CN100502214C - 改进型全桥移相软开关变换器 - Google Patents

改进型全桥移相软开关变换器 Download PDF

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Abstract

一种改进型全桥移相软开关变换器，在原有全桥移相软开关的基础上，所述的软开关变换器还包括谐振网络，所述谐振网络包括第五电容(C5)、第六(C6)、第一电感(L1)，其中，第五电容(C5)的一端与输入正端相连，第五(C5)的另一端与第一电感(L1)的一端以及第六电容(C6)的一端相连，第六电容(C6)的另一端与输入负端相连，第一电感(L1)的另一端连到滞后桥臂支路的第三三极管(Q3)的源极S和第四三极管(Q4)的漏极D。本发明提供一种能够有效降低环流损耗、减少占空比丢失、提高整机效率、减少电磁辐射的改进型全桥移相软开关变换器。

Description

改进型全桥移相软开关变换器
技术领域
本发明涉及一种全桥移相软开关设备，适用于各种大功率开关电源装置，特别是电力操作电源场合。
背景技术
全桥移相零电压开关变换器在保留了传统PWM恒频控制优势的基础上，利用器件的寄生参数实现了软开关，在大、中功率DC/DC变换中得到了广泛的应用，但传统的全桥移相零电压开关变换器有所缺陷，其主要表现在：
1)如附图1所示，轻载时，谐振电感Lr贮能不足，无法实现滞后管Q3、Q4的零电压开通，损耗大，能量转换效率不高；
2)在超前管Q1、Q2关断期间，谐振电感Lr因电流不能突变，D2、T1、Lr、Cd、Q4或D1、T1、Lr、Cd、Q3构成的回路中存在环流，而此环流不向副边提供能量，却产生损耗，使得变换器转换效率低；
3)副边二极管D5～D8反向恢复存在强烈振荡，二极管上电压应力较大，对二极管的电参数要求高，降低系统可靠性，如增加吸收电路来改善应力，则会使整机损耗增加，降低转换效率；
4)谐振电感Lr的存在会引起副边占空比丢失，同样会降低变换器转换效率。
再如图2所示为目前应用的较多的全桥移相软开关电路，其在图1基础上进行了改进，增加了两只箝位管D10、D9，改善了副边二极管D5～D8的反向恢复电压应力，减小了占空比丢失的程度，却没解决上面所述的其它几个缺陷，同时增加二极管使得结构变复杂，电路的布板空间要求增加，不利于应用设备的小型化。
发明内容
为了克服已有全桥移相软开关电路的环流损耗大、占空比流失较重、整机效率较低、电磁辐射较大的不足，本发明提供了一种能够有效降低环流损耗、减少占空比丢失、提高整机效率、减少电磁辐射的改进型全桥移相软开关变换器。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：
一种改进型全桥移相软开关变换器，包括超前桥臂支路、滞后桥臂支路、变压器T1、滤波电感网络、输出滤波电容C7以及负载RL，所述超前桥臂支路包括开关管Q1、Q2、二极管D1、D2、电容C1、C2，所述滞后桥臂支路包括开关管Q3、Q4、二极管D3、D4、电容C3、C4，所述超前桥臂支路、滞后桥臂支路分别与变压器T1的原边连接，变压器T1的副边与所述滤波电感网络连接，所述滤波电感网络连接输出滤波电容，所述负载RL与输出滤波电容并联，所述的软开关变换器还包括谐振网络，所述谐振网络包括电容C5、C6、电感L1，其中，电容C5的一端与输入正端相连，C5的另一端与电感L1的一端以及电容C6的一端相连，电容C6的另一端与输入负端相连，电感L1的另一端连到滞后桥臂支路的开关管Q3的源极S和开关管Q4的漏极D。
所述的滤波电感网络包括二极管D5、D6、D7、D8和滤波电感L2，所述滤波电感L2带有绕组a、绕组b、绕组c，所述二极管D5、D7相互反方向连接在变压器的副边绕组的同名端，所述二极管D6、D8相互反方向连接在变压器的副边绕组的异名端，滤波电感L2的绕组b的同名端连到二极管D5的阴极，绕组b异名端连到绕组a的异名端和二极管D6的阴极；绕组c的异名端连到二极管D7的阳极，绕组c的同名端连二极管D8的阳极和输出滤波电容C7的负极；绕组a的同名端连到输出滤波电容C7的正极。
本发明的技术构思为：在普通的移相全桥电路基础上构造了一个简洁的谐振网络，并改进滤波电感网络，参见图3，电容C5的一端与输入正端相连，C5的另一端与L1的一端以及C6的一端相连，C6的另一端与输入负端相连，L1的另一端连到滞后桥臂的Q3的源极S和Q4的漏极D；滤波电感的绕组b的同名端连到D5的阴极，绕组b异名端连到绕组a的异名端和D6的阴极；绕组c的异名端连到D7的阳极，绕组c的同名端连D8的阳极和C7的负极；绕组a的同名端连到C7的正极。
由于谐振网络L1、C5、C6的作用使得变换器的滞后臂能够在轻载实现零电压开关。去掉传统中与变压器T1相连的谐振电感后，使得占空比丢失的问题得到很大改善，仅变压器T1的漏感L1K在起作用，而变压器漏感L1K是很小的，同时，通过寄生二极管D1至D4，将副边二极管反向恢复电压箝住。又由于滤波电感绕组b、c的作用，超前管截止后原边电流会迅速下降到变压器激磁电流的大小，而变压器激磁电感通常都较大，激磁电流相应较小，环流的问题也得到了改善。
本发明的有益效果主要表现在：1、在不增加额外功率器件的条件下，改善了开关管的全负载范围零电压开关条件，降低了环流损耗；2、减少占空比丢失；3、很好的抑制住副边二极管D5～D8的反向恢复电压尖峰，使得器件工作更可靠稳定，提高了整机效率，减少了电磁辐射。
附图说明
图1是传统全桥移相软开关示意图。
图2是现有实际使用全桥移相软开关示意图。
图3是本发明的全桥移相软开关变换器的示意图。
图4是t0～t1阶段的工作模式示意图。
图5是t1～t2阶段的工作模式示意图。
图6是t2～t3阶段工作模式示意图。
图7是t3～t4阶段工作模式示意图。
图8是t4～t5阶段工作模式示意图。
图9是t5～t6阶段工作模式示意图。
图10是t6～t7阶段工作模式示意图。
图11是本发明实施方式的工作波形图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步描述。
参照图3～图11，一种改进型全桥移相软开关变换器，包括超前桥臂支路、滞后桥臂支路、变压器T1、滤波电感网络、输出滤波电容C7以及负载RL，所述超前桥臂支路包括三极管Q1、Q2、二极管D1、D2、电容C1、C2，所述滞后桥臂支路包括三极管Q3、Q4、二极管D3、D4、电容C3、C4，所述超前桥臂支路、滞后桥臂支路分别与变压器T1的原边连接，其中的L1k是变压器漏感，变压器T1的副边与所述滤波电感网络连接，所述滤波电感网络连接输出滤波电容，所述负载RL与输出滤波电容并联，所述的软开关变换器还包括谐振网络，所述谐振网络包括电容C5、C6、电感L1，其中，电容C5的一端与输入正端相连，C5的另一端与电感L1的一端以及电容C6的一端相连，电容C6的另一端与输入负端相连，电感L1的另一端连到滞后桥臂支路的开关管Q3的源极S和开关管Q4的漏极D。
所述的滤波电感网络包括二极管D5、D6、D7、D8和滤波电感L2，所述滤波电感L2带有绕组a、绕组b、绕组c，所述二极管D5、D7相互反方向连接在变压器的副边绕组的同名端，所述二极管D6、D8相互反方向连接在变压器的副边绕组的异名端，滤波电感L2的绕组b的同名端连到二极管D5的阴极，绕组b异名端连到绕组a的异名端和二极管D6的阴极；绕组c的异名端连到二极管D7的阳极，绕组c的同名端连二极管D8的阳极和输出滤波电容C7的负极；绕组a的同名端连到输出滤波电容C7的正极。
图4至图10为图3的工作模式图，其中实体器件为相应模式下电流实际所走路径，虚体元件则在该模式下不参与工作。图11则是对应于各模式阶段所形成的波形。为了方便分析，假设没有特殊说明的器件均为理想器件；L1足够大，其电流为线性变化，在滞后管开关过程中其电流保持不变；
初始状态，Q1、Q4处于导通状态，电感L1的电流通过Q4线性增加，变压器副边通过D6、D7、L2的a、c绕组向负载馈能。
参照图4、图11，模式1(t0～t1阶段)，在t0时刻，Q1零电压关断(C1、C2的作用)。C1和C2被负载电流充放电，C1、C2电压分别线性上升和下降，当C2放电到箝位电压时，T1电压被副边箝住，C1、C2和L1k开始谐振，副边D7开始向D8换流；L1电流继续线性增加。
参照图5、图11，模式2(t1～t2阶段)，在t1时刻，C1充电到Vin，C2放电到零伏，Q2的体二极管D2导通，C1、C2和L1k的谐振结束。此时T1原边电压仍然被箝在箝位电压点，因此变压器原边电流线性下降，环流开始减小，t2时刻减小到原边的激磁电流值ILm；副边D7继续向D8换流；L1电流继续线性增加。在此阶段开通Q2，Q2为零电压开通。
参照图6、图11，模式3(t2～t3阶段)，在t2时刻，副边D7电流降为零，D7、D8换流结束。此时变压器脱离耦合，变为一个感量为L1k+Lm(激磁电感)的电感，原边保留ILm(激磁电流)沿T1、Q4、D2走环流；副边通过D6、D8和电感L2a续流；L1电流继续线性增加。
参照图7、图11，模式4(t3～t4阶段)，在t3时刻，Q4零电压关断(C3、C4的作用)。此时C3放电，C4充电，C4电压线性升高，由于L1k+Lm比较大，因此原边电流基本不变；副边通过D6、D8和电感L2a续流。
参照图8、图11，模式5(t4～t5阶段)，在t4时刻，C4电压充电到箝位电压，变压器重新建立耦合，激磁储能向副边馈送。变压器原边电压被箝在箝位电压，C3、C4与L1k发生谐振，L1k电流迅速下降为零并反向增大；副边D6开始向D5换流。
参照图9、图11，模式6(t5～t6阶段)，在t5时刻，副边D6电流降为零，D5、D6换流结束。变压器原边电压开始上升，D6开始承受反向电压，出现反向恢复现象，但由于C4电压不高，D6的反向恢复尖峰有限，另由于D6的反向恢复电流与负载电流两者之和折算到原边大于L1的电流，使得C3充电、C4放电从而使C3的电压出现短暂的上升，当D6反向恢复结束后，反向截止，C3继续放电、C4继续充电，C3电压继续下降。
参照图10、图11，模式7(t6～t7阶段)，在t6时刻，由于Lr的作用，很容易使得C3放电到零伏，C4充电到Vin，Q3的体二极管D3导通。电感L1的电流一部分向负载供电，一部分通过D3走环流，L1的电流开始线性下降，电感L1向负载预供电，保证D6反向恢复的结束，又使得占空比丢失问题得到改善，D6的反向恢复电压应力得到抑制；此阶段开通Q3为零电压开通。随着L1电流的下降，D3电流也跟着下降，在t7时刻D3电流下降为零，Q3开始走正向电流，进入另外半个工作周期，重复模式1至7的过程。

Claims (1)

1、一种改进型全桥移相软开关变换器，包括超前桥臂支路、滞后桥臂支路、变压器(T1)、滤波电感网络、输出滤波电容(C7)以及负载(RL)，所述超前桥臂支路包括第一三极管(Q1)、第二三极管(Q2)、第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第一电容(C1)、第二电容(C2)，所述滞后桥臂支路包括第三三极管(Q3)、第四三极管(Q4)、第三二极管(D3)、第四二极管(D4)、第三电容(C3)、第四电容(C4)，所述超前桥臂支路、滞后桥臂支路分别与变压器(T1)的原边连接，变压器(T1)的副边与所述滤波电感网络连接，所述滤波电感网络连接输出滤波电容，所述负载(RL)与输出滤波电容并联，所述的软开关变换器还包括谐振网络，所述谐振网络包括第五电容(C5)、第六电容(C6)、第一电感(L1)，其中，第五电容(C5)的一端与所述软开关变换器的输入正端(+Vin)相连，第五电容(C5)的另一端与第一电感(L1)的一端以及第六电容(C6)的一端相连，第六电容(C6)的另一端与输入负端(+Vin)相连，第一电感(L1)的另一端连到滞后桥臂支路的第三三极管(Q3)的源极S和第四三极管(Q4)的漏极D；其特征在于：
所述的滤波电感网络包括第五二极管(D5)、第六二极管(D6)、第七二极管(D7)、第八二极管(D8)和滤波电感(L2)，所述滤波电感(L2)带有第一绕组(a)、第二绕组(b)、第三绕组(c)，所述第五二极管(D5)、第七二极管(D7)相互反方向连接在变压器的副边绕组的同名端，所述第六二极管(D6)、第八二极管(D8)相互反方向连接在变压器的副边绕组的异名端，滤波电感(L2)的第二绕组(b)的同名端连到第五二极管(D5)的阴极，第二绕组(b)异名端连到第一绕组(a)的异名端和第六二极管(D6)的阴极；第三绕组(c)的异名端连到第七二极管(D7)的阳极，第三绕组(c)的同名端连第八二极管(D8)的阳极和输出滤波电容(C7)的负极；第一绕组(a)的同名端连到输出滤波电容(C7)的正极。
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