动后它本身的复制，在同步实现时是一个尖峰点，而失去同步时（即这个码与它的复制码之间的时间差接近一个码元或更大），该自相关便跌到-P/L，其中P是码序列的幅度，L是码的长度。自相关图形的符号决定于调制发射机的数据位。因此，当接收机和发射机都适当同步后，监视这个自相关输出的符号就能在接收机处恢复这个被发射的数据。

参看图2，接收机100所调谐的伪随机码序列是双极性的，亦即假定转接一个恒定电压电源的极性。在本发明中采用双极性而不是单极性序列，为的是改善功率传输的效率，因为载波在双极性传输中被抑制掉了。双极性传输也避免了在任何频段中能量的高度集中，以帮助避免在这系统中许多不同发射机传输之间的干扰。每一双极性序列具有一个幅度P和码元持续时间T。ML序列的长度是根据这系统中其信号需进行编码分割多路传输的不同发射机的数目来决定。每台发射机被指定有同样的传输码，但这些码具有这公共ML序列的各不相同的特定的位移（chip）。因此，在这系统中能被多路传输的发射机最大数目就相当于这ML序列的长度。

在这种编码分割多路传输系统内进行无干扰多路传输的发射机数目，理论上等于这序列的位长度。例如对于一个有63位长度的ML码。这个传 输信道理论上能够使63台不同的发射机进行多路传输。这假定当从发射机接收到的码与本机产生的码都同步在一个公共的定时源上，而其自相关是在一个尖峰点时，接收机和预定的发射机之间就被认为完成了同步。然而实际上，在这系统中能够被编码分割进行多路传输的发射机数目远比这例如最大值要小得多，因为在ML序列的自相关中，由于-P²/L项的存在，相邻的相关曲线发生重叠。参看图3可以清楚了解这一点，图3表明单个传输的一条自相关曲线，图4表示相邻传输，即这些传输在时间上彼此偏移一个码元时的几条自相关曲线。

在图3中，当发射的和本机产生的码序列在时间上彼此偏移大于一个码元Tc时，自相关曲线的幅度为-P²/L，其中P是这序列的绝对幅度，L是以位为单位的序列长度。当发射的和本机产生的码几乎同步时，即时间上彼此偏移不到一个码元时，自相关在幅度上就增加，而在完全同步达到峰值P²。因此，装有监视这个自相关的输出，接收机和一台发射机之间的同步能被检测到，并且当自相关信号超过一个预定正数值时就被认为建立了同步。

然而现在看图4，假定有三个彼此在时间上偏移一个码元的发射的码序列K，K-1和K+1。和图3一样，每个相关具有正的峰值P²和负的峰值-P²/L。相邻码序列的相关曲线在图4所示打阴影线部分彼此重叠。在这些部分，相邻码序列具有共同的相关，使它不能去区别这些传输，实际上，为了避免传输间的干扰，需要在序列之间插入防护段，如图5所示。这可以把传输指定得使序列的位移相当于间隔一个码元的延迟，而不是图4那种每一码元的延迟。结果是，在最好情况下，与理论上最大的数目相比，只有一半数目的多路传输。实际上，在采用双极性序列时的编码分割多路传输系统中，甚至只有比这理论的最大数目的一半还少的发射机有可能进行多路传输，因为为了避免同步的模糊，需要有比那个只用隔一个码位移延迟所提供的更大的防护段。

根据本发明的一个方面，能够进行多路传输的发射机数目可增加到只比理论极限少一个，方法是采用输入信号与一个三态码的互相关，这个三态码是通过取得指定给特定的接收机与之调谐的发射机的码序列与一个没有指定的码序列之差而得出的。换言之，在接收机处，要产生两个双极性码，一个码就是所有发射机都发射的公共码序列的一个复制，且其序列位移相当于预定的一个发射机的序列位移。第二个码是公共双极性序列的一个复制码，且具有一个没有指定给任何发射机的码序列位移。把一个本机产生的码减去另一个本机产生的码，结果是一个三态码序列，再让它与进来的信号去相关。三态码序列的序列位移，采用下面将讲到的静态同步技术，在由预选的发射机产生的序列的一个码元内进行的。采用也将在下面讲到的动态同步，可得到接收机和预选发射机之间的完全同步，这种动态同步通常是在一码元范围内连续位移接收机的定时并且监视相关器的输出而得到的。当相关输出达到峰值时，接收机和预选发射机被认为是彼此同步了。现在假定接收机和发射机也都与相应的时钟脉冲同步（亦就是，发射机若不同步在一个时钟脉冲上，接收机就同步到另一个时钟脉冲上去），相关输出的极性被监视后就能提取这传输的数据。

参看图6（a）-6（d）便能更好了解与发射序列进行互相关的三态脉冲序列是如何产生的。在图6（a）中，示出了一个被发射的双极性序列s（t），它有绝对幅度P和码元周期Tc。这个序列是实际序列的简化，实际上，实际序列将更长，例如为63位。在接收机内，要产生第一参考脉冲序列r（t），如图6（b）所示。这个序列r（t）是与图6（a）中由预定的发射机发射的序列s（t）完全相同，因为发射机序列和接收机序列具有相同的延迟且被认为是彼此同步的。

接收机还产生第二参考脉冲序列e（t），如图6（c）所示，它和预选发射机发出的以及和所有其它发射机发射的序列都是一样的序列，但它有 一没有指定给任何发射机的序列延迟。

得出这两个本机产生的参考脉冲序列之差[r（t）-e（t）]，这就是图6（d）的三态脉冲序列。根据两个参考脉冲序列r（t）和e（t）的相对二态值，这三态序列具有值[+2，0，-2]。

这里应理解到，图6例子中画的序列长度是7位。实际上，应该采用较长的序列，以适应相当多数目的发射机被编码分割多路传输。

参看图7，与进来的双极性脉冲序列进行互相关的用于把多路信号分开的三态参考序列是在接收机200内产生。接收机200接收到发射脉冲序列s（t）后，就把这个进来的序列送到第一相关乘法器202和第二相关乘法器204的输入端。第一相关乘法器202把进来的序列s（t）与本机产生的参考脉冲序列r（t）相乘，而r（t）的序列位移与预选发射机的序列位移是相当的。乘法器204则把进来的序列s（t）与脉冲序列e（t）相乘，e（t）具有一个从未指定过的脉冲序列位移。结果的乘积都送到减法电路206，这个差在一个标准的相关滤波器208中进行积分和采样，结果得出输出信号Yout。

在图7中要指出，输入序列s（t）首先与两个参考脉冲序列r（t）和e（t）分别相乘，然后在减法电路206中进行乘积的相减。这和先求两个参考序列r（t）与e（t）之差，然后把差值与进来的序列s（t）相乘是等效的。

结果的互相关如图8所示。注意当预选的传输和本机产生的参考序列r（t）-e（t）彼此移开一码元以上时，每条相关曲线具有0值。这和图3的互相关曲线可以对照，图3有一个负值的剩余相关，大小是P²/L。而当预选发射的序列和本机产生的参考脉冲序列同步时，相关曲线的幅度就线性地增加到峰值P（L+1）/L。

这种相关策略的优点可以从图9a和图4的比较中看出，图9a表示根据本发明的几个相邻传输的相关曲线。特别是图9a表示相隔2个码元的一些码。然而可以意识到，图9a的几个传输可以彼此只隔有一个码位移 以及相邻传输的几个相关没有重叠，而在图4中，阴影线部分出现重叠。因此，本发明能使多路传输的数目等于脉冲序列的长度（单位为位）减一。采用现有技术的系统是不可能有这结果的。即使在图9a所示的策略中传输之间放入一个防护段，能被可靠地多路传输的数目也要比采用图4所示的相关策略的可靠多路传输的数目大得多。

假定进入接收机的编码分割多路PSK信号Y（t）被表示成下列式子：

$\mathrm{Y(t)=}\underset{\mathrm{j=1}}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{j}d{}_{j}x{}_j{\mathrm{(t)cos\; ［w}}_C\mathrm{t+O\; ］+N(t)}$ （1）

其中，对于N个进入的传输：

0＜t≤T，T是码元周期;

P_j是每个进入的双极性脉冲序列内的功率;

d_j是每个相应的进入的序列的极性或符号;

x_j（t）是被传输的数据;

w_c是载波角频率，单位为弧度;

o是载波相位;以及

N（t）是噪声。

采用单一参考码序列的通常接收机的输出V_A（T）可由下式定义出来：

其中P_r是所需进入序列的功率;

d_r是所需序列的数据符号;

L是脉冲序列长度，单位为位;

P_j是每个不需要序列的功率;

d_j是不需要序列的相应的数据符号;以及

N_A是噪声。

根据本发明原理工作的接收机的输出V_B（T）可由下式定义出来：

V_B（T）＝P_rd_r（1+1/L）+N_B（3）

因为本发明的相关方法包括一个具有从未被指定的码序列位移的码序列的减法，所以在输出V_B（T）中，所有不需要的传输分量（用下标“j”来识别）完全去掉了，而在现有技术的接收机中，输出V（T）既有需要的传输分量（下标“r”），也有不需要的传输分量（具有下标“j”）。

多路转换器的三态信号相关与只用特定传输的二态脉冲序列的通常相关比较，在数据信号对噪声的解调上相对于接收机输入端出现的白噪声，要引起附加3分贝的降低。因此

N_A ＝ N_B ＝O

以上讨论的多路传输策略，结果使我们在编码分割多路传输系统中采用任意长度ML码，对不需要进入的传输有完全拒绝的能力。在过去，只有足够长度的ML码才可能用于一些允许的多路传输，而允许的多路传输的数目要比码长度小得多。即使那样，还要出现多路传输发射机的功率不平衡问题。

附加地说，图9a的理想互相关图形适用于利用超过码的理论极限的多路传输方法，这就是使每个时间偏移小于一个码元以及假定采用更复杂的接收机结构。例如已经发现，在图4所示的每个码序列之间再加一个码，就使能够多路传输的发射机数目增加到2×（L-2）路，此时只在接收机总的信噪比性能上作些小的牺牲。如图9b那样，可在图4所示的每个码之间插入一个附加码。这些码都在接收机的若干个抽头处检测。如图9b所示的各个接收机抽头的输出可以列出如下：

表1

1.外加的码

2.1/2外加的码

3.零

4.1/2码1

5.码1+1/2码1′

6.1/2码1+码1′+1/2码2

7.1/2码1′+码2+1/2码2′

然后对每一信道解出这些方程的序列：

信道1＝2×抽头4

信道1′＝2×抽头5-信道1）

信道2＝2×（抽头7-信道1′-抽头4）

信道2′＝2×（抽头7-信道2-抽头5）

″    ″    ″

″    ″    ″

″    ″    ″

信道L′＝2×抽头（2L+3）

实际上，由于噪声和同步问题，以上的安排做起来有些困难。另一种方法是需要在相关包络等于最大值一半之处使载波出现零值。在这种安排下，对于各抽头的输出，方程变成：

表2

1.外加的码

2.零

3.零

4.零

5.码1

6.码1′

7.码2

这种安排可使数据完全恢复而没有干扰，但它仍要多少受到噪声的影响。为了解决以上问题，图9c示出了一种安排，其中两个或两个以上的码序列组合在一起并有防护带隔开。组与组或由几组合成的图形与图形的确切分隔法是与这种安排无关。这种方法也允许把有类似特性的几台发射机分成组，以简化同步问题。

由载有数据的信号进行任何附加的调制以及为了改善发射机和接收机之间通信所需的措施都可以和以上所述的策略结合起来。唯一要求的条件是任何附加的调制必须不破坏位移后脉冲序列必需的定时，从而保持接收机多路传输的灵敏度。

在提取数据以前，接收机和预选的发射机必须彼此在时间上同步。假定接收机和发射机都同步在一个公共定时源上（如果商用电力线是传输媒介，公共定时也可以60赫电源上获得），同步就是使接收机的定时适应于发射信号的不同传播延迟和适应于定时信号以及适应于发射机和接收机内在的延迟。其中有一些延迟是固定的，可用“静态”延迟来补偿，使在彼此的一个码元内去同步这个接收机和预选的发射机，其中一个码元定义为伪随机码发生器的位周期。

一般地说，静态延迟可在接收机的起始标定时补偿掉，因为大部分的静态延迟是固定的。然而，当传输媒介是传输线，发射机和接收机都同步在一公共定时源以及其中两个单元之间的通信都为双方向时，有一困难会发生。静态延迟于是必须从两个参考点上去检查，一是发射机在定时源处，另一是接收机在定时源处。

如果发射机位在定时源处，接收机位在任何其它地方，那么定时信号和发射信号将差不多以同样的速度从发射机传播到接收机。发射机和接收机之间的其它定时变化均是由于发射机和接收电路内部引起的延迟，并且可以预先调置发射机和接收机在彼此的一个码元内实行同步。因此， 远离定时源的所有接收机都有相同的静态延迟。

然而如果接收机位在定时源处而发射机在任何其它地方，每个接收机可能需要对每台远处的发射机有一个独特的静态延迟，因为信号传播的距离是不同的。因此，要使一个接收机能够接收许多发射机的信号，接收机的静态延迟必须可变。实际上，每个发射机和接收机之间的静态延迟是在安装发射机时测量的;对一个特定的发射机的所有将来的通信所需的静态延迟，都是在接收机内允许调置好的。无论何时接收到一台发射机发来的传输，为了得到这台发射机的联合同步，接收机的定时能被自动调整以适应与这特定的发射机有关的延迟。

在本发明的实施例中，配置了多个发射机/接收机单元，安排成所谓“主/从”形式。在这种安排中，有一称为主站的发射机/接收机单元作为对其它各站（从单元）定时信号的源。主站和各个从站之间与各定时信号有关的延迟量包括以下各项：例如主站中用于定时信号源的滤波器延迟、主站中接收滤波器的延迟、主站与一个特定从站之间的信号传播延迟、主站的耦合延迟以及主站的发射滤波器延迟。有了这些各种延迟的知识，就可对主站和一个特定从站之间所关连静态延迟量作出一个估计。但由于传输线中的变化，连同温度的变化、传输频率等影响，每个延迟亦将有些变化。

虽然动态延迟调整能够顾及到主、从单元之间静态延迟特性中的大部分这些变化，但这系统的多路传输能力有所降低，因为在某一特定的主或从单元中，接收机必须在一段有几个码元的范围上能跟踪延迟的变化。这就要求有一段足够宽的防护带，使两个相邻接收机的信号可在它们有关连的频段范围上在时间上有变化而不引起干扰。

但现已发现，所需的防护带宽可用下法来减少，就是在主站周期性地去测量主站和每个从站之间与信号传输有关的静态延迟，然后在从站周期性地调整这发射机信号的定时关系，以使静态延迟回到所需的范围 内。这就允许有更多的从站在同一时间内发射，因为对于延迟变化所需的防护带可以大大减小，使有更多有用的码延迟用来作多路传输。

靠静态延迟建立起来的同步的变化可被每个接收机中一个动态延迟机构补偿掉。等同延迟包括两个阶段：细调和粗调。鉴于静态延迟定时使接收机和预定发射机将在一个码元内相互同步。细调则是利用相关检测在接收机定时中进行精细的调整，它是作为接收到传输的一个函数，而不作为预期传输的一个函数（静态延迟）。

细调建立好以后，接收机定时在本地相关峰处，此时有必要去决定接收机所定时的这个本地峰是不是最佳相关的“正确的”本地峰。这是需要的，因为根据所选码的相关性质，以及其这一些因素，可能有好几个相关峰，而主要的本地峰有最大的峰值幅度。这几个峰是在±1Tc码相关峰范围内从载波相关所引起。最后必须决定，出现在每个数据位上的系统定时脉冲中哪一个脉冲适合于作同步使用。如果没有这种决定，就会出现一种情况，即发射机锁定在一个定时脉冲上而接收机却锁定在另一定时脉冲上。这是因为在一个数据周期内有两个定时脉冲，而不正确的定时会引起发射机数据周期和接收机数据周期之间的一种正交情况。因而，对于这种正交的数据周期，净能量为零。即使接收机和发射机彼此适当地同步了，数据仍不能从接收到的序列中提取，因为此时不可能检测和把数据传输解码出来，除非接收机和发射机都锁定在相同的定时脉冲上。关于细调和粗调以及在每个数据位内同步到适当的定时脉冲上，现在还将作详细描述。

图10说明由一个进入的双极性脉冲序列伴同它的载波与本机产生三态参考序列进行相关得出的相关图形。这个相关图形在接收机定时V₁处有一主峰，在接收机定时V₂、V₃、V₆和V₇处，有下文叙述为“信道”的小的相关峰。在主信道V₁处的相关峰依赖于被选码的相关性质，该被选码是作为进来的码序列与参考码序列之间码元时间延迟差的一个函数。 当接收机和发射机达到同步时，这个相关是在峰值，当同步差接近一码元或更大时，相关的绝对值跌过零。应注意，由于这码的不完全的相关性质以及由于正弦载波对相关的影响，图10的相关差不多是正弦形的，比较一下图9a，其中不包括载波，它是分段线性理想的相关曲线。这就是需要粗调的理由，细调是调整接收机的定时，直到决定了一个相关峰，然后粗调去决定这个相关峰是不是伴随信道V₁的主相关峰，还是伴随信道V₂、V₃、V₆或V₇的小相关峰或其它的峰。

根据本发明的一个方面，接收机的同步是靠调谐到每个接收机信道的多个分开的子接收机或相关检测器来完成。假定每个信道V₁、V₂、V₃、V₆及V₇在时间上彼此隔开三分之一码元，那么细调就调整这接收机的定时，使这些信道都处在本地峰上。此外，假定信道V₁是在正被同步的一个码元范围内，那么这个信道V₁是在一个本地峰的六分之一码元内。这些相关检测器的输出都送到下面将讲的微处理器314中，以便产生一个对发射机同步用的接收机定时信号以及提取传输数据。图11-18画出了这种多路相关检测器的各种实施例。

图11所示的多信道相关检测器的实施例是被推广成N个相关信道。标号300表示多信道相关电路，其中对于每一信道都包含有一个相关器302，每个相关器包括一个第一乘法器304、第二乘法器306和减法电路308。第一乘法器304有一个输入端接收进来的序列S（t），还有第二输入端接收第一本机产生的参考序列r（t），后者有相当于预定发射机序列位移的序列位移。乘法器306有一个输入端接收进来的序列S（t），还有一个第二输入端接收第二参考序列e（t），后者有一从未被指定的序列位移。这两个乘法器304和306的输出各代表进来的序列与这两个本机产生的参考序列的乘积，并都被送到减法电路308的输入端，减法电路的输出被送到其码元速率与位周期相匹配的积分和清除型滤波器310，这样对于每一信道就产生出下列信号V_N：

$V_N={\∫}_O^t{\mathrm{s(t)［r(t}}_N\mathrm{)-e(t}{}_N\mathrm{)］dt}$ （5）

其中V_N和S（t）都是模拟信号，r（t_N）和e（t_N）都是二态信号。积分和清除电路310的输出被送到一个采样和保持电路312，它监视并存储这积分器输出V_N的大小和极性。这个值若被送到一个通常的微处理器314，而微处理器能响应从所有N个检测器302来的输出，就能从预定的传输中提取二态数据，并且能产生一个定时误差信号去保持接收机与预定的发射机同步，这些还要在下面详细讨论。

图11所示的模拟多信道相关检测器需要对乘法器304、306、减法电路308、积分和清除电路310以及采样和保持电路312进行大量的标定调整。实际上，这种8信道的检测器约需80个标定调整。

如果只利用参考序列r（t）和e（t）的极性，结果能大大简化这系统，只对性能带来稍微的降低。由于这两个参考序列都是二态（双极性）信号，在一个N信道相关器中做乘法，可采用图12所示的2N个双输入端的模拟多路转换器和一个反相器。在这种装置中，由二态参考信号决定选择输入信号s（t）还是选择倒相的输入信号s（t）送到减法电路308。N个减法电路308。N个减法电路308中每个减法电路所需要的输出是s（t_N）[r（t_N）-e（t_N）]，图12所示的相关检测器400中的每一信道包括一个第一双输入多路转换器402和一个第二双输入多路转换器404，它们各被第一和第二双极性参考序列r（t_N）和e（t_N）的瞬时极性所控制。这两个多路转换器402和404中，每个转换器的一个输入端被接到第一线路406，这条线接收进来的序列s（t），还有一个第二输入端被接到线路408，线路408接收极性已被反相器410反相的进来的序列s（t）。多路转换器402和404通过驱动器412和414由参考序列r（t_N）和e（t_N）所驱动。

假定r（t_N）和e（t_N）的极性相同，这两个多路转换器402和404都 接至线路406。于是输入序列s（t）就被送到减法电路308的正输入端和负输入端，结果一个零信号送到积分和清除电路310（图11）。如果r（t_N）是正，e（t_N）是负，多路转换器402被接到线路406，多路转换器404接到线路408。因此，序列s（t）送到减法电路308的正输入端，倒相序列 s(t)被送到电路308的负输入端;结果把序列2s（t）送到了积分和清除电路310。另一方面，如果这两个参考序列的相对极性都颠倒一下，那么序列s（t）送到减法电路308的负输入端而被倒相的输入序列 s(t)送到减法电路308的正输入端，结果信号-2s（t）被送到积分和清除电路310，于是满足方程

V_N（t）＝s（t_N）[r（t_N）-e（t_N）]

图12的电路比图11的电路优越，因为在图12中，虽然反相器410需要二个标定调整（平衡和偏置），但模拟乘法器的标定调整是不需要的。对一个8信道检测器，所需的调整数目差不多可以从80减到34。

参看图13，则图11的电路还能进一步简化，只要认识到输入到每个积分和清除电路310中去的是两个信号之差，这两信号的每一个是输入序列s（t）乘以+1或-1，而当两个参考序列彼此相等时输出是零。根据图13，2N个乘法器和N个减法器都在电路500中换成N个三输入端的模拟多路转换器502。每个多路转换器502的一个输入端被接至接收输入序列s（t）的线路504。多路转换器502的第二输入端被接至线路506，后者接收被508输入序列的反相s (t)。多路转换器502的第三输入端接至线路510，后者又与地线相连。

第一参考序列r（t_n）经过一个反相器/驱动器512直接连接到多路转换器502的控制输入端。接至多路转换器502控制输入端的还有一个“异-或”逻辑电路514，后者有两个输入端分别接至参考序列r（t_n）和e（t_n）。

当两个参考序列彼此相等时，“异-或”逻辑电路514的输出驱动 多路转换器至线路510，使多路转换器502的输出产生一个零信号至积分/清除电路310（图11）。如果第一序列r（t_n）等于1，多路转换器502的输出V（t）等于s（t）。但如果r（t_n）等于0，多路转换器输出V（t）就等于-s（t）。因此减法电路的输出就产生信号s（t_n）[r（t_n）-e（t_n）]并且对每一信道，这个积分和清除的输出就是所需的

${\∫}_O^t{\mathrm{s(t)［r(t}}_n\mathrm{)-e(t}{}_n\mathrm{)］dt}$ （6）

图14a和14b分别示出用来实施图13中的三输入端模拟多路转换器502的两个电路。在图14a中，两个二输入端的多路转换器600，602中每一个都有下列的特性：

当A＝0时，X＝X₀;

当A＝1时，X＝X₁。

第一参考序列r（t）被接至多路转换器600的控制端A和接至“异-或”门电路604的一个输入端。第二参考序列e（t）被接至“异-或”门电路604的第二输入端。“异-或”门604的输出被接至多路转换器602的控制端A。进来的序列s（t）接至多路转换器600的一个输入端X₁，并通过反相器606，接至同一多路转换器的第二输入端X₀。多路转换器600的输出X被接到多路转换器602的一个输入端X₁，多路转换器602的第二输入端X₀接地线。

图14a中，多路转换器的输出V（t）可由下列的相当于所需方程V（t）＝s（t）[r（t_n）-e（t_n）]的真值表定义出来。

表3

r（t）    e（t）    r①e    V（t）

0    0    0    0

0    1    1    -s（t）

1    0    1    s（t）

1    1    0    0

在图14b所示的三输入端多路转换器606的实施例中，根据两个控制输入端A和B的二态值的不同，输出X是有选择地与四个输入X₀、X₁、X₂、X₃中任一输入相连接。输入序列s（t）直接与输入端X₂相连接，并通过一个反相器608与输入端X₁相连接。输入端X₀和X₃都接地。两个参考序列e（t）和r（t）各与多路转换器606的两个控制输入端A和B相连接。

多路转换器606的工作可以用以上如图14a导出的真值表来描述，所以也能提供所需的输出V（t）。

图11-14的相关检测器的实施例，都基于对一连续信号的积分这种模拟技术。如果用离散信号的求和来代替相关检测器中的模拟积分，则所需的标定调整的数目还可进一步减少。参看图15，这是为接收机的每一信道提供的相关检测器700，它使进来的序列s（t）数字化，并且在等于一位周期的时间周期上把这数字化信号在累加器内进行代数求和。累加器中的始值和终值之差代表s（t）在一位周期上的积分值。累加是被参考序列r（t）和e（t）的值所控制。当两个参考序列相等时，累加值不改变。当r（t）和e（t）不相等时，根据r（t）的值，累加是增或减一个s（t）的值。

相关检测器700包括一个模-数变换器702，后者接收模拟序列s（t）并在输出端D产生相应的数字信号。模-数变换器702的输出被送到加法器/减法器电路704的一个输入端A，这个电路的输出加到一个累加寄存器706的输入端。累加器706的输出送到输出寄存器708，同时加到加法器/减法器电路704的第二输入端B。单元702-708的工作，还有定序器710的工作都同步到一位周期T。定序器710在输出端712和714分别控制A/D变换器702的变换时间和累加寄存器706的累加时间。累加寄存器706通过“异-或”门716和“与”门718被两个参考序列r（t）和e（t）的值所控制。

加法器/减法器电路704当参考序列r（t）为1时，产生一个输出信号，它是数字输入序列s（t）和累加寄存器706中内容之和，而当参考序列r（t）为零时，它是累加寄存器内容与输入序列s（t）的数字值之差。对加在加法器/减法器电路输入端A和B上的两个信号有选择地进行加法和减法，是由加在输入端F上的信号控制的，这个信号是由参考序列r（t）通过一个反相器720产生出来。

如果r（t）等于e（t），“异-或”门716产生一个逻辑0信号，后者被送至“与”门718的一个输入端。“与”门718的另一个输入是由定序器710产生的写入累加信号。定序器710交替地产生一个“变换输入”信号送至A/D变换器702，使对输入序列s（t）提供一个模拟到数字的变换，和产生一个“写入累加器”信号，使在现存的累加值上加上或减去s（t）的瞬时值，并送至输出寄存器708，然后送至能产生二态输出信号和定时误差信号的微处理器314（图11）。

因此，当r（t）等于e（t）时，在“异-或”门716的控制下，累加寄存器706的内容保持不变。当r（t）等于逻辑1时，累加寄存器706的内容是增加了进来的序列s（t）的值，而当r（t）等于逻辑0时，累加寄存器的内容是减少了进来的序列s（t）的值。这就具有了在s（t）上乘以+1或-1及积分的效果。

图15的相关检测器700可以推广成图16的N个信道的相关检测器800。参考序列r（t_n）和e（t_n）都送到一个输入锁存器802，后者的输出r（t_n）和e（t_n）分别送到一对N比1的多路转换器804、806上。这两个多路转换器804、806的输出送到“异-或”门808的输入端，这个“异-或”门通过“与”门812控制累加存储器810。

图16中的累加存储器810相当于图15中的累加寄存器706。然而，存储器810含有许多相应于每一信道的存储区，并且由信道定序器814来定址，而后者又由定序器816的输出所控制。同样，累加存储器810 的输出被送至输出存储器818，后者相当于图15中的输出寄存器708。存储器818含有许多相当于相关信道的存储区，并由定序器816的输出来定址。

进来的序列s（t）被采样和保持电路820所采样，并被送到模-数变换器822，在其中进来的模拟序列s（t）被数字化，然后按图15所述方式送至加法器/减法器电路824。

在操作中，采样和保持电路820对进来的模拟序列s（t）进行采样，并把这些样本变换成与由微处理器314（图11）产生的并加至定序器816上的位周期T同步的相应的数字值。在由定序器816定址的累加存储器810的每个存储区中的内容，根据在相应信道中参考序列r（t）的值，被增加或减少一个s（t）的现行值。电路800便这样连续地对输入序列采样，在信道定序器814和定序器816以及微处理器314的控制下，对于每一信道N把这序列乘以+1或-1并积分。所以累加存储器810和输出存储器818就这样可以监视N个累加信道，随而各信号的在信道定序期间的时间同步由采样和保持电路820及输入锁存器802保存。

现在参看图17，这是单个信道相关检测器900的另一种数字装置，相关检测器900包括一个通常的电压至频率变换器902，后者通过一个绝对值电路904接收输入序列s（t）的绝对值。绝对值电路904是需要的，因为电压至频率变换器902如通常那样，只对单极性输入信号响应。电压至频率变换器902把进来的序列s（t）的瞬时幅度变换成单独的相应频率信号，再通过一个“与”门908的一个输入端送至可逆计数器906。

输入序列s（t）同时也加到模拟比较器908，后者能跟踪输入序列s（t）的极性。换言之，模拟比较器908的输出是代表输入序列s（t）的符号。参考序列r（t）和e（t）都通过“异-或”门910加至“与”门908的剩下的输入端。

可逆计数器906是由第二“异-或”门912所控制，后者接收模拟 比较器908的输出和第一参考序列r（t）。于是，当输入序列s（t）的符号与参考序列r（t）的符号相同时，可逆计数器被控制得去增加;否则计数器将去减少。计数器906的输出被送到与位周期T同步的锁存器914上。

当两个参考序列r（t）和e（t）彼此相等时，可逆计数器906的时钟CLK被“异-或”门910禁止。否则，计数器时钟恢复正常操作，且计数器906跟踪着进来的序列s（t）。换言之，当r（t）是1时，计数器对正极性的序列位s（t）正向计数，对负极性的序列位s（t）反向计数。当参考序列r（t）是逻辑零时，累加是减去，计数方向是相反的。

图17的电路900可以用图18中的电路1000推广成N个信道的相关检测。在电路1000中，电压至频率变换器1002、绝对值电路1004和模拟比较器1006都相当于图17中的相应部件，并且对所有信道都公用。然而，可逆计数器1008、“与”门1010和“异-或”门1012及1014对每一信道配置一套。每个二进制可逆计数器1008的输出被送至锁存器1016，它们公共同步到位周期T。这N个锁存器的输出都送到微处理器314（如图11）后者能处理这些单独信道的相关信号，并产生出从预定发射机恢复来的二进制数据以及产生出一些定时信号，使接收机的定时移动得与预定发射机保持同步。

正如以上所讨论的，静态同步涉及到在接收机内建立一些预定的延迟，这些延迟对应于与不同发射机相关联的不同的传播时间。在开始设置时就预置好的这种接收机内的静态延迟，使发射机和接收机彼此同步在一个码元范围内。然后靠微处理器314对由上述许多相关检测器产生的相关信号作出响应来建立完全的相关。

微处理器314对这些信道的相关信号进行专门的处理，用两个步骤控制接收机的定时，使之与预定的发射机实行同步，这两步骤就是细调和粗调，需要时，还跟着对系统时钟的一些适当的脉冲作同步校正。

仍参考图10，回想到编码相关是收到的码与参考码之间码元时间延 迟差的一个函数，并依赖于所用码的特殊相关性质，当达到同步时相关有一峰，而当同步偏差接近一个码元或更大时，该相关的绝对值下跌到零。数据从相关模式中恢复，方法是基于认识到相关模式的符号依赖于用来调制这发射机的数据位。因此，当接收机和发射机彼此适当同步后，可以在主相关信道处用监测电压V1的符号的办法把发射的数据恢复出来。

参看图19，这是相当于图10相关模式的一个相关模式，现用1100表示。这是一个“同相”相关模式，图中画有粗校正信道V₁、V₂、V₃、V₆和V₇，它们都用来决定哪个相关峰对应于主信道，主信道在同步时有最大的相关。一对附加的信道V₄、V₅是细校正信道，或叫微调校正信道，它们通过使主信道V的相关输出成为最大来保持接收机的同步。在以前的讨论中应认识到，所有对几分之一码元的参考都关系到载波频率与码产生频率之比。举例说，若载波频率为5670赫，码产生频率为3870位/秒，于是对几分之一码元的参考就与比值3/2有关，它允许每码元有3个峰。图19中还有一条相关曲线1200是正交相位相关曲线，它相对于同相相关曲线位移了90°。正交相位相关曲线的意义是，当同相相关曲线为极大时，正交相位相关曲线的值为零。如同以下将要讨论的，采用正交相位相关，能够简化信号处理，特别是简化相关峰的检测。

因为在每个码元内有三个相关峰，假定主相关信道V处在被适当同步的一个码元内，主信道V₁是在“本地”峰的六分之一码元范围内。细调使这接收机在微处理器314的控制下去调整它的定时，使彼此隔开三分之一码元的相关信道V₁、V₂、V₃、V₆和V₇都位在本地峰处。把接收机的定时调整得使这五个相关信道都位在本地峰，有一种方法是图2（PS）的前文，其中s是在每位上平滑的次数，而p等于1/6（在本例中）个码元周期除以接收机的相关分辨率，或是把接收机从同步零点调整到峰值所需 要的最小分辨率的相关次数。

对于前文中的每个数据位，接收机主相关信道V₁的定时由一码元的最小分数1/6（P）调整（步骤1320），同时把相关电压V₁的幅度储存起来（1330）。重复这个过程直到接收机已经在整个最大的一段三分之一码元上都改变了它的定时（1340），然后选出相关V₁幅度为最大的一个点作为本地峰（1350），并调整接收机的定时使信道V₁位在该点位置上（1360）。

由微处理器314控制的另一种细调方法是采用图19中的细调信道V₄和V₅。由一对附加的相关检测器（图中未画）提供的细调信道V₄和V₅，都在时间上与主相关信道V₁偏移一个小于1/6码元的相等的码元分数。本法中也可以选用一个前文，在最坏情况下它具有长度PS，最小接收机校正（分辨率）是1/6（P）码元。参看图20（b），相关电压V₄及V₅和主信道的相关电压V一起都加到微处理器314中（步骤1950）。比较V₄和V₅的相对幅度（步骤1960、1970），微处理器就决定出接收机定时将要移动的方向（步骤1980、1990），这样使主信道V₁处在主本地相关峰上。图21示意地表明了这种系统。为简单计这里省略了微处理器314的程序，但基于图20（b）简化的程序框图和这里的讨论，编这个程序可认为是常规工作。

还有一种细调方法是采用一个信道，这个信道的定时是靠正交相位载波来产生的。从图19知道，正交相位相关图形1200的零点出现在同相相关图形1100的一些峰值处，根据同相和正交相位两图形乘积的符号，可由微处理器314产生出一个误差电压。误差电压的符号就指出接收机定时必须移动的方向，使接收机相关信道同步到本地相关峰上。利用同相和正交相位相关电压1100和1200的幅度，不仅可以决定接收机为了达到同步而移动定时的方向，而且能够决定出为了达到本地峰所需的移动量。

因此，根据本发明的另一方面和如图22（a）的程序框图中所总结的 方法，测出同相相关电压V₁和正交相位相关电压V_1q（步骤2050），算出同相相关电压V₁与正交相位相关电压V_1q之比（2060），如果这比值是正（2080），两个相关就被认为具有相同的极性，于是须增加接收机定时的延迟（2095），否则，这两个相关被认为具有相反的极性，应该减小接收机定时延迟（2090），如果接收机与预定发射机已经完全同步，为了防止接收机定时的改变，以及为了避免在接收机中由延迟引起的混乱，可利用比一数据位更早的信息来作出校正的判定，以及监视比值V₁/V_1q的绝对值，后者主要是一余切函数。这可在与微处理器314联用的存储器中存一个表格，这个表格把比值V₁/V_1q与细调校正次数联系起来，例如每次校正要移动一码元的48分之一，来达到最佳同步。这个表格列出如下：

表4

校正的次数 V₁/V_1q

（相等的一码元分数）

0    ∞

1    5.02

2    2.41

3    1.49

4    1.00

5    0.668

6    0.4149

7    0.1999

8    0

因此，对于接收机定时的校正次数可以直接从V₁/V_1q定出，当比值大于5.02时，校正有一个死区，它能消除接收机在最佳同步附近的来回 寻找。此外，把接收机从一个校正零点移动到一个相关峰所需的数据位数也可以从8（在本例中）降低到1，这就把任何所需的前文的长度减到最小并且加速了顺序寻找。最后这有可能在几个接连的数据位上禁止进行跟踪校正，但并不降低接收机的跟踪速率，因而消除了超调。

信号存在的检测

有了正交相位相关电压V_1q以及同相相关电压V₁，进一步还可能在噪声背景中决定一个信号是否存在。正如图22（b）总结的程序框图给出，当接收机的输入端只有噪声时，同相电压V₁和正交相位电压V_1q差不多有相同的值K，于是比值V₁/V_1q接近于1。但若信号与噪声同时存在，细调使V₁为极大而使V_1q为极小，所得的比值大大超过1，因而V₁/V_1q比值可用来作为信号存在的一种指示。实际上，可以在几个数据位上监视这个比值，采用平滑技术或少数服务从多数的方法来确保精度。

图21示出了在噪声背景中检测一个信号是否存在的电路，微处理器314对以上讨论的相关检测器的输出作出响应并产生信号V₁和V_1q。信号V₁、V_1q用微处理器314处理，产生比值V₁/V_1q，再把结果V₁/V_1q的绝对值大小与一预定的门限值大小相比较，这样来决定进来的信号是否代表一个数据传输或仅是噪声。

在确定这个接收机用上述细调的方法被调整到一个本地峰处以后，需要通过粗调来决定目前的本地峰是否“正确的”本地峰，以使接收机具有最佳的相关。

粗调

根据一实施例，接收机相对于一预先选定的发射机的粗调就能保证这台接收机调谐在最大的相关峰上而不是调在附属的峰上，其中包括顺序寻找，当把一个点固定作为一本地峰后，接收机要在三分之一码元的倍数上进行调整，以测定接收信号在每个相邻本地峰处的幅度。这些峰的幅度决定以后，再去决定这个峰是否合适。由于信道滤波器失真的影 响，相关图形中心附近相邻几个峰的幅度彼此较难区别，这时可以采用通常的“质量中心”的方法来识别最大的本地峰，这种识别是基于对所有各信道而不只是选一个最大相关幅度的信道的相对值作出决定。

微处理器314是以粗调顺序寻找模式编程序的，使接收机在识别出一个本地峰后，定时上移动三分之一码元的整倍数，测出并存储这些相关的幅度，并用质量中心方法或其它方法进行比较以识别出一个正确的相关峰。顺序寻找需要一个长度为WS的传输前文，其中W是峰值搜索范围的宽度（以三分之一码元为单位），S是电压读数中平滑的位数。

图23是微处理器314提供顺序寻找粗调的简化程序框图，它在步骤1200处包括一个检验，仍用以上讨论的细调，决定接收机是否在本地峰上。如果接收机不在本地峰上，接收机要细调，直到确定这接收机位在本地峰。处在本地收峰以后，在这个接收机的定时上加入一个增量（步骤1202），直到它的定时是在K+N，其中K是细调时得出的本地峰的定时，N是一个预先决定的多少个三分之一码元的数目。测出并存储K+N的相关值（步骤1204），然后接收机的定时减少三分之一码元（步骤1206）。现在测出并存储这接收机和预定发射机的相关（步骤1208）。检测接收机的定时，决定它是否在（K-N），即是否在起始检测到的本地峰K的相反一侧（步骤1210）。如果不是，再减少接收机的定时，并测出和存储这相关。否则，检测所有存储的相关（步骤1212）以确定出一个峰值相关。

依据另一实施例，为了减少前文的长度，可以采用多个辅助接收机信道，这些信道在主信道V1两边彼此偏移三分之一码的整倍数，它们产生出主相关信号和一些辅助相关信号，并且都送至微处理器314。微处理器314以质量中心或其它分析方法编的程序来鉴别具有最大相关的主信道V₁和一些辅助信道。由于采用了多个接收机信道或相关检测器件而不用顺序寻找电路或程序，粗调所需的前文长度可以减到平滑位数S。当然这假定对于所需的搜索宽度，在主相关信道V的两侧的三分之一码 元倍数的公共偏移处有一个信道存在。

有了多个接收机，就不需将微处理器编程为进行顺序寻找。代替的是，微处理器314被编程为只需简单地比较这些全调在本地峰的相关检测器的输出，以鉴别出一个具有最大幅度的峰。

定时信号的校正

如果传输数据的位速率小于定时源的脉冲重复率的一半，发射机和接收机有可能锁在不同的定时脉冲上，虽然看起来它们好象已经完全同步了。例如，数据位速率为每秒30位，定时脉冲源是60赫的，载波频率位在60赫谐波之间，则发射机可能锁定在一个第一60赫定时脉冲上，而接收机锁定在接着的下一个60赫定时脉冲上。在接收机和发射机之间是另外的完全同步情况下，由于接收机数据不适当地定时恢复，一个交变的数据传输就不可被检测到。

为了把这条件说得更清楚，图24（a）示出了接收机和预定的发射机都对之同步的一些定时脉冲。图24（b）示出了发射机的载波，图24（c）是代表交变的1与零的发射数据。假定接收机和发射机都同步在相同的定时脉冲上，接收机的积分和清除电路310将被同步在发射数据的反转上，以便在每个数据的后沿处清除，如图24（d）所示，其中一些“点”表示积分清除点。于是，采样后的积分器输出就是嵌在传输中的数据的复制。

但若发射机和接收机不是同步在同一定时脉冲上，积分和清除电路310不能与正在发射的数据适当地同步。这种情况如图24（e）所示，其中一些积分清除点出现在传输数据的反转之间，积分器310的采样输出都是0。

换言之，接收机和发射机若不同步在同一定时脉冲上，而是分别同步在连续的二个定时脉冲上，就不可能恢复出任一传输数据。因此必须检测这接收机和发射机，保证它们都同步在同一定时脉冲而不是同步在 连续的二个定时脉冲上。

依据本发明中的一个方面，与主接收机信道V相关联的有一个辅助的接收机信道V₁′，后者有一个在内部的半个数据位的附加延迟。因此两个信道V₁和V₁′中总有一个在检测这发射的信号。通过将一个与这个传输有关联的交替变化的数据前文加到主和辅助接收机信道来作出决定。比较这两接收机信道的相关输出的幅度，正确的信道（具有较大相关幅度者）就是和发射机同步在同一定时脉冲上的信道。数据只是在“正确的”信道上监视。

图25是用于同步接收机定时的使接收机和发射机锁定在同一定时脉冲上的简化电路图。微处理器314产生一个辅助信道V1′，后者对信道V偏移半个数据位。响应一个具有交替变化的前文的进入序列，微处理器比较信道V1和具有半码位延迟的信道V1′的数据输出幅度，并鉴别出具有较大幅度的一个信道。这个信道就被认为是与发射机锁在同一定时脉冲上的信道，且重新加到微处理器作为数据恢复使用。

在本发明的另一实施例中，也可以去掉对辅助接收机信道V1′的需要。当定时参考频率小于或等于数据采样率，且数据采样率与定时参考频率之比是一个整数时，把连续的几个数据样本合并在一起得出一个数据点或数据位，就能使发射机和接收机被同步。合并了这些数据样本点，同时接收一个交替变化的符号的前文，比较所有可能的一些和数的大小并选出给出最大输出的样本，就能定出一个最佳的数据样本点。如果每个样本被指定到它自己的同步点上，那么锁定到给出最大输出的这个时间就能完成同步。

例如，如定时信号的频率为60赫，数据采样率为每秒30个样本，对于每秒30码位的数据率，每个数据样本被用来得出一个数据点或数据码位。对于每秒15、7.5或3.75码位的数据率，就要用2个、4个或8个连接的数据样本给出一个数据码位。除了去掉对多余数据信道的需要， 上法还去掉了对数据采样率要与数据率相同的要求。事实上，采样率可以高于数据率。这就允许把多个数据样本在数字上合并，例如在微处理器内合并，并允许数据率不依赖于实际硬件的定时。

数据恢复

在扩频系统中，数据恢复是众所皆知的，作为背景材料，可参考上述Dixon著的书5.3节，特别是从155页开始的关于Costas环解调器的讨论。

因为这里提供的扩频系统包括多个相关信道，所以依据本发明的一个方面，可在每个信道内提取数据而不是只在单个相关信道内提取，于是改进了数据恢复，从而有可能降低系统的消息错误率，以及为了接收机的同步，亦有可能减短任何所需前文的长度或消除任何所需的前文。

仍参看图19，注意相关图形1000的中心是在主相关信道V₁附近。主相关信道V的符号依赖于正在发射的数据符号。因此，V₁的正值相当于正在发射的逻辑1，而相关V的负值相当于正在发射的逻辑0。

在V₂、V₃、V₆和V₇处的相关也有对应于正在发射数据的符号的值。特定地说，在没有噪声和失真时，信道V₁、V₂、V₃、V₆和V₇的电压输出之间有如下的关系：

V₂＝V₃＝R₁V₁

V₆＝V₇＝R₂V₁（7）

其中

R₁＝-2/3

R₂＝1/3

依照本发明，建立适当的接收机同步以后，每一个相关检测器输出端的数据符号都可被监视。依赖于噪声和失真的特性，数据也可以仅用信道V₁、V₂和V₃的输出来提取，其有效信噪比的增益为

$\frac{\mathrm{(1+1/L)·（}\underset{\mathrm{j=1}}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{U}_j{\mathrm{·k}}_j{)}^2}{\mathrm{(1+1/L)\; ·}\underset{\mathrm{j=1}}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{U}^2{}_j{\mathrm{+2(R}}_1{\mathrm{+1/L)·U}}_f{\mathrm{(U}}_2{\mathrm{+U}}_3{\mathrm{)+2(R}}_2{\mathrm{+\; 1/L)·U}}_2{\mathrm{·U}}_3}$

其中K_j为V_j对V₁的无噪声相对幅度，j＝2，3，（在没有失真时K_j＝R₁），L为伪随机码长度，u_j为对V_j的加权因子，j＝1，2，3。加权因子要根据存在的特定失真来选择。

图26是微处理器314的简化电路，微处理器314响应于信道V₁、V₂和V₃，并且被编程为来合并所有这三个相关信道的输出以提取传输数据，其中加权因子是根据已知的传输媒介中存在的特定失真来选取的。表5说明了在一些可能的失真和加权因子情况下信噪比的改善。

表5

对V_j的加权因子 对V_j的失真因数 信噪比改善因数

u₁u₂u₃k₁k₂k₃

1    -1    -1    1    -1    -1    1.44

1    -1    -1    1    -0.9    -0.9    1.254

1    -1    -1    1    -0.8    -0.8    1.082

1    -1    -1    1    -0.7    -0.7    0.922

1    -0.34    -0.34    1    -0.67    -0.67    0.971

1    -0.67    -0.67    1    -0.67    -0.67    0.918

1    -0.9    -0.6    1    -0.9    -0.6    1.055

1    -0.8    -0.8    1    -0.8    -0.8    1.09

1    -0.9    -0.9    1    -0.9    -0.9    1.252

在接收机所有信道上进行数据恢复的一个附加优点是，可以鉴别出能影响各信道的随机误差和突发误差并可以忽略掉。这是和以上讨论过的利用同相和正交相位相关输出作信号存在的检测相类似，但要用到所有各信道，不是只与单个信道有关的两个正交输出。

此外，在所有相关信道或至少在几个相关信道上恢复数据的另一 个附加点是，在接收消息时能监视同步。虽然在接收消息时不能进行同步调整，但采用附加的接收机信道，消息的内容可以恢复，不需要重发。

在这里公开的内容中，只表明和描述了本发明的一些较佳实施例;然而，应该理解到，本发明还能用于许多其它的组合和环境中，并且在这里表达的发明概念范围内还可以作些改变或修改。

Claims (24)

1、一种直接序列扩频编码分割多路传输设备，它包括：

一个定时信号源；

多台都同步在这定时信号源上的发射机，每台发射机发射用一个双极性伪随机码来扩展的数据，这个伪随机码有指定而不相同位移的一个公共双极性码序列；

一台同步到所述定时信号源的接收机，用来接收所说的数据信号以及鉴别出由预定发射机发出的且由一个双极性伪随机码所扩展的信号，而这个伪随机码具有预先指定的但与其它发射机发射信号偏移的码序列位移；

其特征在于所述接收机包括：

用于产生第一双极性伪随机码的装置(202)，该伪随机码是发射的公共双极性伪随机码的复制并有预先指定的码序列位移；

用于产生第二双极性伪随机码的装置(204)，这个伪随机码也是发射的公共双极性伪随机码的复制，但具有从未指定过的码序列位移；

用来处理所说的第一和第二双极性伪随机码以由此得出一个三态码序列的装置(206)；以及

用来对所说发射信号和所说三态序列进行互相关的装置(208)。

2、如权利要求1的设备，其特征在于所说的双极性码序列是一个最大长度（ML）序列。

3、如权利要求1或2的设备，其特征在于所说的双极性码序列是一个相移键控（PSK）信号。

4、一种直接序列扩频编码分割多路传输设备中的接收机，该多路传输设备包括多台同步在一公共定时信号上的发射机，每台发射机发射一个由双极性伪随机码所扩展的数据信号S（t），这个伪随机码是有指定而不相同位移的一个公共码序列，该接收机同步在所说定时信号上，以接收所说的由一个具有预先指定的码序列位移的双极性伪随机码所扩展的发射信号;

其特征在于所述接收机包括：

耦合至一个进入信号源的第一产生装置（202），用于产生一个第一双极性伪随机码，这个伪随机码是发射的公共双极性伪随机码的复制并具有预先指定的码序列位移;

耦合至所述进入信号源的第二产生装置（204），用以产生一个第二双极性伪随机码，这个伪随机码也是发射的公共双极性伪随机码的复制，且具有一个从未指定过的序列位移;

耦合至所述第一和第二产生装置的处理装置（206），用来处理所说的第一和第二双极性伪随机码，由此得出一个三态序列，以及

耦合至所述处理装置用来对所说发射信号和所说三态序列进行互相关的装置（208）。

5、如权利要求4的接收机，其特征在于：

所说的接收机包括多个耦合至所述进入信号源的相关检测器（302）和装置（304，306，308），用以产生：（1）一个第一参考双极性序列，该序列是公共双极性序列的一个复制，并且具有这样的码位移，这个位移是在预定发射机的指定位移的个码元范围内以及与加至其它相关检测器上的公共双极性码序列偏移一个小于1的一码元的一公共分数，（2）一个第二参考双极性序列e（t），它是这个公共双极性序列的一个复制，但具有一个从未指定过的码序列位移;

每个所说的相关检测器包括：

用来得出发射序列S（t）与第一参考双极性序列r（t）乘积的第一装置（304）;

用来得出发射序列S（t）与第二参考双极性序列e（t）乘积的第二装置（306）;

与所述第一和第二装置相耦合的用来得出这第一装置所得的乘积与第二装置所得的乘积之差的第三装置（308）;

与所述第三装置相耦合的用来对这差值进行积分的同步积分器装置（310）;

与所述积分装置相耦合的用来对这积分器装置的输出进行同步采样的装置（312）;以及

能响应所述相关检测器的输出使所说接收机与所说预定发射机同步的信号处理器装置（314）。

6、如权利要求5的接收机，其特征在于：所说的第一装置（304）和第二装置（306）中每一个包括：第一模拟多路转换器（402）和第二模拟多路转换器（404），每个所说转换器具有两个输入端和一个输出端;分别响应所说第一和第二参考双极性序列r（t）和e（t）以控制所说第一和第二多路转换器的装置（406，408，410）;以及连接在两个多路转换器的输出端的一个减法电路（308）;所说的发射序列S（t）是被送到这些转换器的输入端中的一个输入端，并且通过一个反相器送到这些转换器的第二输入端;每一个所说的转换器当它的相应的参考序列有一值加于其上时可接通它的第一输入端，而当它的相应的参考序列有第二值时，接通它的第二输入端，减法电路的输出V（t）具有下列数值：

r（t）＝e（t）;V（t）＝0

r（t）＝1，e（t）＝0;V（t）＝+2S（t）

r（t）＝0，e（t）＝1;V（t）＝-2S（t）

7、如权利要求6中的接收机，其特征在于：每个所说的第一装置（304）和第二装置（306）包括一个模拟多路转换器（502），该多路转换器具有三个输入端和一个输出端，所说的发射序列S（t）是加到所说多路转换器的第一输入端，以及通过一个反相器（508）加到所说多路转换器的第二输入端，其第三输入端接地;以及包括一个数字逻辑装置（512，514），用来使多路转换器在r（t）＝e（t）时接至它的第三输入端，而当r（t）≠e（t）时，有选择地接至它的第一和第二输入端中的一个输入端。

8、如权利要求5中任一权利要求的接收机，其特征在于：每个所说的第一装置（304）和第二装置（306）包括一对串联的有两个输入端的模拟多路转换器（600，602），第一转换器600的两个输入端（X，X）分别接入一个所说的发射序列S（t）和一个反相的所说发射序列S（t），所说的第二转换器（602）的两个输入端（X，X），分别接地和所说第一模拟多路转换器的一个输出;还包括数字逻辑装置604，用来响应所说两个参考序列r（t）和e（t）以去控制所说第一和第二多路转换器产生一个输出V（t）：

r（t）＝e（t）;V（t）＝0

r（t）＝0，e（t）＝1;V（t）＝+2S（t）

r（t）＝1，e（t）＝0;V（t）＝-2S（t）

9、如权利要求8的接收机，其特征在于：每一所说的乘积检测器包括一个模拟多路转换器（606），它有四个输入端（X₀，X₁，X₂，X₃）和一个输出端（X），两个所说输入端（X₀，X₃）接地线，剩下两个输入端（X₁，X₂）各通过连接来接收所说的输入序列S（t）和一个反相的所说输入序列S（t），还包括用来控制所说多路转换器，以产生出下列输出信号v（t）的装置：

r（t）＝e（t）;V（t）＝0

r（t）＝0，e（t）＝1;V（t）＝-S（t）

r（t）＝1，e（t）＝0;V（t）＝S（t）

10、如权利要求5的接收机，其特征在于：每个所说的第一装置（304）和第二装置（306）包括：

一个模-数变换器（702），用来使发射序列S（t）数字化;

与所述变换器相耦合并对变换器的输出作出响应的累加器（706），以及

对参考序列r（t）及e（t）作出响应的逻辑装置（710，716，718），当r（t）＝e（t）时能使这个累加器中的计数保持不变，而当r（t）≠e（t0时使累加器中的计数增加或减少;

与所述累加器的一个输出端相耦合的输出寄存器（708），

用于把这累加器中的内容周期性地转移到这输出寄存器的装置（710，716，718）;以及

与所述输出寄存器相耦合的用来处理这输出寄存器的内容，并产生出一个接收机定时误差信号使这接收机与所述预先选定的发射机同步的装置（314）。

11、如权利要求5至10中任一权利要求中的接收机，其特征在于：每个所说的第一装置（304）及第二装置（306）中包括：

一个电压至频率变换器（902）;

耦合至所述电压至频率变换器用来得出发射序列S（t）的绝对值的装置（904）;

一个耦合至所述电压至频率变换器的可逆计数器（906），它对该电压至频率变换器的输出作出响应;以及

数字逻辑装置（910，912），用来控制所说的可逆计数器，使这个计数器：

（a）当r（t）＝e（t）时被截止，

（b）当r（t）＝0，e（t）＝1时，S（t）为正时向上计数，S（t）为负时向下计数，

（c）当r（t）＝1，e（t）＝0时，S（t）为正时向下计数，S（t）为负时向上计数。

12、如权利要求5中的接收机，其特征在于包括对每个相关检测器的输出作出响应，用来恢复所说预先选定的发射机发射的数据的装置（314）。

13、如权利要求12中的接收机，其特征在于：

所说的数据恢复装置（314）包括用来根据存在失真的特殊形式存储加权因子的装置，以及利用这些所说的加权因子来放大所说的子接收机各个输出的装置，以使信噪比成为最佳。

14、权利要求5中的接收机，其特征在于包括：

用于存储相应于每个所说相关检测器输出的加权因子的装置（314），这些加权因子是按存在的失真的特殊形式来选定的;用于放大这些从所说相关检测器来的作为所说加权因子的函数的输出的装置;以及合并这些所说的放大后的输出的装置。

15、如权利要求5中的接收机，其特征在于：

每个所说的相关检测器（302）包括：用来产生一个同相相关信号和一个正交相位相关信号的装置（V1-V7），当所说接收机与所说预先选定的发射机彼此同步时，同相相关信号处在极大，正交相位相关信号处在极小，以及所说的处理器装置（314）包括：用来得出所说同相和正交相位相关信号之比的绝对值的装置，以及用来移动接收机定时的装置，移动量是预先选定的并依赖于所说比值的大小，使能与所说预先选定的发射机达到同步。

16、如权利要求15的接收机，其特征在于：当测得的比值大于一个预定比例时接收机定时保持不变，以便在最佳同步点附近建立一个同步死区。

17、如权利要求15或16的接收机，其特征在于：

所说的处理器装置（314）包括存有表格数据的存储器装置，这些数据把同步定时位移作为所说相关比的不同值的一个函数定义出来。

18、如权利要求5中的接收机，其特征在于：

每个所说的相关检测器（302）包括用来产生同相相关信号和正交相位相关信号的装置（V1-V7），当所说的接收机与所说的预先选定的发射机彼此同步时，同相相关信号处在极大，正交相位相关信号处在极小，以及所说的处理器装置（314）包括：用来决定所说同相相关信号和正交相位相关信号之比的绝对值的装置;用来把所说比值的大小与一预定值相比较的装置，以及对所说比较装置作出响应以鉴别噪声背景下有否信号存在的装置。

19、如权利要求18的接收机，其特征在于：

所说的处理器装置（314）进一步包括用于当所说比值的大小大于所说预定值时使所说接收机去与进来的信号同步，以使所说接收机锁定在所说预先选定的发射机上而不是锁定在噪声上的装置。

20、一种使直接序列扩频编码分割多路传输设备中的接收机与发射由具有所述预定指定码序列的双极性伪随机码扩展的数据信号的发射机中一预定发射机同步的方法，所述设备包括：

一个定时信号源;

多台同步在这定时信号源上的发射机，并且每台发射机发射一个由公共双极性伪随机码所扩展的数据信号，这个伪随机码是有指定而都不相同位移的一个公共双极性伪随机码序列;以及

一台同步在这定时信号源上的接收机，用来接收所说的发射的且具有一个预先指定的码序列位移的双极性伪随机码;

该方法的特征在于包括下列步骤：

产生一个第一双极性伪随机码，它是这发射的具有所说预先指定码序列位移的双极性伪随机码的复制;

产生一个第二双极性伪随机码，它是该发射的双极性伪随机码的复制，但具在一个从未指定过的码序列位移;

合并所说第一和第二双极性伪随机码，得出一个三态序列;

对所说的发射的二态伪随机码和所说三态码序列进行互相关;以及

作为响应的结果，产生出一个接收机定时信号。

21、如权利要求20的方法，其特征在于所说的合并步骤包括减法。

22、如权利要求21的方法，其特征在于所说的二态码序列是一个最大长度（ML）序列。

23、如权利要求22的方法，其特征在于所说的二态码序列是一个相移键控（PSK）信号。

24、如权利要求20-23中任一权利要求中所述的方法，其中该接收机与所说发射机中一台预先选定的发射机同步，所述发射机发射一个由这具有所说预先指定的码序列的伪随机码所扩展的数据信号，其特征在于该方法还包括下列步骤：

（a）对所说的数据信号采样，采样率等于该定时信号源的频率或其整倍数;

（b）合并一个或多个接连来的数据样本，产生一个对应于所说定时信号源的一个特定的定时点的数据样本点;

（c）在所说数据样本点中检测哪个样本点具有最大值;以及

（d）把接收机锁定在对应于所说检测到的最大值数据样本点的定时信号源的定时点上。

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