CN100496033C - 基于希尔伯特-黄变换的二进制频移键控系统解调方法 - Google Patents

Abstract

一种基于希尔伯特-黄变换的二进制频移键控系统解调方法，用于无线电技术领域。方法如下：1)将任意有限长度的二进制频移键控接收信号波形，进行必要的带通滤波处理；2)处理后的信号波形进行HHT处理，得到该接收信号波形的瞬时频率分布情况；3)在时频分布域内，根据给定的判别准则，确定接收信号的极性，完成解调。本发明立足于调制信号本身变化特征，直接使用HHT方法对调制信号进行处理；在判别码元极性时，根据信号最本质的瞬时频率分布情况给出了判决准则，计算复杂度低，物理实现简单。实验结果反映了本发明对于高比特传输率2FSK信号解调的有效性。

Description

基于希尔伯特-黄变换的二进制频移键控系统解调方法

技术领域

本发明涉及一种无线电技术领域的方法，具体涉及一种基于希尔伯特-黄变换(HHT)的二进制频移键控(2FSK)系统解调方法。

背景技术

HHT是一种自适应的非平稳信号时频分析方法，它包括经验模式分解(EMD)和希尔伯特(Hilbert)谱分析两部分。该方法基于信号本身的变化特征，在时频域自适应分析信号的瞬时频率分布情况。目前，HHT方法主要应用于自然界的一些非平稳信号(如地震波，潮汐，声纳回波等)分析与处理。Norden E.Huang和Steven R.Long等人发表的“The Empirical Mode Decomposition and theHilbert Spectrum for Nonlinear and Non-stationary Time Series Analysis”(非线性和非平稳时间序列分析中的经验模式分解和希尔伯特谱，Proc.R.Soc.Lond.A(1998)454，903-995)，论述了HHT的一般过程。在通信系统中，2FSK是一种典型的调制系统。目前对于2FSK系统的解调，基本模式为非相干解调与相干解调，两种解调方法的不足表现为：前者在解调中由于包络检波过程的非线性特性会将有用信号扰乱成噪声，所以抗噪声性能低；后者虽然在理论上能实现信号与噪声单独解调，抗噪声性能优，但由于在解调过程中必需构造本地同步载波，故解调系统复杂。另外，两种方法的解调过程与接收信号本身变动特征无关，有效性降低。

经对现有的技术文献检索发现，孙晖、朱善安在《浙江大学学报》(工学版)2005年第12期第1998页上发表的“基于时延自相关预处理的Hilbert-Huang变换解调”，该文提出对加噪调频信号进行时延自相关预处理后，对自相关函数进行HHT处理，根据幅度谱识别信号的调制频率。该方法在信号检测方面效果明显，但其不足在于：如果通过自相关函数获取幅度谱，则在单位码元宽度内需要对调制信号采样多次(理论上采样次数应趋于无穷)，对于通信系统中高比特率数据传输，在物理实现上将存在困难；从幅度谱的分布情况虽然能识别信号的调制信息，但文献中没有给出码元极性判别依据。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术中存在的不足和缺陷，提出一种基于希尔伯特-黄变换的二进制频移键控系统解调方法。使其立足于信号本身的变化特征，具有自适应性，解调过程容易通过软、硬件实现，并且抗噪声性能佳。

本发明是通过以下技术方案实现的，本发明是借用非平稳信号处理方法分析平稳信号，从接收信号的本身特征出发，通过HHT得到信号的瞬时频率分布情况，在时频域内结合一定的判定准则对接收信号的极性作出判断。具体步骤如下：

1)取任意有限长度的二进制频移键控接收信号波形，进行带通滤波处理。

2)处理后的信号波形进行HHT处理，得到该信号波形的瞬时频率分布情况。

3)在时频分布域内，根据给定的判别准则，确定接收信号的极性，完成解调。

所述步骤2)，具体实现如下：

以X(t)表示接收信号序列，长度可以取任意个码元宽度，则信号经过EMD处理后可以表示为：

$X\left(t\right)=\underset{j=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{c}_j\left(t\right)+r_n\left(t\right)$

式中c_j(t)表示信号的第j个特征模式函数(IMF)分量，r_n(t)表示信号经过n次分解后的残余函数分量，IMF分量满足Hilbert变换的前提条件。对分解结果中的各IMF分量进行Hilbert变换，并基于该变换计算出信号的瞬时频率，此过程可以表示为：

$X\left(t\right)\≈\mathrm{Re}\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i\left(t\right)e^{j{\mathrm{\φ}}_i\left(t\right)}=\mathrm{Re}\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i\left(t\right)e^{j{\∫\mathrm{\ω}}_i\left(t\right)\mathrm{dt}}$

式中a_i(t)和φ_i(t)分别表示第i个IMF分量的时变幅度和相位。经过数据综合，得到接收信号的瞬时频率分布(即f-t分布)。

所述步骤3)，具体实现如下：

按照如下方法在时频域对接收信号序列进行极性判别：在时频域每个码元宽度内，估计出信号频率的平均值f，根据2FSK信号的发送频率(当发送码元“0”时载频为f₁，当发送码元“1”时载频为f₂)，以载频的均值f₀为判决门限，如果某码元宽度内的频率平均值小于判决门限，该码元判为“0”，如果某码元宽度内的频率平均值大于判决门限，该码元判为“1”，该过程表示为：

f₀＝(f₁+f₂)/2；

当f<f₀时，码元判为“0”；

当f>f₀时，码元判为“1”。

本发明立足于调制信号本身变化特征，直接使用HHT方法对调制信号进行处理；在判别码元极性时，根据信号最本质的瞬时频率分布情况给出了判决准则，计算复杂度低，物理实现简单。实验结果反映了本发明对于高比特传输率2FSK信号解调的有效性。

本发明和现有方法相对照，其效果是积极和明显的。本发明具有如下优点：1)基于信号的时频分布特征进行自适应处理，充分利用了信号的有用成分，抗噪声性能佳。2)在解调过程中不需要构造本地载波，容易通过软硬件实现。3)灵活处理信号同步，时窗宽度选取等方面的问题。

附图说明

图1-a二进制频移键控系统非相干解调系统模块图。

图1-b二进制频移键控系统相干解调系统模块图。

图2为基于希尔伯特-黄变换的二进制频移键控解调系统模块图。

图3为某接收信号波形的瞬时频率分布图。

图4为采用本方法和采用图1所示的非相干、相干方法的仿真结果比较。

具体实施方式

如图2所示，为更好地理解本发明，以下结合附图和具体实施例对方法的实现作进一步描述，实例参数设置如下：设二进制频移键控发送序列为1010 10101000 0110，每个码元宽度为T_s，当发送码元“0”时载频为f₁＝6000Hz，当发送码元“1”时载频为f₂＝9200Hz，信噪比为SNR＝3dB，接收信号序列的长度为16T_s。本实例的具体实现过程如下：

1)首先对信号序列进行带通滤波处理。

2)对接收信号序列进行HHT处理，得到如图3所示的信号瞬时频率分布。

3)在时频域内，判决门限频率取f₀＝7600Hz。在某码元宽度内，估计出频率的平均值f。判决准则为：在某码元宽度内如果信号的平均频率f小于判决门限f₀，该码元判为“0”；如果信号的平均频率f大于判决门限f₀，该码元判为“1”。根据此判决准则，可以确定接收信号码元序列判为1010 1010 10000110。

2FSK是在通信系统中典型的调制系统，对于2FSK系统的解调，基本模式为图1所示的非相干解调(图1-a)与相干解调(图1-b)。图4给出了采用本方法和采用图1所示的非相干、相干方法得到的误码率Monte Carlo仿真结果，仿真次数大于1000次。从图中可以看到，HHT解调与非相干解调虽然都涉及到对信号波形的包络处理，但由于HHT方法基于信号本身的时频分布特征与分析，所以抗噪声性能优于非相干解调。相干解调方法抗噪声性能优，但由于解调过程中需要构造本地同步载波，实现过程比HHT方法复杂。

Claims (1)

1、一种基于希尔伯特-黄变换的二进制频移键控系统解调方法，其特征在于，具体步骤如下：

1)取任意有限长度的二进制频移键控接收信号波形，进行带通滤波处理；

2)处理后的信号波形进行希尔伯特-黄变换处理，得到该信号波形的瞬时频率分布情况；

3)在时频分布域内，根据给定的判别准则，确定接收信号的极性，完成解调；

所述步骤2)，具体实现如下：

以X(t)表示接收信号序列，长度取任意个码元长度，则信号经过经验模式分解处理后表示为：

$X\left(t\right)=\underset{j=1}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_j\left(t\right)+r_n\left(t\right)$

式中c_j(t)表示信号的第j个特征模式函数IMF分量，r_n(t)表示信号经过n次分解后的残余函数分量，IMF分量满足希尔伯特变换的前提条件，对分解结果中的各IMF分量进行希尔伯特变换，并基于该变换计算出信号的瞬时频率，此过程表示为：

$X\left(t\right)\&ap;\mathrm{Re}\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_i\left(t\right)e^{j{\mathrm{\&phi;}}_i\left(t\right)}=\mathrm{Re}\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_i\left(t\right)e^{j{\&Integral;\mathrm{\&omega;}}_i\left(t\right)\mathrm{dt}}$

式中a_i(t)和φ_i(t)分别表示第i个IMF分量的时变幅度和相位，n为自然常数，ω_i为对应φ_i(t)的角速度，经过数据综合，得到接收信号的瞬时频率分布即f-t分布；

所述步骤3)，具体实现如下：

按照如下方法在时频域对接收信号序列进行极性判别：在时频域每个码元宽度内，估计出信号频率的平均值f，根据二进制频移键控信号的发送频率，当发送码元“0”时载频为f₁，当发送码元“1”时载频为f₂，以载频的均值f₀为判决门限，如果某码元宽度内的频率平均值小于判决门限，该码元判为“0”，如果某码元宽度内的频率平均值大于判决门限，该码元判为“1”，该过程表示为：

f₀＝(f₁+f₂)/2；

当f<f₀时，码元判为“0”；当f>f₀时，码元判为“1”。

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