CN100459386C - 直流电源供给装置及其驱动方法及半导体集成电路装置 - Google Patents

直流电源供给装置及其驱动方法及半导体集成电路装置 Download PDF

Info

Publication number
CN100459386C
CN100459386C CNB2004100749172A CN200410074917A CN100459386C CN 100459386 C CN100459386 C CN 100459386C CN B2004100749172 A CNB2004100749172 A CN B2004100749172A CN 200410074917 A CN200410074917 A CN 200410074917A CN 100459386 C CN100459386 C CN 100459386C
Authority
CN
China
Prior art keywords
mentioned
circuit
switch element
voltage
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CNB2004100749172A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1592060A (zh
Inventor
松尾正浩
新田升一
加藤智成
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Ricoh Microelectronics Co Ltd
Original Assignee
Ricoh Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Ricoh Co Ltd filed Critical Ricoh Co Ltd
Publication of CN1592060A publication Critical patent/CN1592060A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN100459386C publication Critical patent/CN100459386C/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)

Abstract

本发明涉及直流电源供给装置及其驱动方法，以及半导体集成电路装置。将来自开关稳压器1和串联稳压器2的电压进行切换，向输出端供给直流电压。在开关稳压器1中，第一开关元件11和电感线圈L1串列连接在Vdd和输出端之间，同步整流用的第二开关元件连接在第一开关元件与电感线圈L1的交点和接地之间。设有用于驱动第一开关元件11的第一驱动电路13，用于驱动第二开关元件12的第二驱动电路14，用于控制第一，第二驱动电路的控制电路20。控制电路20向驱动电路输出控制信号，根据控制信号进行控制，起动开关稳压器时，在第一开关元件接通前，使得第二开关元件保持断开状态。能避免开关稳压器刚起动后发生的CPU复位或误动作。

Description

直流电源供给装置及其驱动方法及半导体集成电路装置
技术领域
本发明涉及用于各种电子机器等电源的直流电源供给装置，涉及使得降压型开关稳压器(switching regulator)和串联稳压器(series regulator)切换动作的直流电源供给装置。更具体地说，涉及使用以下降压型开关稳压器的直流电源供给装置：与开关稳压器的开关周期不同步，输入带控定时信号(sleep signals)，当由于该带控定时信号使得开关稳压器动作从停止状态设为起动状态时，通过使得带控定时信号与开关周期同步，能防止发生过电流或过调节电压。
背景技术
近年，作为例如携带电话或数字式照相机等以电池为电源的携带设备的电源电路，广泛使用非绝缘型的降压型开关稳压器(以下简记为“开关稳压器”)，其使用电感线圈，效率高，且能小型化。
开关稳压器在定额负载时效率高，但是，开关稳压器本身的消耗电流比较多，设备在待机状态或带控定时模式场合，效率明显低下。因此，提出了直流稳压电源装置，待机状态或带控定时模式(sleep mode)场合，停止开关稳压器动作，将电池电压直接供给设备电路，或者切换到以低消耗电流动作的串联稳压器。根据供给电源的负载大小等，使得开关稳压器和串联稳压器切换动作，降低消耗电力(例如特开2003-216247号公报)。
待机状态或带控定时模式场合，停止开关稳压器动作，切换到以低消耗电流动作的串联稳压器，图5表示这种直流电源供给装置。图5表示以往的直流电源供给装置的电路图，该直流电源供给装置根据负载大小等，使得开关稳压器1和以低消耗电流动作的串联稳压器2切换动作。图6是图5所示开关稳压器电路动作的时间图。
电感线圈L1连接在开关稳压器1的DC-DC变压器10的端子LX和输出端Vout之间，电容器C1连接在输出端Vout和接地GND之间。从输出端Vout向负载供给电力。另外，从串联稳压器2的输出端VRout向负载供给电力。电感线圈L1和电容器C1构成平滑电路，电容器C1还具有使得串联稳压器2的输出电压稳定的作用。直流电源(没有图示)连接在DC-DC变压器10的电源端Vdd和GND之间。同样，直流电源(没有图示)还连接在串联稳压器2的电源端Vdd和GND之间。设备处于待机状态或带控定时模式等低消耗电流动作场合，从作为负载的设备本体(没有图示)进行控制，使得开关稳压器1和串联稳压器2切换动作。
开关稳压器1包括具有用于接收电源电压Vdd的输入端的第一开关元件11，同步整流用的第二开关元件12，电感线圈L1，电容器C1，用于驱动第一开关元件11的Pch驱动电路13，用于驱动第二开关元件12的Nch驱动电路14。
Pch驱动电路13由三输入“或非”电路(NOR)13a以及反相器(INV)13b构成。
Nch驱动电路14由三输入“与非”电路(NAND)14a以及反相器(INV)14b构成。
该开关稳压器1包括：
两个串联电阻R1，R2，输出与输出电压Vout成正比的电压；
第三开关元件21，带控定时期间断开流过上述电阻的电流；
数字-模拟变换器(DAC)16，生成基准电压Vref：
运算放大电路(AMP)17，电压A与输出电压Vout成正比，该运算放大电路放大上述电压A与基准电压Vref的差分；
振荡电路(OSC)15，输出三角形波；
比较电路(CMP)18，比较运算放大电路17的输出电压和三角形波电压，输出方形波；
控制电路20，输入从设备本体(没有图示)给与的带控定时信号SLPb，输出控制信号，控制开关稳压器1的起动及停止。
比较电路18的输出，以及来自控制电路20的第二起动信号DRV分别输入到三输入“或非”电路13a，同时也输入到三输入“与非”电路14a。电压NLS供给第二开关元件12的栅极，同时，该电压NLS也输入到三输入“或非”电路13a。电压PHS供给第一开关元件11的栅极，同时，该电压PHS也输入到三输入“与非”电路14a。
并且，Pch驱动电路13以及Nch驱动电路14输入比较电路18的输出，以及控制信号DRV，控制第一开关元件11和第二开关元件12的接通/断开。
如上所述，设有串联稳压器(VR)2，当上述开关稳压器1停止期间，向负载供给电力，串联稳压器2的输出端VRout与开关稳压器1的输出端Vout连接。
下面参照图6的时间图，说明图5的电路动作。
区间1的带控定时信号SLPb为低电平期间，即带控定时期间，控制电路20使得作为芯片起动信号的第一起动信号ANA和第二起动信号DRV都为高电平。第一起动信号ANA与数字-模拟变换器(DAC)16和振荡电路(OSC)15的芯片起动端CE连接。第一起动信号ANA为高电平期间，上述两电路15，16都停止动作，数字-模拟变换器(DAC)16输出0V，振荡电路(OSC)15输出电源电压Vdd。
在区间2，带控定时信号SLPb为高电平，即解除带控定时模式，成为定额模式动作，控制电路20马上使得第一起动信号ANA为低电平。第一起动信号ANA成为低电平，则数字-模拟变换器(DAC)16产生基准电压Vref。振荡电路(OSC)15输出三角形波。
控制电路20接收来自振荡电路(OSC)15的三角形波，在控制电路20内生成与三角形波同步的同步信号SETb。与解除带控定时模式后最初生成的同步信号SETb的后沿同步，第二起动信号DRV成为低电平，进入区间3。
在区间1，2中，第二起动信号DRV为高电平期间，其信号通过三输入“或非”电路13a，反相器(INV)13b，第一开关元件11的栅极电压PHS保持高电平，断开第一开关元件11。通过反相器(INV)19，三输入“与非”电路14a，反相器(INV)14b，第二开关元件12的栅极电压NLS保持低电平，断开第二开关元件12，开关稳压器1为停止状态。
在区间3，若第二起动信号DRV成为低电平，则三输入“或非”电路13a和三输入“与非”电路14a都成为开路状态。由于三输入“或非”电路13a和三输入“与非”电路14a的输入端与比较电路(CMP)18连接，因此，从比较电路(CMP)18输出的方形波通过三输入“或非”电路13a施加到第一开关元件11的栅极PHS上，同时，从比较电路(CMP)18输出的方形波通过三输入“与非”电路14a施加到第二开关元件12的栅极NLS上，开关稳压器1开始动作。
但是，当开关稳压器1处于停止状态期间，串联稳压器(VR)2的输出电压VRout施加在开关稳压器1的输出端Vout上。第三开关元件21处于断开状态，因此，运算放大电路(AMP)17的倒相输入电压A与串联稳压器(VR)2的输出电压VRout相等，比从数字-模拟变换器(DAC)16输出的基准电压Vref高。
第二起动信号DRV变化为低电平，该信号通过反相器(INV)19，施加到第三开关元件21的栅极上，接通第三开关元件21，电阻R2一端与GND连接，降低运算放大电路(AMP)17的倒相输入电压A。但是，第二起动信号DRV刚变化为低电平后，运算放大电路(AMP)17的倒相输入电压A成为此基准电压Vref高的电压，因此，运算放大电路(AMP)17的输出仍保持低电平。结果，比较电路(CMP)18的输出成为高电平。
第二起动信号DRV成为低电平，因此，三输入“或非”电路13a和三输入“与非”电路14a成为开路。在该状态下，若比较电路(CMP)18的输出成为高电平，则第一开关元件11的栅极电压PHS保持高电平状态，三输入“或非”电路13a的三输入都成为高电平，使得第二开关元件12的栅极电压NLS从低电平变化到高电平。
结果，第二开关元件12接通，输出端Vout通过电感线圈L1短路，输出端Vout的电压迅速低下。因此，存在与输出端Vout连接的负载设备的CPU等装置复位的问题。
发明内容
本发明就是为解决上述先有技术所存在的问题而提出来的，本发明的目的在于，提供能避免开关稳压器刚起动后的CPU的复位或误动作的直流电源供给装置及其驱动方法，以及设有该直流电源供给装置的半导体集成电路装置。
为了实现上述目的，本发明提出以下方案：
(1)一种直流电源供给装置，对两个系统进行切换，从其中一个系统输出直流电压，供给输出端，至少一个系统由开关稳压器构成，该开关稳压器包括：
第一开关元件及电感线圈，串列连接在用于接收输入电压的输入端和输出端之间；
同步整流用的第二开关元件，连接在上述第一开关元件与电感线圈的交点和接地之间；
其中，开关稳压器将上述输入电压变换成预先设定的电压输出，上述电压变换通过以下方法实现：在第一开关元件断开期间，将第一开关元件接通期间蓄积在上述电感线圈中的能量，通过上述第二开关元件释放；
上述开关稳压器起动时，在上述第一开关元件接通前，使得上述第二开关元件保持断开状态。
(2)在上述(1)的直流电源供给装置中，其特征在于：
进一步包括：
第一驱动电路，用于驱动上述第一开关元件；
第二驱动电路，用于驱动上述第二开关元件；
控制电路，用于控制上述第一驱动电路和第二驱动电路；
上述控制电路输出对上述第一驱动电路和第二驱动电路的控制信号，根据该控制信号实行控制，起动上述开关稳压器时，在上述第一开关元件接通前，使得上述第二开关元件保持断开状态。
(3)在上述(2)的直流电源供给装置中，其特征在于，上述控制电路根据带控定时信号输出控制信号，起动或停止上述开关稳压器。
(4)在上述(2)或(3)的直流电源供给装置中，其特征在于，上述控制信号通过门闩部送向上述第一驱动电路和第二驱动电路。
(5)在上述(4)的直流电源供给装置中，其特征在于：
上述控制信号通过上述门闩部施加在上述第二开关元件的控制极上；
上述门闩部锁存从上述控制信号得到的信号，该信号使得上述开关稳压器为停止状态，上述第二开关元件保持断开状态；
根据上述第一开关元件接通的信号，解除上述门闩部。
(6)在上述(5)的直流电源供给装置中，其特征在于，上述用于解除上述门闩部的接通上述第一开关元件的信号是上述第一开关元件的门信号。
(7)在上述(4)-(6)中任一个所述的直流电源供给装置中，其特征在于：
进一步包括：
第一装置，用于输出与输出电压成正比的电压；
第三开关元件，用于带控定时期间断开流过上述第一装置的电流；
基准电压生成装置，用于生成基准电压；
运算放大电路，对与输出电压成正比的电压和基准电压的差分进行放大；
振荡电路，用于切换上述开关稳压器；
比较器，比较运算放大电路的输出电压和振荡电路的电压，输出方形波；
其中，将来自比较器的输出以及来自控制电路的控制信号供给第一驱动电路；
将来自比较器的输出，以及对来自控制电路的控制信号在上述门闩部进行锁存的信号供给第二驱动电路。
(8)在上述(7)的直流电源供给装置中，其特征在于，上述门闩部包括：
第一“或非”电路，输入上述第一开关元件的门信号以及上述控制信号；
门闩电路，上述第一“或非”电路的输出供给该门闩电路；
反相器，来自上述门闩电路的信号供给该反相器；
第二“或非”电路，输入上述反相器的输出以及上述控制信号。
(9)在上述(8)的直流电源供给装置中，其特征在于，上述门闩电路由两个“或非”电路构成。
(10)在上述(8)的直流电源供给装置中，其特征在于，上述门闩电路由D触发器构成。
(11)一种直流电源供给装置的驱动方法，直流电源供给装置对两个系统进行切换，从其中一个系统输出直流电压，供给输出端，该驱动方法包括以下步骤：
提供第一开关元件，第二开关元件及电感线圈；
以一开关稳压器构成上述两个系统中的至少一个，将上述第一开关元件和电感线圈串列连接在用于接收输入电压的输入端和输出端之间，上述同步整流用的第二开关元件连接在上述第一开关元件与电感线圈的交点和接地之间；
控制上述开关稳压器，将上述输入电压变换成预先设定的电压输出，上述电压变换通过以下方法实现：在第一开关元件断开期间，将第一开关元件接通期间蓄积在上述电感线圈中的能量，通过上述第二开关元件释放；
上述开关稳压器起动时，在上述第一开关元件接通前，使得上述第二开关元件保持断开状态。
(12)一种半导体集成电路装置，用于直流电源供给装置，包括开关稳压器和串联稳压器，该直流电源供给装置将来自开关稳压器的电压和来自串联稳压器的电压进行切换，向输出端供给直流电压，上述开关稳压器包含DC-DC变压器部，该DC-DC变压器部设有：第一开关元件；同步整流用的第二开关元件，设在上述第一开关元件和接地之间；第一驱动电路，用于驱动上述第一开关元件；第二驱动电路，用于驱动上述第二开关元件；控制电路，用于控制上述第一驱动电路和第二驱动电路；
其中，上述控制电路进行控制，以使上述开关稳压器将输入电压变换成预先设定的电压输出，上述电压变换通过以下方法实现：在第一开关元件断开期间，将第一开关元件接通期间蓄积在上述稳压器的电感线圈中的能量，通过上述第二开关元件释放；
上述开关稳压器起动时，在上述第一开关元件接通前，使得上述第二开关元件保持断开状态。
按照本发明的直流电源供给装置，直流电源供给装置的驱动方法，以及半导体集成电路装置，开关稳压器起动时，在第一开关元件接通前，使得第二开关元件保持断开状态，因此，不会发生在开关稳压器开始正常动作前上述第二开关元件接通导致输出电压低下的不良状态。
按照本发明的直流电源供给装置，直流电源供给装置的驱动方法，以及半导体集成电路装置，开关稳压器起动时，在第一开关元件最初接通前，不接通同步整流用的第二开关元件，因此，不会发生刚起动后输出电压低下，能避免因输出电压低下而引起的CPU的复位或误动作。
附图说明
图1表示本发明实施例涉及的直流电源供给装置的电路图，待机状态或带控定时模式场合，停止开关稳压器动作，切换到以低消耗电流动作的串联稳压器；
图2表示本发明实施例1涉及的直流电源供给装置的电路图，待机状态或带控定时模式场合，停止开关稳压器动作，切换到以低消耗电流动作的串联稳压器；
图3表示图2所示开关稳压器电路的时间图；
图4表示本发明实施例2涉及的直流电源供给装置的电路图，待机状态或带控定时模式场合，停止开关稳压器动作，切换到以低消耗电流动作的串联稳压器；
图5表示以往的直流电源供给装置的电路图，根据负载大小，切换开关稳压器1或以低消耗电流动作的串联稳压器2使其动作；
图6表示图5所示开关稳压器电路动作的时间图。
具体实施方式
下面参照附图，详细说明本发明实施例。
图1表示本发明实施例涉及的直流电源供给装置的电路图，待机状态或带控定时模式场合，停止开关稳压器动作，切换到以低消耗电流动作的串联稳压器。与以往技术的图5相同部分标以同一符号，说明从略。
如图1所示，在本发明中，从两个系统，根据负载大小切换电压，供给输出端Vout。在本实施例中，一个系统是开关稳压器1，另一个系统是串联稳压器2。
在降压型开关稳压器1的DC-DC变压器10的输入端即提供电源电压Vdd的端部和输出端Vout之间，串列连接P沟道型(以下简记为“Pch”)MOS构成的第一开关元件11和电感线圈L1。第一开关元件11和电感线圈L1的交点与接地GND之间，连接由同步整流用的N通道型(以下简记为“Nch”)MOS构成的第二开关元件12。
电容器C1连接在输出端Vout和接地GND之间。从输出端Vout向负载供给电力。另外，从串联稳压器2的输出端VRout也向负载供给电力。电感线圈L1和电容器C1构成平滑电路，电容器C1还具有使得串联稳压器2的输出电压VRout稳定的作用。
开关稳压器1包括用于驱动第一开关元件11的Pch驱动电路13，以及用于驱动第二开关元件12的Nch驱动电路14。
Pch驱动电路13由三输入“或非”电路(NOR)13a以及反相器(INV)13b构成。
Nch驱动电路14由三输入“与非”电路(NAND)14a以及反相器(INV)14b构成。
该开关稳压器1设有：
两个串联电阻R1，R2，输出与输出电压Vout成正比的电压；
第三开关元件21，由NchMOS构成，带控定时期间断开流过上述电阻的电流。
从两个串联电阻R1，R2输出的与输出电压Vout成正比的电压A供给运算放大电路(AMP)17的一方。数字-模拟变换器(DAC)16生成基准电压Vref，从数字-模拟变换器(DAC)16的输出供给运算放大电路(AMP)17的另一方。运算放大电路(AMP)17放大上述电压A与基准电压Vref的差分输出，供给比较电路(CMP)18的一方。振荡电路(OSC)15输出三角形波，比较电路(CMP)18比较运算放大电路17的输出电压和三角形波电压，输出方形波。从比较电路(CMP)18的输出供给Pch驱动电路13及Nch驱动电路14。
在控制电路20，输入带控定时信号SLPb，输出控制信号，控制开关稳压器1的起动及停止。
此较电路18的输出，以及来自控制电路20的控制信号分别输入到Pch驱动电路13，同时也输入到Nch驱动电路14，用于控制第一开关元件11以及第二开关元件12的接通/断开。
开关稳压器1将输入电压Vdd变换成预先设定的电压输出，上述电压变换通过以下方法实现：在第一开关元件11断开期间，将第一开关元件11接通期间蓄积在电感线圈L1中的能量，通过同步整流用的第二开关元件12释放。
根据输入到控制电路20的带控定时信号SLPb，控制电路20输出实行开关稳压器1起动或停止的控制信号DRV。在本发明中，当通过上述控制信号DRV，起动开关稳压器1场合，在接通第一开关元件11前，使得第二开关元件12保持断开状态。因此，在本实施例中，从Pch驱动电路13的输出保持在门闩部3，控制Nch驱动电路14。即，从Pch驱动电路13的输出被输入到“或非”电路(NOR)31，将“或非”电路(NOR)31的输出锁存在门闩电路3a，门闩电路3a的输出通过反相器(INV)32输入到“或非”电路(NOR)33的一方。控制信号DRV输入到上述“或非”电路(NOR)33的另一方。并且，“或非”电路(NOR)33的输出供给Nch驱动电路14的三输入“与非”电路(NAND)14a。
控制信号DRV通过门闩部3施加在第二开关元件12的控制极上，门闩部3起着以下作用：锁存控制信号DRV使得上述降压型开关稳压器1为停止状态的信号，保持第二开关元件12为断开状态。并且，通过第一开关元件11接通信号，门闩部3得到解除。
结果，起动开关稳压器1场合，在接通第一开关元件11前，第二开关元件12保持断开状态。因此，在开关稳压器1开始正常动作前，不会发生第二开关元件12接通导致输出电压低下。
在上述图1所示直流电源供给装置中，也可以使得DC-DC变压器10和串联稳压器搭载在一个半导体集成电路装置100中，以外部元件构成电感线圈L1和电容器C1。
实施例1
图2表示本发明实施例1涉及的直流电源供给装置的电路图，待机状态或带控定时模式场合，停止开关稳压器动作，切换到以低消耗电流动作的串联稳压器，图3表示图2所示开关稳压器电路的时间图。与上述图1以及以往技术的图5相同部分标以同一符号，说明从略。
与图5所示电路不同，在第二起动信号DRV和三输入“与非”电路(NAND)之间，插入由逻辑电路构成的门闩部3，上述逻辑电路由“或非”电路(NOR)31，构成门闩电路3a的两个“或非”电路(NOR)34，35，反相器(INV)32，“或非”电路(NOR)33构成。即，本实施例1用两个“或非”电路(NOR)34，35构成图1所示的门闩电路3a。
第二起动信号DRV和第一开关元件11的栅极信号PHS输入门闩部3，门闩部3的输出被输入到三输入“与非”电路(NAND)14a，而在图5所示的先有技术电路中，在三输入“与非”电路(NAND)14a的相应输入位置，与第二起动信号DRV相连接。
也就是说，第一开关元件11的栅极信号PHS输入“或非”电路(NOR)31的一方，“或非”电路(NOR)33的输出供给上述“或非”电路(NOR)31的另一方。并且，该“或非”电路(NOR)31的输出供给上述构成门闩电路3a的“或非”电路(NOR)34的一方。第二起动信号DRV输入上述构成门闩电路3a的“或非”电路(NOR)35的一方，上述“或非”电路(NOR)34的输出供给该“或非”电路(NOR)35的另一方。“或非”电路(NOR)35的输出供给上述“或非”电路(NOR)34的另一方。“或非”电路(NOR)35的输出通过反相器(INV)32，输入“或非”电路(NOR)33的一方，第二起动信号DRV输入上述“或非”电路(NOR)33的另一方。
下面参照图3的时间图，说明图2的电路动作。
带控定时信号SLPb从低电平变化到高电平，第一起动信号ANA和第二起动信号DRV输出的过程与上述对先有技术说明内容完全相同。即，区间1的带控定时信号SLPb为低电平期间，控制电路20使得第一起动信号ANA和第二起动信号DRV都为高电平。第一起动信号ANA为高电平期间，上述两电路15，16都停止动作，数字-模拟变换器(DAC)16输出0V，振荡电路(OSC)15输出电源电压Vdd。
在区间2，若带控定时信号SLPb为高电平，则控制电路20马上使得第一起动信号ANA为低电平。若第一起动信号ANA成为低电平，则数字-模拟变换器(DAC)16产生基准电压Vref。另外，振荡电路(OSC)15输出三角形波。
在控制电路20内，生成与三角形波同步的同步信号SETb。与解除带控定时模式后最初生成的同步信号SETb的后沿同步，第二起动信号DRV成为低电平，进入区间3。
第二起动信号DRV为高电平期间，通过“或非”电路(NOR)33，将低电平信号施加在三输入“与非”电路(NAND)14a的输入端，第二开关元件12的栅极电压NLS成为低电平，第二开关元件12保持断开状态。通过反相器(INV)22，断开第三开关元件21。
第二起动信号DRV还被连接到构成门闩电路3a的“或非”电路(NOR)35的一方的输入端，因此，“或非”电路(NOR)35的输出为低电平。该信号在反相器(INV)32被倒相输入“或非”电路(NOR)33，“或非”电路(NOR)33的输出为低电平。
如上所述，若“或非”电路(NOR)33的输出为低电平，则第二开关元件12保持断开状态。即使第二起动信号DRV成为低电平，门闩电路3a的“或非”电路(NOR)35的输出保持低电平，因此，第二开关元件12保持断开状态。
这样，如上所述，“第二起动信号DRV刚成为低电平后，第二开关元件12接通，导致输出电压Vout低下”这种先有技术所存在的问题得到解消。
第二起动信号DRV成为低电平，通过反相器(INV)22，使得第三开关元件21接通，输出电压检测电阻R2一端接地，则运算放大电路(AMP)17的倒相输入电压A低下。通常，将串联稳压器2的输出电压VRout设定为此开关稳压器1的输出电压Vout低若干，因此，运算放大电路(AMP)17的倒相输入电压A比从数字-模拟变换器(DAC)16输出的基准电压Vref低。
于是，运算放大电路(AMP)17的输出成为高电平，比施加到比较器(CMP)18的非倒相输入端子上的三角形波电压高，因此，比较器(CMP)18的输出为低电平。结果，三输入“或非”电路(NOR)13a的输入全部成为低电平，三输入“或非”电路(NOR)13a的输出成为高电平，在反相器(INV)13b被反相，第一开关元件11的栅极PHS为低电平，第一开关元件11接通。
第一开关元件11的栅极PHS与门闩部3的“或非”电路(NOR)31的一方的输入端连接。“或非”电路(NOR)31的另一方的输入端与“或非”电路(NOR)33的输出端连接。
如上所述，通过接收到门闩电路3a的“或非”电路(NOR)35的输出，“或非”电路(NOR)33的输出成为低电平，因此，若第一开关元件11的栅极PHS为低电平，则“或非”电路(NOR)31的输出成为高电平。该信号施加到门闩电路3a的“或非”电路(NOR)34的输入端，因此，门闩电路3a的输出倒相，“或非”电路(NOR)34的输出成为低电平，“或非”电路(NOR)35的输出成为高电平。“或非”电路(NOR)35的输出在反相器(INV)32被反相，施加到“或非”电路(NOR)33的一方的输入端。“或非”电路(NOR)33的另一方的输入端与第二起动信号DRV连接，因此，“或非”电路(NOR)33的两输入为低电平，“或非”电路(NOR)33的输出端成为高电平。该信号使得三输入“与非”电路(NAND)14a的门打开，使得从比较器(CMP)18的输出送来的方形波信号通过，开关稳压器1开始动作。
在上述图2所示的直流电源供给装置中，也可以使得DC-DC变压器10和串联稳压器搭载在一个半导体集成电路装置100中，以外部元件构成电感线圈L1和电容器C1。
实施例2
图4表示本发明实施例2涉及的直流电源供给装置的电路图，待机状态或带控定时模式场合，停止开关稳压器动作，切换到以低消耗电流动作的串联稳压器。
与图2所示电路不同，用D触发器3b构成门闩电路3a。电源电位Vdd供给D触发器3b的D端，“或非”电路(NOR)31的输出供给时钟端Ck。第二起动信号DRV供给D触发器3b的复位端R。D触发器3b的Q输出供给反相器(INV)32。
这样，通过用D触发器3b构成门闩电路，若“或非”电路(NOR)33的输出为低电平，则第二开关元件12保持断开状态。即使第二起动信号DRV成为低电平，D触发器3b的Q输出保持低电平，第二开关元件12保持断开状态。
这样，如上所述，“第二起动信号DRV刚成为低电平后，第二开关元件12接通，导致输出电压Vout低下”这种先有技术所存在的问题得到解消。
如上所述，第二起动信号DRV刚成为低电平后，通过接收到D触发器3b的Q输出，“或非”电路(NOR)33的输出成为低电平，因此，若第一开关元件11的栅极PHS为低电平，则“或非”电路(NOR)31的输出成为高电平。该信号施加到D触发器3b的时钟端Ck，D触发器3b的Q输出倒相，成为高电平。接着，D触发器3b的Q输出在反相器(INV)32被反相，施加到“或非”电路(NOR)33的一方的输入端。“或非”电路(NOR)33的另一方的输入端与第二起动信号DRV连接，因此，“或非”电路(NOR)33的两输入为低电平，“或非”电路(NOR)33的输出端成为高电平。该信号使得三输入“与非”电路(NAND)14a的门打开，使得从比较器(CMP)18的输出送来的方形波信号通过，开关稳压器1开始动作。
在上述图4所示的直流电源供给装置中，也可以使得DC-DC变压器10和串联稳压器搭载在一个半导体集成电路装置100中，以外部元件构成电感线圈L1和电容器C1。
从上述实施例可知，本发明的直流电源供给装置相对现有装置具有突出的优点，并且可以组装在各种电路或装置中。
例如，本发明的直流电源供给装置，可以对两个系统进行切换，从其中一个系统输出直流电压，供给输出端，至少一个系统包括开关稳压器。
该开关稳压器包括：
第一开关元件及电感线圈，串列连接在用于接收输入电压的输入端和输出端之间；
同步整流用的第二开关元件，连接在上述第一开关元件与电感线圈的交点和接地之间。
其中，开关稳压器将上述输入电压变换成预先设定的电压输出，上述电压变换通过以下方法实现：在第一开关元件断开期间，将第一开关元件接通期间蓄积在上述电感线圈中的能量，通过上述第二开关元件释放。这样，上述开关稳压器起动时，在上述第一开关元件接通前，使得上述第二开关元件保持断开状态。
再有，上述直流电源供给装置可以进一步包括：
第一驱动电路，用于驱动上述第一开关元件；
第二驱动电路，用于驱动上述第二开关元件；
控制装置，用于控制上述第一驱动电路和第二驱动电路；
其中，上述控制装置输出对上述第一驱动电路和第二驱动电路的控制信号，根据该控制信号实行控制，起动上述开关稳压器场合，在上述第一开关元件接通前，使得上述第二开关元件保持断开状态。
再有，在上述直流电源供给装置中，上述控制装置根据带控定时信号输出控制信号，起动或停止上述开关稳压器。
再有，在上述直流电源供给装置中，上述控制信号通过门闩部送向上述第一驱动电路和第二驱动电路。
当起动上述开关稳压器场合，在上述第一开关元件接通前，使得上述第二开关元件保持断开状态，可以避免现有技术所存在的问题，在开关稳压器开始正常动作前，上述第二开关元件不会接通，不会导致输出电压低下。
本发明的直流电源供给装置的驱动方法，包括以下步骤：
提供第一开关元件，第二开关元件及电感线圈；
以一开关稳压器构成上述两个系统中的至少一个，将上述第一开关元件和电感线圈串列连接在用于接收输入电压的输入端和输出端之间，上述同步整流用的第二开关元件连接在上述第一开关元件与电感线圈的交点和接地之间；
控制上述开关稳压器，将上述输入电压变换成预先设定的电压输出，上述开关稳压器起动时，在上述第一开关元件接通前，使得上述第二开关元件保持断开状态。
本发明的半导体集成电路装置，可以组装在直流电源供给装置中。
该半导体集成电路装置可以通过装载若干电路形成，例如，包括DC-DC变压器部和串联稳压器，该DC-DC变压器部包含在上述开关稳压器中，其设有：
第一开关元件；
同步整流用的第二开关元件，设在上述第一开关元件和接地之间；
第一驱动电路，用于驱动上述第一开关元件；
第二驱动电路，用于驱动上述第二开关元件；
控制装置，用于控制上述第一驱动电路和第二驱动电路。
其中，上述控制装置进行控制，上述开关稳压器起动时，在上述第一开关元件接通前，使得上述第二开关元件保持断开状态。
对于本技术领域的普通技术人员，可以根据上述本发明的技术，使用通常用途的微处理机实现本发明。对于软件领域的普通技术人员，可以根据上述本发明的技术，编制软件。
本发明还包括利用计算机的制品，例如，存储介质，以及用于控制微处理机的程序，以便实现上述本发明的处理。上述存储介质可以列举例如软盘，光盘，CD-ROMs，光磁盘，ROMs，RAMs，EPROMs，EEPROMs，可消可再写入存储器，磁卡，光卡，或适于存储电子程序的任何型式的介质。
上面参照附图说明了本发明的实施例，但本发明并不局限于上述实施例。在本发明技术思想范围内可以作种种变更，它们都属于本发明的保护范围。

Claims (20)

1.一种直流电源供给装置，对两个系统进行切换，从其中一个系统输出直流电压，供给输出端，至少一个系统由开关稳压器构成，该开关稳压器包括：
第一开关元件及电感线圈，串列连接在用于接收输入电压的输入端和输出端之间；
同步整流用的第二开关元件，连接在上述第一开关元件与电感线圈的交点和接地之间；
其中，开关稳压器将上述输入电压变换成预先设定的电压输出，上述电压变换通过以下方法实现：在第一开关元件断开期间，将第一开关元件接通期间蓄积在上述电感线圈中的能量，通过上述第二开关元件释放；
上述开关稳压器起动时，在上述第一开关元件接通前，使得上述第二开关元件保持断开状态。
2.根据权利要求1中所述的直流电源供给装置，其特征在于：
进一步包括：
第一驱动电路，用于驱动上述第一开关元件；
第二驱动电路，用于驱动上述第二开关元件；
控制电路，用于控制上述第一驱动电路和第二驱动电路；
上述控制电路输出对上述第一驱动电路和第二驱动电路的控制信号，根据该控制信号实行控制，起动上述开关稳压器时，在上述第一开关元件接通前，使得上述第二开关元件保持断开状态。
3.根据权利要求2中所述的直流电源供给装置，其特征在于，上述控制电路根据带控定时信号输出控制信号，起动或停止上述开关稳压器。
4.根据权利要求2或3中所述的直流电源供给装置，其特征在于，上述控制信号通过门闩部送向上述第一驱动电路和第二驱动电路。
5.根据权利要求4中所述的直流电源供给装置，其特征在于：
上述控制信号通过上述门闩部施加在上述第二开关元件的控制极上；
上述门闩部锁存从上述控制信号得到的信号，该信号使得上述开关稳压器为停止状态，上述第二开关元件保持断开状态；
根据上述第一开关元件接通的信号，解除上述门闩部。
6.根据权利要求5中所述的直流电源供给装置，其特征在于，上述用于解除上述门闩部的接通上述第一开关元件的信号是上述第一开关元件的门信号。
7.根据权利要求4中所述的直流电源供给装置，其特征在于：
进一步包括：
第一装置，用于输出与输出电压成正比的电压；
第三开关元件，用于带控定时期间断开流过上述第一装置的电流；
基准电压生成装置，用于生成基准电压；
运算放大电路，对与输出电压成正比的电压和基准电压的差分进行放大；
振荡电路，用于切换上述开关稳压器；
比较器，比较运算放大电路的输出电压和振荡电路的电压，输出方形波；
其中，将来自比较器的输出以及来自控制电路的控制信号供给第一驱动电路；
将来自比较器的输出，以及对来自控制电路的控制信号在上述门闩部进行锁存的信号供给第二驱动电路。
8.根据权利要求5中所述的直流电源供给装置，其特征在于：
进一步包括：
第一装置，用于输出与输出电压成正比的电压；
第三开关元件，用于带控定时期间断开流过上述第一装置的电流；
基准电压生成装置，用于生成基准电压；
运算放大电路，对与输出电压成正比的电压和基准电压的差分进行放大；
振荡电路，用于切换上述开关稳压器；
比较器，比较运算放大电路的输出电压和振荡电路的电压，输出方形波；
其中，将来自比较器的输出以及来自控制电路的控制信号供给第一驱动电路；
将来自比较器的输出，以及对来自控制电路的控制信号在上述门闩部进行锁存的信号供给第二驱动电路。
9.根据权利要求6中所述的直流电源供给装置，其特征在于：
进一步包括：
第一装置，用于输出与输出电压成正比的电压；
第三开关元件，用于带控定时期间断开流过上述第一装置的电流；
基准电压生成装置，用于生成基准电压；
运算放大电路，对与输出电压成正比的电压和基准电压的差分进行放大；
振荡电路，用于切换上述开关稳压器；
比较器，比较运算放大电路的输出电压和振荡电路的电压，输出方形波；
其中，将来自比较器的输出以及来自控制电路的控制信号供给第一驱动电路；
将来自比较器的输出，以及对来自控制电路的控制信号在上述门闩部进行锁存的信号供给第二驱动电路。
10.根据权利要求7中所述的直流电源供给装置，其特征在于，上述门闩部包括：
第一“或非”电路，输入上述第一开关元件的门信号以及上述控制信号；
门闩电路，上述第一“或非”电路的输出供给该门闩电路；
反相器，来自上述门闩电路的信号供给该反相器；
第二“或非”电路，输入上述反相器的输出以及上述控制信号。
11.根据权利要求8中所述的直流电源供给装置，其特征在于，上述门闩部包括：
第一“或非”电路，输入上述第一开关元件的门信号以及上述控制信号；
门闩电路，上述第一“或非”电路的输出供给该门闩电路；
反相器，来自上述门闩电路的信号供给该反相器；
第二“或非”电路，输入上述反相器的输出以及上述控制信号。
12.根据权利要求9中所述的直流电源供给装置，其特征在于，上述门闩部包括：
第一“或非”电路，输入上述第一开关元件的门信号以及上述控制信号；
门闩电路，上述第一“或非”电路的输出供给该门闩电路；
反相器，来自上述门闩电路的信号供给该反相器；
第二“或非”电路，输入上述反相器的输出以及上述控制信号。
13.根据权利要求10中所述的直流电源供给装置，其特征在于，上述门闩电路由两个“或非”电路构成。
14.根据权利要求11中所述的直流电源供给装置，其特征在于，上述门闩电路由两个“或非”电路构成。
15.根据权利要求12中所述的直流电源供给装置，其特征在于，上述门闩电路由两个“或非”电路构成。
16.根据权利要求10中所述的直流电源供给装置，其特征在于，上述门闩电路由D触发器构成。
17.根据权利要求11中所述的直流电源供给装置，其特征在于，上述门闩电路由D触发器构成。
18.根据权利要求12中所述的直流电源供给装置，其特征在于，上述门闩电路由D触发器构成。
19.一种直流电源供给装置的驱动方法，直流电源供给装置对两个系统进行切换，从其中一个系统输出直流电压，供给输出端，该驱动方法包括以下步骤：
提供第一开关元件，第二开关元件及电感线圈；
以一开关稳压器构成上述两个系统中的至少一个，将上述第一开关元件和电感线圈串列连接在用于接收输入电压的输入端和输出端之间，上述同步整流用的第二开关元件连接在上述第一开关元件与电感线圈的交点和接地之间；
控制上述开关稳压器，将上述输入电压变换成预先设定的电压输出，上述电压变换通过以下方法实现：在第一开关元件断开期间，将第一开关元件接通期间蓄积在上述电感线圈中的能量，通过上述第二开关元件释放；
上述开关稳压器起动时，在上述第一开关元件接通前，使得上述第二开关元件保持断开状态。
20.一种半导体集成电路装置，用于直流电源供给装置，包括开关稳压器和串联稳压器，该直流电源供给装置将来自开关稳压器的电压和来自串联稳压器的电压进行切换，向输出端供给直流电压，上述开关稳压器包含DC-DC变压器部，该DC-DC变压器部设有：第一开关元件；同步整流用的第二开关元件，设在上述第一开关元件和接地之间；第一驱动电路，用于驱动上述第一开关元件；第二驱动电路，用于驱动上述第二开关元件；控制电路，用于控制上述第一驱动电路和第二驱动电路；
其中，上述控制电路进行控制，以使上述开关稳压器将输入电压变换成预先设定的电压输出，上述电压变换通过以下方法实现：在第一开关元件断开期间，将第一开关元件接通期间蓄积在上述稳压器的电感线圈中的能量，通过上述第二开关元件释放；
上述开关稳压器起动时，在上述第一开关元件接通前，使得上述第二开关元件保持断开状态。
CNB2004100749172A 2003-09-01 2004-09-01 直流电源供给装置及其驱动方法及半导体集成电路装置 Expired - Fee Related CN100459386C (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP308460/03 2003-09-01
JP2003308460A JP4271534B2 (ja) 2003-09-01 2003-09-01 直流電源供給装置及びその駆動方法並びに直流電源供給回路を備える半導体集積回路装置
JP308460/2003 2003-09-01

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1592060A CN1592060A (zh) 2005-03-09
CN100459386C true CN100459386C (zh) 2009-02-04

Family

ID=34225088

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB2004100749172A Expired - Fee Related CN100459386C (zh) 2003-09-01 2004-09-01 直流电源供给装置及其驱动方法及半导体集成电路装置

Country Status (3)

Country Link
US (2) US7199568B2 (zh)
JP (1) JP4271534B2 (zh)
CN (1) CN100459386C (zh)

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006006004A (ja) * 2004-06-16 2006-01-05 Ricoh Co Ltd 昇降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP4578198B2 (ja) * 2004-09-30 2010-11-10 株式会社リコー スイッチングレギュレータ
TWI288999B (en) * 2005-03-01 2007-10-21 Realtek Semiconductor Corp Switching regulator
US7675276B2 (en) * 2005-05-20 2010-03-09 Torex Semiconductor Ltd. DC/DC converter
JP4679309B2 (ja) * 2005-09-06 2011-04-27 株式会社東芝 半導体装置
TWI279955B (en) * 2005-09-09 2007-04-21 Realtek Semiconductor Corp Switching regulator with over-current protection
JP2007151322A (ja) * 2005-11-29 2007-06-14 Mitsumi Electric Co Ltd 電源回路およびｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2007336629A (ja) * 2006-06-12 2007-12-27 Rohm Co Ltd スイッチング制御回路及び半導体集積回路
JPWO2008065941A1 (ja) * 2006-11-30 2010-03-04 ローム株式会社 電子回路
US8067926B2 (en) * 2007-12-21 2011-11-29 Lutron Electronics Co., Inc. Power supply for a load control device
JP5304281B2 (ja) * 2009-01-30 2013-10-02 ミツミ電機株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびスイッチング制御回路
TWI420796B (zh) * 2009-02-27 2013-12-21 Asus Technology Pte Ltd 直流轉直流變換器及其減小過衝現象的控制方法
CN101483386B (zh) * 2009-02-27 2012-04-25 华硕电脑股份有限公司 直流转直流变换器
JP6013846B2 (ja) * 2011-10-06 2016-10-25 リコー電子デバイス株式会社 スイッチングレギュレータ及び電子機器
US9696350B2 (en) * 2013-03-15 2017-07-04 Intel Corporation Non-linear control for voltage regulator
US9397567B2 (en) * 2014-02-05 2016-07-19 Apple Inc. Shunt integrated voltage regulator
EP3104558B1 (de) * 2015-06-11 2018-12-12 Airbus Defence and Space GmbH Netzwerkinterface, netzwerk und verfahren zur datenübertragung innerhalb des netzwerkes
CN105702668B (zh) * 2016-03-03 2018-06-22 成都芯源系统有限公司 同步开关变换器及用于同步开关变换器的集成半导体开关器件
US10019021B1 (en) * 2017-09-22 2018-07-10 Qualcomm Incorporated Voltage settling detection for switching regulators

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5627460A (en) * 1994-12-28 1997-05-06 Unitrode Corporation DC/DC converter having a bootstrapped high side driver
JP2003216247A (ja) * 2002-01-24 2003-07-31 Ricoh Co Ltd 直流安定化電源装置

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6396252B1 (en) * 2000-12-14 2002-05-28 National Semiconductor Corporation Switching DC-to-DC converter with discontinuous pulse skipping and continuous operating modes without external sense resistor
WO2003001315A1 (en) * 2001-06-21 2003-01-03 Champion Microelectronic Corp. Volt-second balanced pfc-pwm power converter
JP3974449B2 (ja) * 2002-05-13 2007-09-12 ローム株式会社 電源装置
DE10339025B4 (de) * 2002-09-13 2013-08-14 Fuji Electric Co., Ltd. Stromversorgungssystem

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5627460A (en) * 1994-12-28 1997-05-06 Unitrode Corporation DC/DC converter having a bootstrapped high side driver
JP2003216247A (ja) * 2002-01-24 2003-07-31 Ricoh Co Ltd 直流安定化電源装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
JP2003-216247(A) 2003.07.31

Also Published As

Publication number Publication date
US20070024260A1 (en) 2007-02-01
JP4271534B2 (ja) 2009-06-03
US7468599B2 (en) 2008-12-23
US7199568B2 (en) 2007-04-03
JP2005080419A (ja) 2005-03-24
CN1592060A (zh) 2005-03-09
US20050052887A1 (en) 2005-03-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN100459386C (zh) 直流电源供给装置及其驱动方法及半导体集成电路装置
CN203301372U (zh) 升压转换器
US7394673B2 (en) Switching power supply apparatus provided with series-connected charge pump circuits
EP1324477B1 (en) Bipolar supply voltage generator and semiconductor device for same
US8824255B2 (en) Multi-output power supply device and electric apparatus using same
CN103280962B (zh) 一种短路恢复软启动电路
TW201334367A (zh) 一種供電系統及其供電單元和供電方法
CN101488713A (zh) 电压转换器
US20060145747A1 (en) Multi-stage charge pump voltage generator with protection of the devices of the charge pump
US20230341459A1 (en) Power-loss delay circuit and detection control circuit thereof
US7304529B2 (en) Method of controlling a charge pump generator and a related charge pump generator
CN104184310A (zh) 控制半导体开关的光供电驱动电路及方法
US6998829B2 (en) Soft start precharge circuit for DC power supply
US5892353A (en) Power supply apparatus
CN100372202C (zh) 突波电流抑制电路
CN107294383B (zh) 一种开关电源
CN207926553U (zh) 一种多功能开关控制器
CN2904457Y (zh) 三态反馈电源控制电路
CN113659819B (zh) 一种掉电延时控制方法及控制电路
US20220014009A1 (en) Short protection circuit with a hiccup protection mode and the method thereof
CN209014942U (zh) 一种下电时序控制电路及电源电路
CN105790551B (zh) 降压电路及电子设备
CN218783718U (zh) 一种放电电路、系统及低压直流用电设备
CN101478236B (zh) 电压转换器
CN217388206U (zh) 一种基于在线电源烧录的上电时序控制电路

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
ASS Succession or assignment of patent right

Owner name: RICOH MICROELECTRONICS CO., LTD.

Free format text: FORMER OWNER: RICOH CO. LTD.

Effective date: 20150331

TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20150331

Address after: Osaka

Patentee after: Ricoh Microelectronics Co., Ltd.

Address before: Tokyo, Japan, Japan

Patentee before: Ricoh Co., Ltd.

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20090204

Termination date: 20150901

EXPY Termination of patent right or utility model