CN100405246C - 非接触式智能卡用的分路电压调节器接口 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种分路电压调节的方法。该方法采用一用于调节一输入信号的整流器(M1-M4)及利用一使电流从输出端(o)分流的电流汇集器(M5-M6)，为使输出电压维持在一适当水平及使调制水平不超出可接受范围。这电路的实现是通过使用两反馈电路以控制所述电流汇集器。第一反馈电路(G)利用一电压分压器(R6-R7)以产生一控制电压信号，以使所述整流器的平均输出电压相等于一参考电压。第二反馈电路利用非线性处理器(NLP；图7)和电容器(C3-C4)发送部分调制频率给电流汇集器的控制部分(M7-M14，R2-R5)，因此可使整流器的输出电压时刻维持一适当的调制水平。

Description

非接触式智能卡用的分路电压调节器接口

技术领域

本发明涉及电压调节器，更具体地说，涉及非接触式智能卡媒介上使用的电压调节器接口，其中电源和电子信息经由电感装置传递。

背景技术

非接触式智能卡从一高频调制电磁信号接收电源和资料，该信号是

由一卡阅读器经卡上的电感耦合线圈发射的。该电磁信号的电磁场强度以及由此在智能卡内产生的电压和电流取决于该智能卡与该智能卡阅读器之间的距离。所以，如果该线圈及有关电路设计成在一规定的最大工作距离仍可充分地激励该智能卡，而当该智能卡移近作为信号源的智能卡阅读器的时候，智能卡内将会产生相当高的电压和相当大的电流。

电压调节器用于保护这样的智能卡上的电子线路，免受过高电压所产生破坏。分路电压调节器使过量电流从输入端分流，以便维持一平稳的输出电压。在该分路配置中，所有电子线路部分却不会接收高输入电压，所以这种电压调节器是希望有的。然而，分路电压调节器也倾向于维持电源电压在一与线圈电流无关的电平，因而会失去由较小的高频调幅电流所载的资料。所以，理想的是一分路电压调节器在没有同时抑制调制分量的情况下起到调节平均电源电压的作用。

图1所示为一现有技术的分路电压调节器。电感线圈L与由二极管D1，D2，D3和D4组成的一全波整流器连接。电感线圈与第一电容器C1组成调谐电路。该全波整流器输出端0与一负载电阻R1及一存贮电容器C2连接。全波整流器的输出端0还与一用作汇集电流的NMOS晶体管M的漏极连接。该NMOS晶体管M的栅极通过一低通滤波器LPF与电压比较器COM的输出端连接。该电压比较器COM有一倒置输入端和一非倒置输入端。该倒置输入端与参考电压Vref连接，而该非倒置输入端与该全波整流器的输出端O连接。该比较器COM、该滤波器LPF和该MOS器件M组成一负反馈回路，以使整流器输出电压和该参考电压Vref相等。该滤波器LPF起防止载有资料的高频调制信号到达MOS器件M的作用，以致于该资料不会从该输出端失掉。

虽然图1所示的分流电压调节器对智能卡上的电路提供足够的电压保护，但这种设计有些缺点。第一个缺点是MOS器件M的跨导值随通过其本体的电流而大幅变化，因此反馈回路的特性亦相应地变化很大。第二个缺点是整流器电路只在当输入电压高于整流器输出电压与在一对二极管上的电压降的总和的时候激励信号期间，供给电流。当整流器不通过电流的时候，MOS器件M从存贮电容器C2获得电流，从而导致在输出端线上产生大的纹波电压。第三个缺点是因为MOS器件M倾向于作为一电流汇集器，它在输出端提供低的动态导率。结果是，由于调制关系所接收到信号的能量变化是小的，但是会在输出端上倾向于产生过大的电压变化。第四个缺点是晶体管电流通过二极管D1或D2流回到线圈。与这对导通二极管连接的线圈终端上将产生一电压，该电压相对于电路上的负极馈电线电压较低，其电压差别相等于二极管的电压降。这将在寄生器件当中造成导通。

图2所示为现有技术电路，其通过把MOS器件M直接跨接在线圈上来克服图1电路上的一些缺点。在这种配置下，MOS器件M不会从存贮电容器C2取得电流，因此电路上产生相当少电源纹波。此外，由于MOS电流不再流经二极管，因此避免了线圈两端上相对于电路上的负极馈电线电压产生较低电压的问题。

但是，回路导率变动的问题仍然未解决，而因为MOS器件M作为一电流汇集器，因此电路倾向于产生一过大变化的调制电压。理想的是有一能克服上述问题的电压调节器电路。

本发明的目的在于提供一种电压调节器电路，其适合于以电感耦合方式接收一不同强度的高频激励和数据传送信号的非接触式智能卡。

本发明的另一目的在于提供一种电压调节器电路，其能产生一经调节的平均电源电压，该电压负载有高频输入信号内的调幅数据的准确映像。

发明内容

本发明的目的通过一种使用多反馈线路控制分路器的分路电压调节器实现。一反馈线路使用一与一电容耦合的电压分压器，以及一通过一跨导器件的一分路器的控制输入。另一反馈线路装有一非线性处理器，其从该电压分压器接收第一输入、从一参考电压接收的第二输入及从跨导器件接收第三输入。该非线性处理器的输出端通过第二电容器与分路器的控制输入端连接，它在输入信号的调制和平均电压之间提供适当的比例。

该非线性处理器包括一平衡放大器，其对分压器所提供的输入电压与参考电压之间的电压差作出响应。该平衡放大器的输出端连接到一电阻组件，所述的安排提供一电压增益，其根据分路线路上电流值的平方根而改变，因此能追踪分路器的跨导。

附图说明

图1是现有技术的一分路电压调节器的电路图。

图2是现有技术的一改进的分路电压调节器的电路图。

图3是现有技术的另一改进的分路电压调节器的电路图。

图4是现有技术的又一改进的分路电压调节器的电路图。

图5是本发明的一分路电压调节器的电路图。

图6是本发明的一较佳实施例的分路电压调节器的电路图。

图7是在图6所示分路电压调节器中所用的本发明一非线性处理器的电路图。

具体实施方式

图3所示是一种公知的方法，这种方法以MOS技术实现一全波整流器，其使分路电压调节器电流从整流线路分流到负极馈电线上。(图3和4所示为理解图5-7所示的本发明改进电路的结构和操作的基础)。MOS晶体管器件M1，M2，M3，和M4取代图1和2中的二极管D1，D2，D3和D4。在电路中，晶体管M1和M2的功能作为开关，而晶体管M3和M4为所连接的二极管，其漏极则与栅极连接。晶体管M1是在输入端B为正电压的半周期期间才起作用，这样使M4导通。晶体管M2是在输入端A为正电压的半周期期间才起作用，这样使资料M3导通。

一对MOS器件M5和M6取代了图1和图2中所述的单分路晶体管M。晶体管M5和M6的栅极和漏极共同连接到低通滤波器LPF的一控制电压输出线上。它们的漏极与全波整流器的输出端0连接(形成电压调节器电路的正电压馈电线)，而它们的源极分别与输入端A和B连接。M5和M6器件的作用为电流汇集器，以使电流从输出端0分流。当输入端A在负电压期间M5才起作用，而当输入端B在负电压期间M6才起作用。流经MOS器件中任何一个的电流直接回流到线圈，不经晶体管M1和M2。在M1和M2上的电压降因此减到最小。

但是，在输入信号的交替半周期的几乎整个期间，分路器M5和M6仍然倾向于容许电流流过，因此在整流器的输出端产生大的馈电线纹波。通过把晶体管M5和M6的电流流通期间限于相应二极管连接的M3和M4器件的电流流通期间，可把这些纹波减到最小。图4说明可怎样实行。在图4中，MOS器件M11和M12分别与晶体管M5和M6的源极连接。他们的作用是限制晶体管M5和M6的电流流通期间。特别是晶体管M5和M6只可在相应的串联器件M11或M12导通期间才导通。因为MOS器件M7连接成接受与M3一样的栅极-源极电压，所以将在同一期间导通，由此提高R2两端上的电压，以使M9和M11导通。同样地，因为MOS器件M8连接成接受与M4一样的栅极-源极电压，所以将在同一期间导通，由此提高R3两端上的电压，以使M10和M12导通。当M9停止导通，M13和R4会汇集电流并使M11关闭。同样地，当M10停止导通，M14和R5会汇集电流并使M12关闭。

由于由M5M11，M6和M12组成的分路线路是起汇集电流的作用，所流过的电流是对对低通滤波器的输出电压LPF作出响应，而不是对输出端0上的正电源电压作出响应。结果是，以资料率调制的激励信号倾向于在输出端0上产生过大的电源电压变化。例如，假设一智能卡要求电源电流为2mA，将其安置在一在线圈L上可感生平均10mA的电流的电磁场。电压调节器会调节以便吸收8mA的电流。因为ISO规格要求对电磁场作±10％的调制以传送资料，在线圈上的调制电流为±1mA。由于电压调节器设计成不对数据率变化作出响应，±1mA的调制电流未受分路线路影响，因此在线圈上的±1mA调制电流代表在C调制电源电流±50％。这样的调制幅度比要求的10％调制幅度高出很多。当智能卡的放置离电场源较近，这个问题会进一步恶化，因为感生电流可达100mA，并载有±10mA调制分量。

本发明克服了这个问题，做法是使分路器在与其流过的平均电流成比例的调制频率下呈现有效导率。然后，在输出端的电源电压调制将与在输入端(线圈L两端)的调制激励电流成比例，与平均电流无关。图5所示为实现这种改进的实施例的电路图。在图5中，由电阻R6和R7组成的一电压分压器、一跨导器G以及电容器C3和C4组合取代了图4所示的比较器和低通滤波器。

由组件R6，R7，G，C3，C4，M5，M11，M6和M12组成的负反馈回路建立所要求的平均电源电压。这电压的瞬态变化，譬如那些由信号调制产生的变化，由于通过电容器C4从馈电线0到晶体管M5和M6栅极的电容反馈，将对流经有效的线路(M5和M11，或M6和M12)的电流产生相应的调制。结果是瞬态电压的波幅减少了。虽然电容反馈可在馈电线之间产生一有效的导率，而该有效的导率与分路线路上的平均电流有关，但需要另外的器件使这种关系转换成正比例。

图6所示为本发明的一较佳实施例，其将一非线性处理器NLP结合在电压调节器中。所述的NLP包含：第一输入终端Vin，其从电压分压器R6和R7的中间分接端接收一电压信号；第二输入终端Vref，其接收一参考电压信号；第三输入终端CAP，其从跨导器G的输出端接收一信号；第一时钟输入终端CLKA；以及第二时钟输入终端CLKB。NLP的一输出端OUT与电容器C4的一端连接。电容器C4的另一端与分路器的控制输入端及电容器C3连接。该分路器是由二条反馈电路调节。第一反馈电路由所述电压分压器R6和R7、所述跨导器G和所述电容器C3组成。所述第一反馈电路提供一低通滤波功能并用于控制平均电压。所述NLP构成第二反馈电路整体的一部分。所述NLP从电压分压器的中间分接端接收一输入、从参考电压源接收一输入、从跨导器G的输出端接收一输入以及通过电容器C4端把一控制信号输出到分路器的控制输入端。NLP的作用是令调制与平均电压之间有一适当的比率关系。在第二反馈电路中由NLP提供的非线性确保电压调节器会输出端一与吸收的电流成正比的信号频带导率。

图7所示为图6中所用的非线性处理器的电路图。图7中的平衡放大器由M15-M24组成，其对图6中所示的电压分压器提供的输入电压Vin与参考电压Vref之间的电压差作出响应。该放大器的输出端与M25的漏极连接，所述M25是一MOS器件，其偏置起电阻器作用。由M26和M27设定放大器的偏置电流通过M15和M16把电流供给由M28和M29组成的一NMOS镜子，然后向M17和M18提供电流。施加于M26和M27的偏压亦施加于M30，其又受M31供给的电流偏流。M3的栅极连接到图6所示NLP中以CAP表示的终端，并连接到图6所示分路器M5和M6的栅极。因而，该偏置电流与在有效的分路器上流过的电流成正比。MOS器件M32-M39及电阻R8在M35的漏极提供一电压。M35以一非常低的电流密度工作，因此它的栅极对源极电压接近它的临界电压。由M32-M35组成的反馈回路构成一正压反馈回路以及M39提供所需的起始电流。一旦起动，M39变成不导通。

M25作为一电阻，其提供一与M20和M24的漏极耦合的适当的负载。这使电阻返回到偏置由M40建立的电压，并接着由M41和M42的偏置电压。通过M41的电流跟随并超出放大器M15-M24的偏置电流，以便当吸收来自放大器通过M25供给的正和负的瞬态电流的时候，M40可维持在导通状态。但是，当通过M41建立的偏置电流是很小的时候，这些瞬态电流倾向于使在M40两端产生很大的瞬态电压。这些瞬态电压会与M25上产生的电压相加，产生错误。M42的作用是提供额外的小电流，以减少所述的错误。

为了使M25提供一对称电阻特性，它的栅极必须以一适合的静止电压偏置。这样的偏压电压由MOS器件M43-M48、相等电容值的电容器C5，C6和C7组成的开关电容器电路建立。当终端CLKA是高位，M43-M45起作用，C5和C6充电达到在M35漏极上的电压。当终端clkB是高位，M46-M48起作用。然后，C5连接在栅极和M25的一信道端之间，而C6连接在栅极和M25的另一信道端之间。M25栅极的电压，即当M46-M48不起作用时储存在C7的电压，该电压为以下三电压的总和：参考电压，M35的栅极-源极电压和平均信道电压。

除了由人体效应引起的一小误差之外，M35的栅极对源极电压与M25的临界电压相匹配。因而，M25提供的电阻是对称的，它的电阻值由它的几何结构和参考电压确定。该几何形状的选择要使该电阻值与电容器C4提供的电容值的乘积所获得的时间常数较一调制符号的长度小得多。

从以上所描述，将会明白，放大器M15-M24和负载器件M25提供一电压增益，该电压增益取决于有效的的分路器的电流的平方根，并跟随起作用器件的跨导。

因为放大器对图6中分压器R6和R7的中间分接端的电压与参考电压Vref之间的电压差作出响应，但它们有同样的平均值，故而将会明白，输出电压将是瞬态电源电压，其由一跟随有效电压调节器分路器的跨导的增益的相乘的调制所产生。如图6中所示，这电压通过电容器C4施加于分路器的栅极上。

Claims (6)

1.一种非接触式智能卡上使用，以调节一电感耦合及调制的输入信号的电压调节器电路，其包括：

一电感线圈，其使一电磁场转换成电流；

一整流器，其与所述电感线圈连接，使所述电流转换成一载有一解调数据信号的整流输出电压；

一分路器，其有至少一可控制导电线路，以使所述整流器的输出端接地，所述分路器根据在其一控制输入端接收到的控制信号而使电流从所述输出端分流，所述控制输入端与一反馈线路连接，该反馈线路包括以下组件：

一电压分压器，其把从所述整流器来的输出电压作为一输入，并输出一按比例降低的电压；

一低通滤波器，其连接在所述电压分压器的输出端与所述分路器的控制输入端之间，以便从传送到所述控制输入端的信号中除去高频调制分量；

一传送器，把所述整流器输出端上的调制数据信号传送到所述分路器的控制输入端，从而对分路电流施加一调制，该调制与对所述整流器的输出电压的调制成比例，亦从而在由调制造成的整流器输出端上维持电压变化的比例性；以及

一非线性处理器，其具有第一、第二和第三输入端，它们分别与所述电压分压器、一参考电压器和所述分路器的一控制电极连接，所述非线性处理器产生一电压，该电压与所述电压分压器的输出端与所述参考电压之间的电压差成比例，其中调整所述的比例性，以通过调整电路上的偏压条件补偿分路器跨导的非线性，所述输出电压进一步由一电阻器调整，所述电阻器补偿分路器跨导的非线性。

2.根据权利要求1所述的电压调节器电路，其特征在于所述解调数据信号的传送器是一电容装置。

3.根据权利要求1所述的电压调节器电路，其特征在于所述的非线性处理器包括一平衡放大器，该平衡放大器的偏置电流与所述分路器里的电流成比例，且所述非线性处理器从电压调节器的输出端接收第一输入，从参考电压接收第二输入，且所述非线性处理器输出一与在所述第一输入处接收的所述电压调节器的输出电压及在所述第二输入处接收的参考电压的电压差成比例且与所述偏置电流的平方根成比例的电流。

4.根据权利要求3所述的电压调节器电路，其特征在于所述的平衡放大器与一电阻组件连接，从而一输出电压跟随所述分路器的跨导。

5.根据权利要求1所述的电压调节器电路，其特征在于所述的分路器包括第一对MOS晶体管：其漏极与电压调节器的输出端连接，其栅极与低通滤波器的输出端及非线性处理器的输出端连接，以及其源极通过第二对MOS晶体管与所述电感线圈连接。

6.根据权利要求1所述的电压调节器电路，其特征在于所述的低通滤波器包括一具有第一和第二输入端以及一输出端的跨导器，所述第一输入端与电压调节器的输出端连接，而所述第二输入端与参考电压源连接，所述输出端与所述分路器的控制输入端连接。

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