CN1004600B

CN1004600B - 适用于源滤波器电路的放大电路

Info

Publication number: CN1004600B
Application number: CN87100128.4A
Authority: CN
Inventors: 松本脩三; 畔柳朝光; 植木幸也; 神谷昌则
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1986-01-10
Filing date: 1987-01-10
Publication date: 1989-06-21
Also published as: DE3785942T2; EP0232699B1; EP0232699A3; KR870007607A; DE3785942D1; EP0232699A2; CN87100128A; KR940005375B1; US4748422A

Abstract

本发明的放大电路具有：构成把输入信号电压变换成信号电流的第一个差动放大电路的第１、第２晶体管：构成把在上述第２晶体管集电极中流动的信号电流按某一恒定比例进行分流的第２差动放大电路的第３、第４晶体管：接于上述第４晶体管集电极上的负载电容器；接于上述第３或第４晶体管基极上，根据基极所加控制电压Ｖｃ的变化来控制上述第３、第４晶体管的分流比的装置；以及分别接于第１、第２晶体管发射极上的第１、第２电阻。

Description

适用于有源滤波器电路的放大电路

本发明涉及一种放大电路，尤其适用于有源滤波器电路，并与适合在集成电路（IC）中容易地作成有源滤波器的放大电路有关。

把含有积分电路和移相电路的滤波器电路在集成电路中作成时，如何将该滤波器制作在IC的内部，并使外部附加的元件少，是一个重要的课题。一般在集成电路中使用的滤波器是有源滤波器。但是，先有技术的有源滤波器：

（1）、电阻的阻值和电容器的容量的精度不好，使得由它们的乘积所决定的截止频率产生了误差。

（2）、由于电阻的阻值和电容器的容量不能作得太大，使截止频率低的电路难于制作。

先有技术的有源滤波器，在日本公开的说明书特开昭55-45224号公报和特开昭55-45266号公报中有记载。

本发明放大电路具有：构成把输入信号电压变换成信号电流的第一差动放大电路的第1、第2晶体管Q₁、Q₂;构成把在上述第2晶体管Q₂集电极中流动的信号电流按某一恒定比例分流的第2差动放大电路的第3、第4晶体管Q₃、Q₄;接于上述第4晶体管Q₄集电极上的负载电容器C;接于上述第3或第4晶体管Q₃或Q₄基极上，根据基极所加控制电压Vc的变化来控制上述第3、第4晶体管Q₂、Q₄分流比的装置，以及接于第1、第2晶体管Q₁、Q₂发射极上的第1、第2电阻R₁、R₅，而且，在本发明放大电路中。在负载电容器C中流动的信号电流通过第3、第4晶体管Q₃、Q₄进行分流，其分流比K由控制电压Vc来控制、进而控制有源滤波器的时间常数。另外，电阻的阻值和电容器的容量的误差，由控制电压Vc来补偿。还有，因为第1、第2电阻R₁、R₂接于第1、第2晶体管Q₁、Q₂的发射极上，所以，增大了第1、第2晶体管Q₁、Q₂对于输入信号的动态范围;并且，构成第1差动放大电路的第1、第2晶体管Q₁、Q₂，通常能够在使过渡频率变大的发射极电流下工作，因此，提高了第1差动放大电路的高频特性。

图1、图7为本发明放大电路的电路图。

图2、图8为把本发明放大电路用作积分电路实施例的电路图。

图3为表示晶体管过渡频率和发射极电流关系的特性图。

图4、图9为把本发明放大电路用作低通滤波器实施例的电路图。

图5、图10为把本发明放大电路用作高通滤波器实施例的电路图。

图6、图11为把本发明放大电路用作移相电路实施例的电路图。

图12、图13为图4、图9所示低通滤波器应用电路的电路图。

图14为一般化的滤波器方框图。

本发明放大电路的电路图示于图1。

图1中，电阻R₁接于晶体管Q₁的发射极上，电阻R₂接于晶体管Q₂的发射极上，上述电阻R₁、R₂的另一端分别接于第一个恒流源A₁上，晶体管Q₁、Q₂构成差动放大电路。另外，晶体管Q₁的基极接于输入端子T₁上，晶体管Q₂的基极接于输入端子T₂上，在输入端子T₁和T₂之间加入输入信号Vin。另外，晶体管Q₂的集电极电流，通过其发射极分别接于晶体管Q₂集电极上的晶体管Q₃、Q₄进行分流。晶体管Q₃、Q₄构成差动放大电路。把偏置电压V_B1通过端子T₃加到晶体管Q₃的基极上，晶体管Q₄的基极接于控制端子T₃上。在晶体管Q₃、Q₄中流动电流的分流比，由加在端子T₃上的控制电压Vc来控制。另外，晶体管Q₄的集电极与晶体管Q₅的集电极相连的同时，也与电容器C相连。而且，上述晶体管Q₄的集电极也接于输出端子T₄上，在端子T₄上产生输出电压Vout。电容器C接于端子T₅上。晶体管Q₅的基极接于晶体管Q₆的基极和集电极上，晶体管Q₅、Q₆构成电流密勒电路，晶体管Q₅的集电极电流和晶体管Q₆的集电极电流大致相等。另一方面，晶体管Q₇、Q₈的发射极互相连接的同时，与第二个恒流源A₂相连。恒流源A₂的电流值选为上述恒流源A₁电流I₀的1/2，即I₀/2。另外，晶体管Q₇、Q₈的基极分别接于上述晶体管Q₃、Q₄的基极上，在晶体管Q₃、Q₄中流动电流之比由端子T₃的电压Vc来控制。因此，晶体管Q₄的集电极电流和晶体管Q₈的集电极电流，以及晶体管Q₃的集电极电流和晶体管Q₇的集电极电流分别大致相等。

在图1所示的电路中，把偏置电压V_B2加到端子T₂上、并把端子T₅接于端子T₆上，所形成的电路如图2所示。

在该电路中，若把输入信号Vin加到端子T₁上，则因输入信号Vin，在晶体管Q₂集电极中流动的交流电流is为：

……（1）

此处，γe为晶体管Q₁、Q₂各自的发射极电阻。若把取决于晶体管Q₃、Q₄的电流is的分流比（在Q₄集电极中流动的比例）取为K，则根据电流在电容器C中流动的那部分电流，即可得出在端子T₄上的输出电压Vout。若把信号的角频率取为ω，则：

Vout＝kis/jωc＝kis/sc……（2）

s：拉普拉斯算子，

由（1）、（2）式得出该电路的传递函数H₁（s）为：

……（3）

即图2所示电路为增益用K/ωC·（R₁+R₂+2γe）来表示的积分电路。另外，发射极电阻γe由发射极电流I_E来决定，可用下式来表示：

γe＝kT/gIE ……（4）

k：波耳兹曼常数;

T：绝对温度;

g：电子的电荷。

在常温（室温）下，当发射极电流为100μA时，γe＝260Ω。

一般，表示晶体管高频特性指数的过渡频率f_T，随发射极电流I_E有图3所示的变化。若选用较大的发射极电流I_E，则过渡频率f_T变大，高频特性变好。

如果积分增益由发射极电阻γe来决定，则过渡频率f_T变小。

因此，在本发明中，采用电阻R₁、R₂及晶体管Q₃、Q₄，使晶体管Q₁、Q₂经常在使得过渡频率变大的发射极电流下工作。而且，把电阻R₁、R₂的阻值选得与R_E的阻值相等，把阻值R_E选得比发射极电阻γe充分大，则（3）式大致可用下式来表示：

……（5）

即积分增益由电阻R₁、R₂及分流比K来决定。当电容器C的容量或电阻R_E的阻值产生误差，积分增益发生变化时，通过控制加到控制端子T₂上的控制电压Vc，来控制流经晶体管Q₄集电极的信号电流的分流比K，得到期望的积分增益。还有，因为采用电阻R_E，扩大了对于输入信号的动态范围，电路对于失真和杂音的特性变好。

另外，即使送到端子T₈上的偏置电压V_B1有变动，但是因为分流比K在变化，所以，还能利用送到端子T₈上的电压V_B1来控制积分增益。

把本发明放大电路用为积分电路的另一个实施例示于图4。晶体管Q₁₀、Q₁₁、Q₁₂、Q₁₃及恒流源A₃构成直流电平移动式射极跟随器。把电容器C的积分输出通过端子T₄加到晶体管Q₁₀的基极上，从其发射极即从端子T₉作为输出信号Vout取出。另一方面，输出信号Vout也通过晶体管Q₁₁、Q₁₂、Q₁₃加到接于晶体管Q₂基极上的端子T₂上，构成负反馈电路。

因此，图4电路的传递函数H₂（S）为：

……（6）

图4电路是截止频率为ω_c的低通滤波器，

……（7）

而且，在这种情况下，电容器C及电阻R_E的误差，由控制分流比K而正确地加以消除。还有，即使电容器C及电阻R_E的值较小、通过选择小的分流比K，可使截止频率ω_c降低。在IC（集成电路）中作成截止频率较低的滤波器是困难的，但是由图2、图4所示的积分电路，如果采用容量小的电容器C和阻值小的电阻R₁、R₂也能作成截止频率低的滤波器，所以，容易在IC中作成。

把本发明放大电路用为高通滤波器的实施例示于图5。把输入信号Vin通过端子T₅加到负载电容器C上，电容器C的另一端接于晶体管Q₄的集电极上。把接于晶体管Q₁基极上的端子T₁接到偏置电压V_B3上。这个电路的传递函数H₃（s）可用下式来表示：

〈＆＆〉……（8）

图5的电路为高通滤波器。

把本发明放大电路用于移相电路的实施例示于图6。该电路中，晶体管Q₁的集电极与负载电阻R₃相连的同时，与晶体管Q₉的基极相连。恒流源A₄接于晶体管Q₉的发射极上，晶体管Q₉构成发射极跟随器。而且，把与电容器C相连的端子T₅接于晶体管Q₉的发射极上。还有，晶体管Q₁₃的发射极通过端子T₂与晶体管Q₂基极相连的同时，与输出端子T₁₀相连，从输出端子T₁₀取出输出信号Vout。在晶体管Q₂集电极中流动的交流电流is为：

is＝/……（9）

由于电流is在电容器C中流动，在电容器C的两端得到电压。同时，在晶体管Q₁的集电极中有与电流is相位相反、大小相等的交流电流流动，该电流也流经负载电阻R₃。而且，从电阻R₃的端子上取出电压，该电压通过晶体管Q₉和电容器C，和上述电容器C的端电压相加。相加后的信号，通过晶体管Q₁₀、Q₁₁、Q₁₂、Q₁₃从端子T₁₀作为输出信号Vout取出的同时，也加到晶体管Q₂的基极上，构成负反馈电路。此处，若把信号的角频率取为ω，则输出信号Vout可用（10）式来表示：

Vout＝kis/jωc-R₃is＝kis/SC-R₃is ……（10）

由（9）、（10）式，该电路的传递函数H₄（s）为：

〈＆＆〉……（11）

此处，R₃/（2γe+R₁+R₂）表示作为负载电阻R₃端电压的取出信号的增益，若把该值选为0.5，则（11）式中分母和分子的大小相等。即电路的增益变为1而与输入信号的频率无关，图6所示的电路为只有输出信号的相位随频率而发生变化的移相电路。

此处，从上述电阻R₃上取出信号的增益，由R₁、R₂、R₃来决定，因此，若把电阻R₁、R₂的值也选得比发射极电阻γe的值充分大，另外，若把电阻R₁、R₂的值选得与R_E的值相等，则（11）式大致可用下式来表示：

〈＆＆〉……（12）

在IC中作成该移相电路时，即使电容器C和电阻R_E的值产生误差，通过控制送到控制端子T₃上的控制电压Vc，来控制流经晶体管Q₄的集电极信号电流的分流比，也能把K/（C·2R_E）的值控制为常数。

另外，由于在同一IC（集成电路）芯片上作成多个电阻时其阻值之比几乎不产生误差，因此，作为电阻R₃端电压的取出信号的增益R₃/（2·R_E）的值几乎不变。

即如果根据本实施例，在IC中作成图6所示的电路时，即使电容器和电阻的值产生误差，通过控制晶体管Q₃、Q₄电流的分流比K，也能补偿这种误差，恒流源A₁的电流值可选为任意值。因此，可选择恒流源A₁的电流值，使晶体管Q₁、Q₂的过渡频率f_T如图3所示而变大，晶体管Q₁、Q₂的高频特性变好。

还有，在图1所示电路中，若晶体管Q₄、Q₅为理想电流源，则从输出端子T₄看入晶体管Q₅、Q₄的输出电阻γc是无穷大。但实际情况是集电极电流越大，晶体管Q₄、Q₅的输出电阻γc就越小，特别是在集成化的晶体管中，NPN型晶体管Q₄的输出电阻选得大时，PNP型晶体管Q₅的输出电阻就小，为几百KΩ到几十KΩ。此时，在低于由输出电阻γc和负载电容器C的乘积所决定频率的范围，从端子T₄取出的输出信号Vout在衰减，避免了原来电路工作状态的不应有情况。在这种情况下，可采用以下所示的电路。

图1所示本发明放大电路的改进电路示于图7。在图7电路中，采用与晶体管Q₅构成共射共基连接的晶体管Q₂₁，即晶体管Q₄的集电极接于晶体管Q₂₁的集电极上。晶体管Q₂₁的基极接于偏置电压VB₄上，晶体管Q₂₁的发射极接于晶体管Q₅的集电极上，两者构成共射共基连接。晶体管Q₅的基极接于晶体管Q₆的基极和集电极上，构成电流密勒电路，与晶体管Q₆的集电极电流大致相等的电流在晶体管Q₅的集电极中流动，并且在晶体管Q₂₁的集电极中有大致恒定的电流流动。若晶体管Q₂₁的输出电阻为γc，电流放大系数为hfe，由于晶体管Q₅和Q₂₁为共射共基连接，则从输出端子T₄向晶体管Q₂₁看入的阻抗Z₀大致可用下式来表示：

Z₀＝hfe·γe

因此，作为负载电流源，由于采用了共射共基连接的PNP型晶体管Q₂₁，使输出阻抗增大到晶体管Q₂₁本身输出电阻γc的hfe倍。

图2所示积分电路的改进实例示于图8。在该电路中，采用与晶体管Q₅构成共射共基连接的晶体管Q₂₁。在该电路中，作为积分电路的负载电流源，由于采用了共射共基连接的PNP型晶体管Q₂₁，使输出阻抗也增大到晶体管Q₂₁输出电阻γc的hfe倍。其结果是，当晶体管Q₄的输出电阻比晶体管Q₂₁的输出电阻也充分大时，积分电路的低频工作范围也增大到hfe倍。

图4所示低通滤波器电路的改进实例示于图9。在该电路中，晶体管Q₂₁与晶体管Q₅也构成共射共基连接。在该电路中，输出阻抗也增大到hfe倍。

图5所示高通滤波器的改进实例示于图10。在该电路中，晶体管Q₂₁与晶体管Q₅也构成共射共基连接。

图6所示移相电路的改进电路示于图11。在该电路中，晶体管Q₂₁与晶体管Q₅也构成共射共基连接。

图4、图9所示低通滤波器的应用例示于图12、图13。图12所示电路中，采用了两组图4所示的电路。图13所示电路中，采用了两组图9所示的电路。图12中，利用晶体管Q₁₀₁、Q₁₀₂、Q₁₀₃、Q₁₀₄、Q₁₀₅、Q₁₁₀、Q₁₁₁、Q₁₁₂、Q₁₁₃，电流源A₁₀₁、A₁₀₂，电阻R₁₀₁、Q₁₀₂及电容器C₁₀₀构成第一组低通滤波器;利用晶体管Q₂₀₁、Q₂₀₂、Q₂₀₃、Q₂₀₄、Q₂₀₅、Q₂₁₀、Q₂₁₁、Q₂₁₂、Q₂₁₃，电流源A₂₀₁、A₂₀₁及电容器C₂₀₀构成第二组低通滤波器。图13中，第一组低通滤波器中还利用了晶体管Q₁₂₁，第二组低通滤波器中还利用了晶体管Q₂₂₁。图12、图13中，在晶体管Q₁₀₃、Q₁₀₄及晶体管Q₂₀₃、Q₂₀₄中流动电流的分流比K，根据送到端子T₃上的控制电压而变化，把偏置电压V_B5送到端子T₃上。

把图12、图13所示电路一般化以后的方框图，示于图14。图14中，系数电路51、52、53接于输入端子T₁₁上，运算电路54、55、56分别接于系数电路51、52、53上。积分电路100接于运算电路54和运算电路55之间，积分电路200接于运算电路55和运算电路56之间。而且，输出端子T₁₂接于运算电路54、55、56上。若积分电路100和200的积分增益为G₁和G₂，系数电路51、52和53的系数为C、b和a，则图14电路的传递函数H₅（s）可用下式来表示：

〈＆＆〉……（13）

根据系数a、b、c的值，图14的电路可成为低通、高通或带通滤波器。

在图12、图13所示电路中，积分电路100由第一组低通滤波器构成，积分电路200由第二组低通滤波器构成。并且，系数电路51、52、53的系数c、b、a选为a＝0，b＝0和c＝1。因此，从（13）式，图12、图13所示电路的传递函数H₆（s）为：

〈＆＆〉……（14）

图12、图13所示电路呈现出二阶低通特性。

此处，电阻R₁₀₁和R₁₀₂的阻值为R_E1，电阻R₂₀₁和R₂₀₂的阻值为R_E2。另外，晶体管Q₉是为了使晶体管Q₆更正确地完成电流密勒工作而采用的，它是基极电流补偿晶体管。

如上所述，根据本发明，就能提供适用于低通滤波器、高通滤波器、移相电路等有源滤波器，并在集成电路中能够容易作成的放大电路。

Claims

1、一种放大器，包括：

第一差动放大器电路，该电路包括第一和第二输入端子、第一和第二晶体管、连接到所述第一晶体管的发射极的第一电阻器、连接到所述第二晶体管的发射极的第二电阻器、和连接到所述第一和第二电阻器使电流（I₀）流过其中的第一电流源，该放大器的特征在于，它还包括：

第二差动放大器电路，该电路包括第三和第四晶体管，供分流流过所述第二晶体管的电流之用，所述诸晶体管的各发射极接到所述晶体管的集电极;

一电容器C，其一端连接到所述第四晶体管的集电极，另一端连接到一端子上;

若干控制电压输入端子，连接到所述第二差动放大器上供接收控制电压V_C以确定通过所述第三和第四晶体管的电流的电流分流比值K;

一电流密勒电路，包括第五和第六晶体管，各晶体管的发射极和基极各自并联互连，所述第五晶体管的集电极接到所述第四晶体管的集电极;和

第三差动放大器电路，该电路包括第七和第八晶体管和连接到所述第七和第八晶体管的发射极以提供电流（大致等于I₀/2）的第二电流源，其中所述第八和第六晶体管的集电极彼此互连，所述第七和第三晶体管的基极彼此互连，且所述第八和第四晶体管的基极彼此互连。

2、根据权利要求1的放大器，其特征在于，所述端子上加有输入信号，所述端子上还加有偏压（V_B2），且所述连接到所述电容器的端子系连接到一电源端子或接地端子上。

3、根据权利要求1的放大器，其特征在于，该放大器还包括一负反馈电路，该电路包括：

第十晶体管，其基极连接到所述第四晶体管的集电极;和

第十一晶体管，连接在所述第十晶体管的发射极与所述第一差动放大器电路的第二输入端之间。

4、根据权利要求3的放大器，其特征在于，所述连接到所述电容器的端子系连接到所述电源端子或接地端子上，且所述输入端子上加有输入信号Vin。

5、根据权利要求3的放大器，其特征在于，输入信号Vin加到所述连接到所述电容器的端子，所述端子上还加有偏压V_B3。

6、根据权利要求3的放大器，其特征在于，该放大器还包括：

第三电阻器，连接在所述第一晶体管的集电极与所述电源端子之间;和

第九晶体管，其基极连接到所述晶体管的集电极，其集电极连接到所述电源端子，其发射极连接到所述端子上。

7、根据权利要求1的放大器，其特征在于，该放大器还包括一晶体管，该晶体管的发射极连接到所述第五晶体管的集电极，集电极连接到所述第四晶体管的集电极，基极则适宜接收偏压V_B4。