CN100555846C - 一种d类放大器及使用其驱动三线双声道扬声器的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种D类放大器(Class D amplifier)以及其方法，并且特别地，本发明系关于一种以三相全桥架构(Full-bridge)为基础的D类放大器以及使用其驱动三线双声道扬声器(Tri-wired stereo amplifier)的方法。本发明提供一种用以驱动一三线双声道扬声器之D类放大器以及方法。该D类放大器包含一第一滤波器、一第二滤波器、一处理器、一二维量化器、一讯号产生器以及一逻辑电路。根据本发明的D类放大器以及方法能节省制造成本，并且提升效率。并且特别地，根据本发明之D类放大器以及方法系以最佳化回授方式进行，可压低两声道交互影响的效应，也可避免两个扬声器之不匹配性。

Description

一种D类放大器及使用其驱动三线双声道扬声器的方法

技术领域

本发明涉及一种D类放大器(Class D amplifier)以及其方法，并且特别地，本发明系关于一种以三相全桥架构(Full-bridge)为基础的D类放大器以及使用其驱动三线双声道扬声器(Tri-wired stereo amplifier)的方法。

背景技术

音频放大器的应用极为广泛，各种具有音频输出需求的电子产品，例如，随身听、音响、MP3播放器、PDA、手机等，皆有音频放大器的存在。习知的音频放大器可分为A类、B类、AB类以及D类等。其中，A类、B类以及AB类放大器即为所谓的线性放大器，而D类放大器则为非线性放大的脉冲宽度调变(Pulse width modulation，PWM)放大器。

A类放大器通常只有一个主动组件，如晶体管。该晶体管需要偏压电路，因此不管输入信号有多大，它都无法彻底导通或彻底截止。这一非截止/非导通区域就是所谓的线性区域。A类放大器的优点在于其响应线性度高，因此其输出失真极小，适合高保真音响系统。然而，A类放大器的效率也很低，其理论功率效益约为25％，但实际功率效益仅约15％至20％。此外，A类放大器在功率较大时会产生很大热量，不适合用于可携式设备。

B类放大器通常由两个相互推挽的晶体管构成，一个输出电流，而另一个吸收电流，藉由两个晶体管轮流导通完成放大的功效。B类放大器的功率效益较A类放大器更大，其理论功率效益为78％，实际功率效益则介于50％至70％之间。然而，当输入讯号小于晶体管的导通电压时，两晶体管皆为截止状态，即所谓的交越失真，因此B类放大器在整个动态范围内并非都是线性的。

此外，AB类放大器是A类和B类放大器的组合。其结构很像B类放大器，但采用了一种可向每个晶体管提供小偏压电流的电路，因此每个晶体管都不会彻底截止。其功耗会大一些，但几乎可消除交越失真。其运作类似B类放大器，两个晶体管配合完成任务，然而整体性能要B类放大器好一些。AB类放大器的理论功率效益为78％，实际值则介于50％至70％之间。

前述的A类、B类以及AB类放大器的共同缺点是需要良好的散热设备以及空间，因此体积多较庞大，而运作也比较耗电。在多数消费性电子产品追求低耗电高功率以及轻薄短小的趋势下，该等线性放大器也因此较不适合被应用于这些电子产品中。

因此，工作效率高于前述的线性放大器的D类放大器便被开发(D类放大器的理论功率效益为100％，实际功率效益则高于85％)，以符合前述需求。由于D类放大器功率高，因此其较省电，也能延长电池使用寿命。此外，D类放大器于运作时所产生的热能较低，因此能降低热能控制的成本。甚至，某些D类放大器不需要任何散热装置，因此能大幅缩小采用该等放大器的设备体积。

目前已有许多文献揭露各种改良的D类放大器，意图使D类放大器的功率更高、更稳定，并且使其电路更简化、体积更小、失真更少。例如，美国专利号第4,689,819号系揭露如何于更小的体积与兼容的电池组下，执行更有效率的D类放大的CMOS装置；美国专利号第5,317,640号系揭露当D类放大器于输入讯号为零时，其减小电流以压低功率消耗的方法，其适用于单一声道或助听器的驱动；美国专利第6,016,075号系揭露一种可降低成本以及直流成分误差的D类放大器；美国专利第6,924,700号系揭露一种具有校正电路(Correction circuit)的D类放大器；美国专利第7,078,964号系揭露一种具有直流电流侦测电路的D类放大器。

然而，于习知技艺中，采用D类放大器驱动双声道的三线扬声器时，必须以半桥的电路架构实现，此方式需要提供双极电源使其运作，因此无法应用于可携式产品。若要应用于可携式产品而以单极电源，如电池，进行供电，则需一个半电源电压点(Half voltage point)的产生电路以便驱动该放大器，由于该半电源电压点产生电路属于模拟电路，于设计上必须考虑温度漂移、输入电压漂移以及制程漂移等问题，因此其输出电压容易因为工作环境不同而改变，导致除了需要额外的电路造成电力的消耗之外，也影响整个系统的声音输出品质。

发明内容

本发明的目的在于提供一种能免除习知的半桥电路架构，因此能节省制造成本，并且提升效率；以最佳化回授方式进行，可压低两声道交互影响的效应，也可避免两个扬声器的不匹配性的D类放大器及使用其驱动三线双声道扬声器的方法。

本发明的一较佳具体实施例的一种D类放大器系用以驱动一三线双声道扬声器。该D类放大器包含一第一滤波器、一第二滤波器、一处理器、一二维量化器、一讯号产生器以及一逻辑电路。

进一步，该第一滤波器系自一音源产生单元接收一第一左声道音源讯号以及一第一右声道音源讯号，并且配合一过度取样频率将该第一左声道音源讯号处理为一第二左声道音源讯号，并且将该第一右声道音源讯号处理为一第二右声道音源讯号。

该第二滤波器则系耦合至该第一滤波器以及该二维量化器，用以自该第一滤波器接收该第二左声道音源讯号以及该第二右声道音源讯号，并且自该二维量化器接收一第一左声道激活讯号(Triggering signal)以及一第一右声道激活讯号。并且该第二滤波器根据一频率权重函数重整该第二左、右声道音源讯号以及该第一左、右声道激活讯号，藉此产生相对应于该第二左声道音源讯号以及该第一左声道激活讯号的一左声道误差讯号，以及相对应于该第二右声道音源讯号以及该第一右声道激活讯号的一右声道误差讯号。

另外，该处理器系耦合至该第二滤波器，用以接收该左声道误差讯号以及该右声道误差讯号，并且根据该左、右声道误差讯号计算相对应于该左声道误差讯号的一左声道最佳化讯号，以及相对应于该右声道误差讯号的一右声道最佳化讯号。

该二维量化器则系耦合至该处理器，用以接收该左声道最佳化讯号以及该右声道最佳化讯号，并且将该左、右声道最佳化讯号转换为相对应于该左声道最佳化讯号的一第二左声道激活讯号，以及相对应于该右声道最佳化讯号的一第二右声道激活讯号。进一步，该二维量化器并且将该第二左声道激活讯号以及该第二右声道激活讯号传至该第二滤波器，以分别取代该第一左声道激活讯号以及该第一右声道激活讯号。

此外，该讯号产生器则系耦合至该二维量化器，用以接收该第二左声道激活讯号以及该第二右声道激活讯号，并且根据该第二左、右声道激活讯号产生复数个驱动讯号。

而该逻辑电路具有复数个开关，其中每个开关皆对应于该复数个驱动讯号之一。并且，该逻辑电路耦合至该讯号产生器，用以接收该复数个驱动讯号，并且根据该复数个驱动讯号控制该逻辑电路的相对应的开关，藉以驱动该三线双声道扬声器。

根据本发明的一较佳具体实施例的一种驱动一三线双声道扬声器的方法，其包含下列步骤：

(a)接收一第一左声道音源讯号以及一第一右声道音源讯号。

(b)配合一过度取样频率，将该第一左声道音源讯号处理为一第二左声道音源讯号，并且将该第一右声道音源讯号处理为一第二右声道音源讯号。

(c)根据一频率权重函数重整该第二左、右声道音源讯号、一第一左声道激活讯号以及一第一右声道激活讯，藉此产生相对应于该第二左声道音源讯号以及该第一左声道激活讯号的一左声道误差讯号，以及相对应于该第二右声道音源讯号以及该第一右声道激活讯号的一右声道误差讯号。

(d)根据该左、右声道误差讯号计算相对应于该左声道误差讯号的一左声道最佳化讯号，以及相对应于该右声道误差讯号的一右声道最佳化讯号。

(e)将该左、右声道最佳化讯号转换为相对应于该左声道最佳化讯号的一第二左声道激活讯号，以及相对应于该右声道最佳化讯号的一第二右声道激活讯号。

(f)分别以该第二左声道激活讯号以及该第二右声道激活讯号取代该第一左声道激活讯号以及该第一右声道激活讯号。

(g)根据该第二左、右声道激活讯号产生复数个驱动讯号。

(h)根据该复数个驱动讯号控制一逻辑电路中相对应的复数个开关，藉以驱动该三线双声道扬声器。

本发明的有益效果在于：

显而易见地，藉由上述的方法能实现本发明的D类放大器以驱动该三线双声道扬声器。相较于习知技艺，根据本发明的D类放大器以及方法能免除半桥功率放大器所需的中央电压产生电路，达到提升效率以及节省成本的目的。特别地，由于本发明的驱动讯号系以有限制条件的最佳化回授方式产生，因此可压低两声道交互影响的效应，进一步避免两扬声器的不匹配性。

关于本发明的优点与精神可以藉由以下的发明详述及所附图式得到进一步的了解。

附图的简要说明

图1系绘示本发明的一具体实施例的D类放大器的功能方块图。

图2系绘示根据本发明的｜具体实施例的逻辑电路。

图3A系绘示本发明的该等第二激活讯号被限制为0，1，-1，1/2，-1/2等五个数值所产生的二维量化器输出输入关系图。

图3B则系绘示本发明的该等第二激活讯号被限制为0，1，以及-1等三个数值所产生的二维量化器输出输入关系图。

图4中系绘示本发明的一具体实例的二维量化器电路方块图，其可实现第3B图激活讯号组合。

图5系绘示根据本发明的一较佳具体实施例的一种驱动一三线双声道扬声器的方法的流程图。

【主要组件符号说明】

1：D类放大器          10：第一滤波器

12：第二滤波器        14：处理器

16：二维量化器        18：讯号产生器

19：逻辑电路          30：三线双声道扬声器

S51～S65：流程步骤

具体实施方式

本发明提供一种周以驱动一三线双声道扬声器(Tri-wired stereoamplifier)的D类放大器(Class D amplifier)以及其驱动方法。以下将详述本发明的具体实施例以及实际应用案例，藉以充分说明本发明的特征、精神及优点。

请参阅图1，图1系绘示本发明的一具体实施例的D类放大器的功能方块图。如图1所示，该D类放大器1包含一第一滤波器10、一第二滤波器12、一处理器14、一二维量化器16、一讯号产生器18以及一逻辑电路19。并且该D类放大器1能用以驱动一三线双声道扬声器(Tri-wiredstereo amplifier)30。

该第一滤波器10系自一音源产生单元(未绘示于图中)接收一第一左声道音源讯号(AS_L)以及一第一右声道音源讯号(AS_R)。并且该第一滤波器10能配合一过度取样频率(Oversampling frequency)将该第一左声道音源讯号(AS_L)处理为一第二左声道音源讯号(AS_L’)，并且将该第一右声道音源讯号(AS_R)处理为一第二右声道音源讯号(AS_R’)。

该第二滤波器12则耦合至该第一滤波器10以及该二维量化器16，用以自该第一滤波器10接收该第二左声道音源讯号(AS_L’)以及该第二右声道音源讯号(AS_R’)，并且自该二维量化器16接收一第一左声道激活讯号(Triggering signal)(T_L1)以及一第一右声道激活讯号(T_R1)。并且该第二滤波器12根据一频率权重函数(Frequency weighting function)重整该等第二声道音源讯号(AS_L’，AS_R’)以及该等第一激活讯号(T_L1，T_R1)，藉此产生相对应于该第二左声道音源讯号(AS_L’)以及该第一左声道激活讯号(T_L1)的一左声道误差讯号(E_L)，以及相对应于该第二右声道音源讯号(AS_R’)以及该第一右声道激活讯号(T_R1)的｜右声道误差讯号(E_R)。

于实际应用中，该频率权重函数符合下列[公式1]：

$\left\{\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{X}_R(k+1)\\ X_L(k+1)\end{array}\right]=A\left[\begin{array}{c}{X}_R\left(k\right)\\ X_L\left(k\right)\end{array}\right]+B\left[\begin{array}{c}{{\mathrm{AS}}^{\′}}_R\left(k\right)-T_{R1}\left(k\right)\\ {{\mathrm{AS}}^{\′}}_L\left(k\right)-T_{L1}\left(k\right)\end{array}\right]\\ \left[\begin{array}{c}{E}_R\left(k\right)\\ E_L\left(k\right)\end{array}\right]=C\left[\begin{array}{c}{X}_R\left(k\right)\\ X_L\left(k\right)\end{array}\right]+D\left[\begin{array}{c}{{\mathrm{AS}}^{\′}}_R\left(k\right)-T_{R1}\left(k\right)\\ {{\mathrm{AS}}^{\′}}_L\left(k\right)-T_{L1}\left(k\right)\end{array}\right]\end{array}\right.$ [公式1]

其中， $\left[\begin{array}{c}{X}_R\\ X_L\end{array}\right]\∈R^{n\×1}$ 为该D类放大器的状态；A∈R^n×n；B∈R^n×2；C∈R^2×n；并且D∈R^2×2。

另，该处理器14系耦合至该第二滤波器12，用以接收该左声道误差讯号(E_L)以及该右声道误差讯号(E_R)。该处理器14并且根据该等误差讯号E＝[E_L E_R]计算相对应于该左声道误差讯号(E_L)的一左声道最佳化讯号(Optimized signal)(O_L)，以及相对应于该右声道误差讯号(E_R)的一右声道最佳化讯号(O_R)。

于实际应用中，该等最佳化讯号(O_L，O_R)能使下列[公式2]的值为最小：

V＝E(k)PE(k)^T... ... ... ...[公式2]

其中，P为2×2的权重矩阵，并且其形式为 $\left[\begin{array}{cc}1& p_1\\ p_1& 1\end{array}\right],$ 并且p1＜1。

此外，该二维量化器16系耦合至该处理器14，用以接收该左声道最佳化讯号(O_L)以及该右声道最佳化讯号(O_R)。并且，将该等最佳化讯号(O_L，O_R)转换为相对应于该左声道最佳化讯号(O_L)的一第二左声道激活讯号(T_L2)，以及相对应于该右声道最佳化讯号(O_R)的一第二右声道激活讯号(T_R2)。

请注意，于本发明中，该二维量化器16可将该第二左声道激活讯号(T_L2)以及该第二右声道激活讯号(T_R2)传至该第二滤波器12，以分别取代该第一左声道激活讯号(T_L1)以及该第一右声道激活讯号(T_L1)，形成一回授电路。

该讯号产生器18则耦合至该二维量化器16，用以接收该第二左声道激活讯号(T_L2)以及该第二右声道激活讯号(T_R2)，并且根据该等第二激活讯号(T_L2，T_R2)产生复数个驱动讯号。

最后，该逻辑电路19，其具有复数个开关(Switch)(未绘示于图中)，并且每个开关皆对应于该复数个驱动讯号之一。进一步，该逻辑电路19耦合至该讯号产生器18，用以接收该复数个驱动讯号，并且根据该复数个驱动讯号控制该逻辑电路19的相对应的开关，藉以驱动该三线双声道扬声器30。

进一步请参阅图2，其系绘示根据本发明的一具体实施例的逻辑电路。如图2所示，该逻辑电路18属于一三相全桥电路，并且其具有六个开关(S₁、S₂、S₃、S₄、S₅以及S₆)。换言之，于本具体实施例中，本发明的讯号产生器(未绘示于图中)会产生六个驱动讯号，以控制该六个开关。藉由对该逻辑电路18的该等六个开关的控制，该D类放大器处理过的第二左声道激活讯号(T_L2)以及第二右声道激活讯号(T_R2)能分别被传送至该三线双声道扬声器30的左侧扬声器301以及右侧扬声器302，使其发出声音。

请注意，由于该逻辑电路18具有六个开关，因此共有2⁶＝64种开关状态，而其中只有19种状态能将该等激活讯号传递至该扬声器。该19种状态请参见下表1。

表一

No.	左侧扬声器	右侧扬声器	S<sub>1</sub>	S<sub>2</sub>	S<sub>3</sub>	S<sub>4</sub>	S<sub>5</sub>	S<sub>6</sub>
									1	P	0	On	Off	Off	On	Off	Off
2	P	0L	On	Off	Off	On	Off	On
									3	0	P	Off	Off	Off	On	On	Off

4	0L	P	Off	On	Off	On	On	Off
									5	N	0	Off	On	On	Off	Off	Off
6	N	0H	Off	On	On	Off	On	Off
									7	0	N	Off	Off	On	Off	Off	On
8	0H	N	On	Off	On	Off	Off	On
									9	0H	0H	On	Off	On	Off	On	Off
10	0H	0	On	Off	On	Off	Off	Off
									11	0	0H	Off	Off	On	Off	On	Off
12	0L	0L	Off	On	Off	On	Off	On
									13	0L	0	Off	On	Off	On	Off	Off
14	0	0L	Off	Off	Off	On	Off	On
									15	0	0	Off	Off	Off	Off	Off	Off
16	P/2	N/2	On	Off	Off	Off	Off	On
									17	N/2	P/2	Off	On	Off	Off	On	Off
18	0H/2	0H/2	On	Off	Off	Off	On	Off
									19	0L/2	0L/2	Off	On	Off	Off	Off	On

P：正向电流；N：负向电流；0：扬声器两端点浮接；0L：扬声器两端点与全桥的下臂连结成回路；0H：扬声器两端点与全桥的上臂连结成回路；P/2：正向电流且电流值减半；N/2：负向电流且电流值减半。

举例而言，由表1中可得知，编号的1、2、5以及6等状态是让右声道不动作而只驱动左声道。编号16以及17的状态同时驱动两个声道，且电流相反。并且特别地，于本具体实例中，由于驱动两个声道的全桥电路共享S₃以及S₄两个开关，因此两个声道的切换状态并非互相独立运作。

此外，于一具体实施例中，该第二左声道激活讯号(T_L2)以及该第二右声道激活讯号(T_R2)被限制为0、1、-1、1/2以及-1/2等五个数值。并且，该讯号产生器可根据该等激活讯号产生驱动前述的逻辑电路的驱动讯号。请参阅表2，表2系列示该等激活讯号数值与表1的状态对照。

表2

T<sub>L</sub>	T<sub>R</sub>	表1的状态No.
			1	0	1，2
0	1	3，4
			-1	0	5，6
0	-1	7，8
			0	0	9～15，18，19
1/2	-1/2	16
			-1/2	1/2	17

于另一具体实施例中，该第二左声道激活讯号(T_L2)以及该第二右声道激活讯号(T_R2)可进一步被限制为0、1以及-1等三个数值。

进一步请参阅图3A以及图3B，图3A系绘示上述的该等第二激活讯号(T_L2，T_R2)被限制为集合A＝{0，1，-1，1/2，-1/2}所产生的二维量化器输出输入关系图；图3B则系绘示上述的该等第二激活讯号(T_L2，T_R2)被限制为集合B＝{0，1，-1}所产生的二维量化器输出输入关系图。

请参阅图4，图4中系绘示本发明的一具体实例的二维量化器电路方块图，其可实现第3B图激活讯号组合。请注意，于本发明中可实现前述激活讯号的电路布局便不受限于任何特定布局，而可以视情况为其它布局。

请参阅图5，图5系绘示根据本发明的一较佳具体实施例的一种驱动一三线双声道扬声器的方法的流程图。如图5所示，该方法包含下列步骤：

S51，接收一第一左声道音源讯号(AS_L)以及一第一右声道音源讯号(AS_R)。

S53，配合一过度取样频率，将该第一左声道音源讯号(AS_L)处理为一第二左声道音源讯号(AS_L’)，并且将该第一右声道音源讯号(AS_R)处理为一第二右声道音源讯号(AS_R’)。

S55，根据一频率权重函数重整该等第二声道音源讯号(AS_L’，AS_R’)、一第一左声道激活讯号(T_L1)以及一第一右声道激活讯号(T_L2)，藉此产生相对应于该第二左声道音源讯号(AS_L’)以及该第一左声道激活讯号(T_L1)的一左声道误差讯号(E_L)，以及相对应于该第二右声道音源讯号(AS_R’)以及该第一右声道激活讯号(T_R1)的｜右声道误差讯号(E_R)。

S57，根据该等误差讯号(E_L，E_R)计算相对应于该左声道误差讯号(E_L)的一左声道最佳化讯号(O_L)，以及相对应于该右声道误差讯号(E_R)的一右声道最佳化讯号(O_R)。

S59，将该等最佳化讯号(O_L，O_R)转换为相对应于该左声道最佳化讯号(O_L)的一第二左声道激活讯号(T_L2)，以及相对应于该右声道最佳化讯号(O_R)的一第二右声道激活讯号(T_R2)。

S61，分别以该第二左声道激活讯号(T_L2)以及该第二右声道激活讯号(T_R2)取代该第一左声道激活讯号(T_L1)以及该第一右声道激活讯号(T_R1)。

S63，根据该等第二激活讯号(T_L2，T_R2)产生复数个驱动讯号。

S65，根据该复数个驱动讯号控制一逻辑电路中相对应的复数个开关，藉以驱动该三线双声道扬声器。

于一具体实施例中，该逻辑电路为一三相全桥电路。并且于实际应用中，该三相全桥电路具有六个开关，并且该讯号产生器产生六个驱动讯号以分别控制该六个开关。

此外，于一具体实例中，该第二左声道激活讯号(T_L2)以及该第二右声道激活讯号(T_R2)被限制为0、1、-1、1/2以及-1/2等五个数值。于另一具体实例中，该第二左声道激活讯号(T_L2)以及该第二右声道激活讯号(T_R2)被限制为0、1以及-1等三个数值。

进一步，于实际应用中，本发明的方法中的该频率权重函数符合前述的[公式1]。并且于实际应用中，该等最佳化讯号(O_L，O_R)能使前述的[公式2]的值为最小。

虽然本发明已藉由较佳实施例以及图标揭露如上，然其系用以阐述而非限制本发明的范围，任何熟习该项技艺者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的更动与修饰。因此，本发明的范围应以后面的申请专利范围所界定者为准。

Claims (14)

1.一种D类放大器，用以驱动一三线双声道扬声器，其特征在于：

该D类放大器(1)包含：

一第一滤波器(10)，自一音源产生单元接收一第一左声道音源讯号以及一第一右声道音源讯号，并且配合一过度取样频率将该第一左声道音源讯号处理为一第二左声道音源讯号，并且将该第一右声道音源讯号处理为一第二右声道音源讯号；

一第二滤波器(12)，耦合至该第一滤波器(10)以及一二维量化器(16)，用以自该第一滤波器(10)接收该第二左声道音源讯号以及该第二右声道音源讯号，并且自该二维量化器(16)接收一第一左声道激活讯号以及一第一右声道激活讯号，并且根据一频率权重函数重整该第二左、右声道音源讯号以及该第一左、右声道激活讯号，藉此产生相对应于该第二左声道音源讯号以及该第一左声道激活讯号的一左声道误差讯号，以及相对应于该第二右声道音源讯号以及该第一右声道激活讯号的一右声道误差讯号；

一处理器(14)，耦合至该第二滤波器(12)，用以接收该左声道误差讯号以及该右声道误差讯号，并且根据该左、右声道误差讯号计算相对应于该左声道误差讯号的一左声道最佳化讯号，以及相对应于该右声道误差讯号的一右声道最佳化讯号；

该二维量化器(16)，耦合至该处理器(14)，用以接收该左声道最佳化讯号以及该右声道最佳化讯号，并且将该左、右声道最佳化讯号转换为相对应于该左声道最佳化讯号的一第二左声道激活讯号，以及相对应于该右声道最佳化讯号的一第二右声道激活讯号，该二维量化器(16)并且将该第二左声道激活讯号以及该第二右声道激活讯号传至该第二滤波器(12)，以分别取代该第一左声道激活讯号以及该第一右声道激活讯号；

一讯号产生器(18)，耦合至该二维量化器(16)，用以接收该第二左声道激活讯号以及该第二右声道激活讯号，并且根据该第二左、右声道激活讯号产生复数个驱动讯号；以及

一逻辑电路(19)，具有复数个开关，其中每个开关皆对应于该复数个驱动讯号之一，并且该逻辑电路(19)耦合至该讯号产生器(18)，用以接收该复数个驱动讯号，并且根据该复数个驱动讯号控制该逻辑电路(19)的相对应的开关，藉以驱动该三线双声道扬声器(30)。

2.根据权利要求1所述的D类放大器，其特征在于：该逻辑电路(19)为一三相全桥电路。

3.根据权利要求2所述的D类放大器，其特征在于：该三相全桥电路具有六个开关，并且该讯号产生器产生六个驱动讯号以分别控制该六个开关。

4.根据权利要求1所述的D类放大器，其特征在于：该第二左声道激活讯号以及该第二右声道激活讯号皆系选自由0、1、-1、1/2以及-1/2等五个数值所组成的组中的一个。

5.根据权利要求4所述的D类放大器，其特征在于：该第二左声道激活讯号以及该第二右声道激活讯号皆系选自由0、1以及-1等三个数值所组成的组中的一个。

6.根据权利要求1所述的D类放大器，其特征在于：该频率权重函数符合下列公式：

$\left\{\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{X}_R(k+1)\\ X_L(k+1)\end{array}\right]=A\left[\begin{array}{c}{X}_R\left(k\right)\\ X_L\left(k\right)\end{array}\right]+B\left[\begin{array}{c}{{\mathrm{AS}}^{\′}}_R\left(k\right)-T_{R1}\left(k\right)\\ {{\mathrm{AS}}^{\′}}_L\left(k\right)-T_{L1}\left(k\right)\end{array}\right]\\ \left[\begin{array}{c}{E}_R\left(k\right)\\ E_L\left(k\right)\end{array}\right]=C\left[\begin{array}{c}{X}_R\left(k\right)\\ X_L\left(k\right)\end{array}\right]+D\left[\begin{array}{c}{{\mathrm{AS}}^{\′}}_R\left(k\right)-T_{R1}\left(k\right)\\ {{\mathrm{AS}}^{\′}}_L\left(k\right)-T_{L1}\left(k\right)\end{array}\right]\end{array}\right.;$

其中，k为取样时间点； $\left[\begin{array}{c}{X}_R\\ X_L\end{array}\right]\∈R^{n\×1}$ 为该D类放大器的状态；A∈R^n×n；B∈R^n×2；C∈R^2×n；并且D∈R^2×2；而AS′_R为第二右声道音源讯号；AS′_L为第二左声道音源讯号；T_R1为第一右声道激活讯号；T_L1为第一左声道激活讯号；E_R为右声道误差讯号；E_L为左声道误差讯号。

7.根据权利要求1所述的D类放大器，其特征在于：该左、右声道最佳化讯号能使下列公式的值为最小：

V＝E(k)PE(k)^T；

其中，E(k)为k时间点之左、右声道误差讯号，E(k)＝[E_R(k)E_L(k)]，P为2×2的权重矩阵，并且其形式为 $\left[\begin{array}{cc}1& p_1\\ p_1& 1\end{array}\right],$ 并且p₁＜1。

8.一种驱动三线双声道扬声器的方法，其特征在于：

该方法包含下列步骤：

(a)接收一第一左声道音源讯号以及一第一右声道音源讯号；

(b)配合一过度取样频率，将该第一左声道音源讯号处理为一第二左声道音源讯号，并且将该第一右声道音源讯号处理为一第二右声道音源讯号；

(c)根据一频率权重函数重整该第二左、右声道音源讯号、一第一左声道激活讯号以及一第一右声道激活讯号，藉此产生相对应于该第二左声道音源讯号以及该第一左声道激活讯号的一左声道误差讯号，以及相对应于该第二右声道音源讯号以及该第一右声道激活讯号的一右声道误差讯号；

(d)根据该左、右声道误差讯号计算相对应于该左声道误差讯号的一左声道最佳化讯号，以及相对应于该右声道误差讯号的一右声道最佳化讯号；

(e)将该左、右声道最佳化讯号转换为相对应于该左声道最佳化讯号的一第二左声道激活讯号，以及相对应于该右声道最佳化讯号的一第二右声道激活讯号；

(f)分别以该第二左声道激活讯号以及该第二右声道激活讯号取代该第一左声道激活讯号以及该第一右声道激活讯号；

(g)根据该第二左、右声道激活讯号产生复数个驱动讯号；以及

(h)根据该复数个驱动讯号控制一逻辑电路中相对应的复数个开关，藉以驱动该三线双声道扬声器。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于：该逻辑电路为一三相全桥电路。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于：该三相全桥电路具有六个开关，并且该讯号产生器产生六个驱动讯号以分别控制该六个开关。

11.根据权利要求8所述的方法，其特征在于：该第二左声道激活讯号以及该第二右声道激活讯号皆系选自由0、1、-1、1/2以及-1/2等五个数值所组成的组中的一个。

12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于：该第二左声道激活讯号以及该第二右声道激活讯号皆系选自由0、1以及-1等三个数值所组成的组中的一个。

13.根据权利要求8所述的方法，其特征在于：该频率权重函数符合下列公式：

$\left\{\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{X}_R(k+1)\\ X_L(k+1)\end{array}\right]=A\left[\begin{array}{c}{X}_R\left(k\right)\\ X_L\left(k\right)\end{array}\right]+B\left[\begin{array}{c}{{\mathrm{AS}}^{\′}}_R\left(k\right)-T_{R1}\left(k\right)\\ {{\mathrm{AS}}^{\′}}_L\left(k\right)-T_{L1}\left(k\right)\end{array}\right]\\ \left[\begin{array}{c}{E}_R\left(k\right)\\ E_L\left(k\right)\end{array}\right]=C\left[\begin{array}{c}{X}_R\left(k\right)\\ X_L\left(k\right)\end{array}\right]+D\left[\begin{array}{c}{{\mathrm{AS}}^{\′}}_R\left(k\right)-T_{R1}\left(k\right)\\ {{\mathrm{AS}}^{\′}}_L\left(k\right)-T_{L1}\left(k\right)\end{array}\right]\end{array}\right.;$

其中，k为取样时间点； $\left[\begin{array}{c}{X}_R\\ X_L\end{array}\right]\∈R^{n\×1}$ 为该D类放大器的状态；A∈R^n×n；B∈R^n×2；C∈R^2×n；并且D∈R^2×2；而AS′_R为第二右声道音源讯号；AS′_L为第二左声道音源讯号；T_R1为第一右声道激活讯号；T_L1为第一左声道激活讯号；E_R为右声道误差讯号；E_L为左声道误差讯号。

14.根据权利要求8所述的方法，其特征在于：该左、右声道最佳化讯号能使下列公式的值为最小：

V＝E(k)PE(k)^T；

其中，E(k)为k时间点之左、右声道误差讯号，E(k)＝[E_R(k)E_L(k)]，P为2×2的权重矩阵，并且其形式为 $\left[\begin{array}{cc}1& p_1\\ p_1& 1\end{array}\right],$ 并且p₁＜1。

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