CN100334808C

CN100334808C - 具有偏移补偿功能的数模转换器件及其偏移补偿方法

Info

Publication number: CN100334808C
Application number: CNB2004100013807A
Authority: CN
Inventors: 伊藤稔
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2003-01-10
Filing date: 2004-01-07
Publication date: 2007-08-29
Anticipated expiration: 2024-01-07
Also published as: DE602004002968D1; CN1518230A; US20040150541A1; EP1437832A3; EP1437832B1; DE602004002968T2; US6888481B2; EP1437832A2

Abstract

在用于测量数模转换器的直流偏移的比较器的前级通过一个输入改变开关，并且在后级通过一个选择性极性反转电路。第一补偿值由补偿值产生部件产生，然后被存储在寄存器中。然后，第二补偿值通过转换输入改变开关和极性反转电路被产生，并且被存储在寄存器中。然后通过由补偿值计算电路平均第一补偿值和第二补偿值来计算第三补偿值。然后，使用这个补偿值来补偿数模转换器的直流偏移。因此，它使能通过取消在数模转换器的直流偏移补偿中使用的比较器本身中包括的直流偏移来实现直流偏移的精确直流偏移补偿。

Description

具有偏移补偿功能的数模转换器件及其偏移补偿方法

技术领域

本发明涉及一种具有偏移补偿功能的数模转换器件和该数模转换器件的偏移补偿方法。具体地说，本发明涉及一种用于补偿内置在数字无线通信器件中的数模转换器的直流偏移的器件和方法，

背景技术

在数字无线通信设备中，进行数字调制的相应的I(同相)、Q(正交)信号被数模转换，然后在无线电话的无线频率部分中耦合，然后从天线作为无线信号被发送。理想上，数模转换器的模拟输出电压应当与对应于数字输入值的理想模拟输出电压(没有直流偏移的模拟输出电压)一致。实际上，直流偏移由于各种因数而在实际的模拟输出电压和理想的模拟输出电压之间产生。

在差分输出型数模转换器的情况下，如果在数模转换器的差分输出(I+和I-或Q+和Q-)之间产生直流偏移，其中所述差分输出分别对应于I信号和Q信号(即数模转换器的差分输出的输入/输出特征是不同的)，则在相应的I、Q信号之间的相位被移动以产生传输误差。因此，必须通过消除在数模转换器的差分输出之间的直流偏移来使得数模转换器的特征一致。

为了消除在数模转换器的差分输出之间的直流偏移必须在没有输入信号的测试模式中测量响应于测试数据的、在数模转换器的差分输出之间的直流偏移。为此，使用一个比较器(电压比较器)。

在现有技术中，通过下列方式来得到数模转换器的下一个数字输入：向当前的补偿值(其初始值是0)加上+1(高电平)或-1(低电平)，然后从测试数据减去新的补偿值，其中根据由比较器执行的电压比较的结果来获得所述+1(高电平)或-1(低电平)。然后，重复上述的步骤，直到比较器的极性反相。当极性反相时获得的补偿值给出了用于补偿在数模转换器的差分输出之间的直流偏移的补偿值(控制数据)。存在用于通过根据这个补偿值校正输入数据而消除在数模转换器的差分输出之间的直流偏移的技术(例如，参见JP-A-7-202693)。

JP-A-7-202693(图1，图2等)被公知为现有技术。

但是，直流偏移实际存在于用于检测在单输出型数模转换器件中的数模转换器中的直流偏移的比较器和用于检测在差分输出型数模转换器件中的数模转换器的差分输出之间的直流偏移的比较器中。通常，比较器的直流偏移设计为被抑制在几个毫伏内。

但是，按照本发明的发明人的研究，确认在一些情况下，比较器本身的直流偏移由于晶体管的尺寸的变化、LSI生产处理条件等而超过20mV。具体地说，比较器的直流偏移随着晶体管尺寸的微型化而趋向于提高。

在比较器中包括的直流偏移引起了在测量数模转换器的直流偏移(包括在差分输出之间的直流偏移)中的误差。结果，如果比较器本身的直流偏移大，则不能执行精确的测量，因此不能完全去除数模转换器的直流偏移。

发明内容

本发明的目的在于提供一种具有偏移补偿功能的数模转换器件和用于数模转换器件的偏移补偿方法，这使得即使在比较器中存在直流偏移时也能够去除数模转换器的直流偏移。

本发明提供了具有偏移补偿功能的数模转换器件，它包括：比较器，用于检测数模转换器的直流偏移；改变开关，用于选择第一输入模式和第二输入模式，在第一输入模式中，第一和第二信号被分别输入到比较器的第一和第二输入端，其中第一和第二信号的至少一个是数模转换器的输出信号，在第二输入模式中，第二和第一信号被分别输入到比较器的第一和第二端；输入数据校正部件，用于从第一补偿值和第二补偿值计算第三补偿值，所述第一补偿值是根据在第一输入模式中的比较器的输出信号而获得的，第二补偿值是根据在第二输出模式中的比较器的输出信号而获得的，所述输入数据校正部件也用于使用第三补偿值来校正数模转换器的输入数据。

按照所述器件，在第一和第二补偿值中间接地形成具有与包括在比较器本身中的直流偏移相同的值并且具有相反的极性的电压信息，并且当测量数模转换器的这种直流偏移时消除在比较器本身中包括的直流偏移。换句话说。例如，在比较器本身中包括的直流偏移用于放大在第一输入模式中测量的第一补偿值中的、要输入到比较器中的两个信号之间的差，但是在比较器本身中包括的这种直流偏移用于缩小在第二输入模式中测量的第二补偿值中的两个信号之间的差。即，在比较器本身中包括的直流偏移的极性分别在第一和第二输入模式中被反相。相反，数模转换器的直流偏移在第一和第二输入模式中相同(极性也相同)，而与到比较器的输入的转换无关。结果，如果根据第一和第二补偿值来计算第三补偿值以便消除在比较器本身中包括的直流偏移分量，则可以实现数模转换器的直流偏移的精确补偿，其中第一和第二补偿值是根据在转换对于比较器的输入前后的相应的测量信号而被产生的。

以这种方式，按照所述器件，因为所述补偿值被产生来包括比较器本身的直流偏移和数模转换器的直流偏移，并且然后具有所述补偿值的负反馈被施加到数模转换器的输入数据，因此数模转换器件整体看起来像直流偏移从比较器中消失的情况。即，可以使用基本上去除了直流偏移的比较器来测量数模转换器的直流偏移，以便可以基本上完全去除数模转换器件的这种直流偏移。

而且，输入数据校正部件通过将第一补偿值和另一个第二补偿值平均来计算第三补偿值，所述另一个第二补偿值是根据在第二输入模式中的比较器的输出信号的反相信号而获得的。

按照所述器件，因为根据在第一和第二输入模式中的相应的测量信号、即在对于比较器的输入转换前后产生的第一和第二补偿值被相加，因此比较器本身的直流偏移分量基本上消除和消失，而数模转换器的直流偏移分量被简单地加倍。结果，可以通过将数模转换器的直流偏移分量除以2(即取平均值)来精确地计算要施加到数模转换器的净直流偏移的补偿值，在净直流偏移中去除了比较器的直流偏移。

而且，输入数据校正部件通过将第二补偿值和另一个第一补偿值平均来计算第三补偿值，所述另一个第一补偿值是根据在第一输入模式中的比较器的输出信号的反相信号而获得的。

而且，输入数据校正部件通过将第一补偿值和第二补偿值之间的差除以2来计算第三补偿值。

按照所述器件，因为根据在第一和第二输入模式中的相应的测量信号、即在对于比较器的输入转换前后来产生第一和第二补偿值并且计算它们之间的差，因此比较器本身的直流偏移分量基本上消除和消失，而数模转换器的直流偏移分量被简单地加倍。结果，可以通过将数模转换器的直流偏移分量除以2(即取平均值)来精确地计算要施加到数模转换器的净直流偏移的补偿值，在净直流偏移中去除了比较器的直流偏移。

而且，输入数据校正部件通过将在另一个第一补偿值和另一个第二补偿值之间的差值除以2来计算第三补偿值，所述另一个第一补偿值是根据在第一输入模式中的比较器的输出信号的反相信号而获得的，所述另一个第二补偿值是根据在第二输入模式中的比较器的输出信号的反相信号而获得的。

而且，数模转换器是差分输出型的，它输出两个相位相反的模拟信号，并且第一和第二信号是从数模转换器输出的两个模拟信号。

按照所述器件，因为差分输出(互补输出)型数模转换器用于扩展转换器输出的动态范围，因此可以基本上完全去除数模转换器的直流偏移。

而且，数模转换器是单输出型的，并且第一和第二信号之一是数模转换器的输出信号，并且其另一个具有预定的参考电压。

按照所述器件，即使使用单输出型数模转换器，也可以基本上完全去除数模转换器的直流偏移。

而且，输入数据校正部件通过使用逐次近似方法来确定第一和第二补偿值。

按照所述器件，因为使用所述逐次近似方法来计算第一和第二补偿值，因此可以精确地计算数模转换器的直流偏移以及比较器本身的直流偏移。

而且，输入数据校正部件通过逐个比特地改变数模转换器的输入数据而确定第一和第二补偿值。

按照所述器件，因为通过逐个比特地改变具有偏移补偿功能的数模转换器的输入数据来计算第一和第二补偿值，因此可以精确地计算数模转换器的直流偏移与比较器本身的直流偏移。

而且，输入数据校正部件通过使用基于二进制搜索的逐次近似方法来确定第一和第二补偿值。

按照所述器件，因为通过基于二进制搜索的逐次近似方法来计算第一和第二补偿值，因此可以实现缩短测量时间。

而且，当第一和第二补偿值的最小有效位是0时，输入数据校正部件向第一和第二补偿值加1/2，并且当第一和第二补偿值的最小有效位是1时，输入数据校正部件从第一和第二补偿值减1/2。

按照所述器件，可以改善施加到数模转换器的直流偏移和比较器本身的直流偏移的总的补偿值的精度。

本发明提供了一种LSI，其中集成了具有偏移补偿功能的数模转换器件。

按照LSI，可以实现用于发送相应的I、Q信号的数字无线发射机的尺寸的降低和低功耗，在所述I、Q信号中补偿了直流偏移。

本发明提供了一种数模转换器件的偏移补偿方法，所述数模转换器件使用比较器来检测数模转换器的直流偏移，以便补偿数模转换器的直流偏移，包括步骤：根据在第一输入模式中的比较器的输出信号来获得第一补偿值，在第一输入模式中，第一和第二信号被分别输入到比较器的第一和第二输入端，其中第一和第二信号中的至少一个是数模转换器的输出信号；根据在第二输入模式中比较器的输出信号来获得第二补偿值，在第二输入模式中，第二和第一信号被分别输入到比较器的第一和第二输入端；从第一补偿值和第二补偿值来计算第三补偿值；通过使用第三补偿值来校正数模转换器的输入数据。

按照所述方法，间接地形成电压信息，所述电压信息具有与在比较器本身中包括的直流偏移相同的值，并且具有反相的极性，并且当测量数模转换器的直流偏移时计算第三补偿值以消除数模转换器本身的直流偏移。因此，可以实现数模转换器的直流偏移的精确补偿。

而且，所述偏移补偿方法还包括步骤：通过将第一补偿值和另一个第二补偿值平均来计算第三补偿值，所述另一个第二补偿值是根据在第二输入模式中的比较器的输出信号的反相信号而获得的。

按照所述方法，因为取了第一和第二补偿值的平均值并且所述第一和第二补偿值是根据在第一和第二输入模式中的相应测量信号、即在转换对于比较器的输入前后被产生的，因此可以完全计算要施加到数模转换器的净直流偏移的第三补偿值，在所述净直流偏移中去除了比较器的直流偏移。

而且，所述偏移补偿方法还包括步骤：通过平均第二补偿值和另一个第一补偿值来计算第三补偿值，所述另一个第一补偿值的获得是根据在第一输入模式中的比较器的输出信号的反相信号。

而且，所述偏移补偿方法还包括步骤：通过将在第一补偿值和第二补偿值之间的差除以2来计算第三补偿值。

按照所述方法，因为将在第一和第二补偿值之间的差值除以2并且所述第一和第二补偿值是根据在第一和第二输入模式中的相应测量信号、即在转换对于比较器的输入前后被产生的，因此可以完全计算要施加到数模转换器的净直流偏移的第三补偿值，在所述净直流偏移中去除了比较器的直流偏移。

而且，所述偏移补偿方法还包括步骤：分别根据在第一和第二输入模式中的比较器的输出信号的反相信号来获得另一个第一补偿值和另一个第二补偿值；通过将在另一个第一补偿值和另一个第二补偿值之间的差值除以2来计算第三补偿值。

本发明提供了一种模拟信号输出器件，它使用具有偏移补偿功能的数模转换器件。

而且，在本发明的另一个模式中，通过使用利用运算放大器、反相器和电容器的模拟手段来消除比较器本身的直流偏移，然后通过测量数模转换器的直流偏移来产生补偿值。

更具体而言，提供了用于向反相端反馈运算放大器的输出信号的路径，然后通过第一开关来控制这个路径的导通/不导通。而且，所述电容器的一端连接到比较器的反相端，然后第二开关控制所述电容器的另一端，以便所述另一端连接到比较器的非反相端或与所述非反相端断开连接。

然后，首先，运算放大器通过接通第一开关而被构造为电压跟随器，并且使用第二开关，电容器的另一端连接到运算放大器的非反相端以便将连接点保持在预定的电势(第一电势)。因此，通过电容器来产生等同于运算放大器的直流偏移的电压。

然后，电压跟随器的配置被释放，并且电容器的另一端被打开。然后，当用于测量数模转换器的直流偏移的电势连接到另一端时，通过在电容器中累积的电压来校正输入电压。结果，消除运算放大器的直流偏移。

附图说明

图1是说明具有本发明的偏移补偿功能的数模转换器件的示例的配置(数模转换器具有差分输出配置)和操作(产生第一补偿值的操作)的视图；

图2是说明具有本发明的偏移补偿功能的数模转换器件的示例的操作(产生第二补偿值的操作)的视图；

图3是说明具有本发明的偏移补偿功能的数模转换器件的示例的操作(产生第三补偿值的操作)的视图；

图4是说明具有本发明的偏移补偿功能的数模转换器件的通常操作(在使用第三补偿值补偿数模转换器的直流偏移的同时执行数模转换的操作)的视图；

图5A和图5B是示出当在图4的比较器中不存在直流偏移时的直流偏移补偿值的视图；

图5C和图5D是示出在转换输入前(在非交叉输入时)在比较器中存在直流偏移时的直流偏移补偿值的视图；

图5E和图5F是示出在转换输入后(在交叉输入时)在比较器中存在直流偏移时的直流偏移补偿值的视图；

图5G是示出这样的事件的视图，即作为第三补偿值的基础的直流偏移补偿值与由没有直流偏移的比较器测量的直流偏移补偿值(情况(a))；

图6是说明为什么可以在本发明的具有偏移补偿功能的数模转换器件中消除直流偏移的原因的视图；

图7是示出第一实施例的具有偏移补偿功能的数模转换器件的方框图，其一部分配置在不改变功能的情况下改变；

图8是第一实施例的具有偏移补偿功能的数模转换器件另一个方框图，其一部分配置在不改变功能的情况下改变；

图9是说明使用二进制搜索方法的、本发明的具有偏移补偿功能的数模转换器件的示例的配置的视图；

图10是说明使用二进制搜索方法的、本发明的具有偏移补偿功能的数模转换器件的操作的视图；

图11是说明本发明的具有偏移补偿功能的数模转换器件的另一个示例(数模转换器具有单输出配置)的配置的视图；

图12A是示出当在图11中的比较器中不存在直流偏移时的直流偏移补偿值的视图；

图12B是示出当在转换输入之前(在非交叉输入的时候)在比较器中存在直流偏移时的直流偏移补偿值的视图；

图12C是示出当在转换输入之后(在交叉输入的时候)在比较器中存在直流偏移时的直流偏移补偿值的视图；

图12D是示出下述事件的视图，即作为平均补偿值的基础的直流偏移补偿值与由没有直流偏移的比较器测量的直流偏移补偿值相同(情况(a))；

图13是示出数字无线发射机的方框图，其中安装了本发明的具有偏移补偿功能的数模转换器件(封装为LSI)；

图14是示出本发明的具有偏移补偿功能的数模转换器件的整体配置的视图，其中向比较器本身提供了偏移补偿功能；

图15是说明本发明的具有偏移补偿功能的数模转换器件的示例的特定配置和操作(穿过一个电容器产生等同于比较器的直流偏移的电压的操作)的电路图，其中向比较器本身提供了偏移补偿功能；

图16是说明本发明的具有偏移补偿功能的数模转换器件的示例的特定配置和操作(在消除比较器的直流偏移的同时测量数模转换器的直流偏移的操作)的电路图，其中向比较器本身提供了偏移补偿功能；

图17A是示出在数模转换器的差分输出之间产生的直流偏移的视图；

图17B是示出当没有直流偏移的运算放大器被构造为电压跟随器时的相应部分的电势的视图；

图17C是示出其中电容器连接到被构造为电压跟随器的运算放大器的反相端的模式的视图；

图18A是示出具有直流偏移的运算放大器的视图；

图18B是示出在具有直流偏移的运算放大器中的差分电路的状态的视图；

图18C是示出当运算放大器被构造为电压跟随器时的运算放大器的相应部分的电势和在运算放大器中的差分电路的状态的视图；

图18D是示出当运算放大器被构造为电压跟随器时在其中电容器连接到运算放大器的反相端的模式中相应部分的电势的视图；

图18E是示出当校正输入到运算放大器的反相端的输入模拟电压并且随后将所校正的电压提供到运算放大器时的输出电压的视图；

图18F是示出当运算放大器的输出被反相器反相时的输出电压的视图；

图19A是示出当直流偏移补偿功能未被提供到用于测量在数模转换器的差分输出之间的直流偏移的比较器时的电路连接的视图；

图19B和19C是示出这样的事件的视图，即数模转换器的直流偏移补偿值×2LSB是数模转换器的直流偏移-DCoff的视图；

图19D是示出当向用于测量在数模转换器的差分输出之间的直流偏移的比较器提供直流偏移补偿功能时的电路连接的视图；

图19E和图19F是示出这样的事件的视图，即数模转换器的直流偏移补偿值×2LSB等于数模转换器的直流偏移；

图20是示出本发明的具有偏移补偿功能的数模转换器件的另一个示例的整体配置的视图，其中向比较器本身提供了偏移补偿功能；

图21A是示出当向用于测量在数模转换器的差分输出之间的直流偏移的比较器不提供直流偏移补偿功能时的电路连接的视图；

图21B和图21C是示出这样的事件的视图，即数模转换器的直流偏移补偿值×LSB等于数模转换器的直流偏移-DCoff；

图21D是示出当向用于测量在数模转换器的差分输出之间的直流偏移的比较器提供直流偏移补偿功能时的电路连接的视图；

图21E和图21F是示出这样的事件的视图，即数模转换器的直流偏移补偿值×LSB等于数模转换器的直流偏移。

具体实施方式

以下，参照附图来说明本发明的实施例。但是下述的说明不应当理解为限制本发明的范围。

(第一实施例)

图1-图4是说明在本发明的第一实施例中的具有偏移补偿功能的数模转换器件的示意配置和操作的方框图。图5和图6是说明为什么可以消除比较器本身的直流偏移的原因的视图。

以下参照图1来说明具有偏移补偿功能的数模转换器件的示意配置。如图1中所示，第一实施例的数模转换器件包括输入数据校正部分10、具有差分输出配置的数模转换器30、比较器50、在比较器50的前级提供的输入改变开关40和用于选择性地反相比较器50的输出信号的极性的极性反相电路60(具有反相器62和选择器64)。输入改变开关40和极性反相电路60被模式转换信号控制。在一些情况下，可以在数模转换器30中设置低通滤波器。

而且，输入数据校正部分10具有：补偿值产生部件12(主要包括上下计数器14和寄存器26)，用于使用将参考值逐个LSB(最小有效位)地改变的逐次近似方法；两个寄存器18、20，分别用于暂时存储第一补偿值和第二补偿值；补偿值计算电路22；寄存器24，用于存储补偿值计算的结果；减法器16，用于从输入数据减去补偿值。

在这个具有偏移补偿功能的数模转换器件中，对于比较器50本身具有直流偏移的情况，通过负反馈控制来校正总的直流偏移，其中包括数模转换器30的不同差分输出之间的直流偏移和在比较器50本身中的直流偏移。

接着，以下说明用于补偿直流偏移的操作。在不出现要发送到无线路径的信号的测试模式中，这个操作被大致地划分为计算第一补偿值的阶段(图1)、计算第二补偿值的阶段(图2)、计算第三补偿值的阶段(图3)。当如图4所示，可以通过使用所计算的第三补偿值校正通常的输入数据来去除在数模转换器30的差分输出之间的直流偏移。

然后，具体说明。在图1中，以粗线指示了在测试模式中计算第一补偿值的操作(程序)。首先，向输入数据校正部分10提供测试数据(例如，对应于数模转换器30的模拟输出0V(在VDD和VSS之间的几乎中间值)的数字输入数据)。

首先，因为补偿值产生部件12的计数值是0，因此给定的测试数据原样从减法器16被输出，然后被提供到具有不同输出配置的数模转换器30。从数模转换器30输出相位被相互地反相的互补输出。这两个输出信号分别表示为“A+”和“A-”。假定A+是数字输入数据的非反相输出，而A-是数字输入数据的反相输出。相应的信号通过输入改变开关40输入到比较器50。

如图1所示，输入改变开关40具有将输入端“a”、“b”连接到输出端“c”、“d”的任何一个的功能。在图1的输入改变开关40中，端子“a”连接到端子“c”，并且端子“b”连接到端子“d”。这个状态被称为第一输入模式。在个第一输入模式中。在极性反相电路60中的选择器64原样通过比较器50的输出信号。

比较器50的输出信号提供到上下(up-down)计数器14和寄存器26，它们作为补偿值产生部件12。当此时给出的比较器50的输出信号是+1(高电平)时，上下计数器14执行上(up)计数操作，而当所述输出信号是-1(低电平)时，上下计数器14执行下(down)计数操作，然后上下计数器14将计数值存储在寄存器26中。相反，减法器16从测试数据减去寄存器26的值(计数值)，然后输出作为下一个数字输入值被输入到数模转换器30。随后沿着循环来执行类似的操作。这样的操作继续，直到比较器50的输出信号的极性被反相。

换句话说，补偿值产生部件12当检测到比较器50的输出信号的极性反相时使得寄存器18保存此时的计数值(这是第一补偿值)。在这种情况下，在考虑到信号电压的无限小波动的同时，必须慎重地执行极性反相的检测。

接着，如图2所示，输入改变开关40被控制来将端子“a”连接到端子“d”，并且将端子“b”连接到端子“c”。这个状态被称为第二输入模式。此时极性反相电路60的选择器64选择反相器62的输出信号。即，比较器50的输出信号的反相信号提供到上下计数器14和寄存器26。

在这样的情况下，补偿值产生部件12的计数值返回0，然后执行与图1类似的操作，或者从与由图1的操作计算的第一补偿值相同的计数值连续执行计算第二补偿值的操作。产生的第二补偿值存储在寄存器20中。然后，如图3所示，从寄存器18和寄存器20分别提取第一和第二补偿值，然后通过在补偿值计算电路22中执行第一和第二补偿值的平均运算来计算第三补偿值，然后将第三补偿值存储在寄存器24中。

这个第三补偿值给出了当比较器50根本没有直流偏移时获得的补偿值(即根据当在数模转换器30的差分输出之间的直流偏移被精确地测量时获得的测量结果而产生的补偿值，这个补偿值使得有可能完全消除所述直流偏移)。

因此，如图4所示，使用所计算的第三补偿值来校正通常的输入数据，以便在可以完全地去除数模转换器30的差分输出之间的直流偏移。

以下参照图5A-5G和图6来具体地说明为什么比较器50的偏移通过上述方法完全掩蔽和消失的原因。在此，假定数模转换器30的最小分辨率(LSB)被设置为1mV。在图5A中，假定比较器50根本没有直流偏移的情况。

当向数模转换器30提供测试数据(测试控制值：等于0V的数据)时，如果对于相互独立地被提供的数模转换器30的差分输出A+和A-、数模转换器30具有这种直流偏移，则所述直流偏移作为在差分输出之间的直流偏移出现。在此，假定数模转换器30的互补输出的A+输出的电压是20mV并且A-的电压是0mV。实质上，两个输出应当一起变为0mV。结果，在这种情况下在差分输出之间产生20mV的直流偏移。

接着，以下查看需要什么补偿值来消除20mV的直流偏移(应当设置什么水平的补偿值)。在此，应当注意的是这样的方面，即在差分输出型数模转换器30的情况下，响应于补偿值“+1”而将A+校正-1mV，响应于同一值而相反地将A-校正1mV。即，在数模转换器30的差分输出的情况下，响应于补偿值“+1”，将总共-2mV的校正施加在A+、A-之间。

如上所述，现在在A+、A-之间提供20mV的在差分输出之间的直流偏移。因此，为了消除这个直流偏移，如图5B所示，可以应用从A+(20mV)减去10mV和向A-(0mV)加上10mV的校正(即，分别向A+、A-施加10mV的校正)。结果，必要的补偿值变为“+10”。

在此，如图5C所示，比较器50具有直流偏移(在此，假定直流偏移以便反相端的电压大致比非反相端的电压高8mV)。则这种情况下，比较器50大的8mV的直流偏移被加到数模转换器30的差分输出之间的基本的直流偏移20mV上，因此直流偏移被扩展到28mV。为了消除直流偏移28mV，如图5D所示，可以施加用于从A+(20mV)减去14mV和向A-(0mV)加上14mV的校正。结果，必要的补偿值(第一补偿值)变为“+14”。

然后，如图5E所示，到比较器50的输入被转换。A+(它通过数模转换器30的直流偏移被设置到20mV)被输入到比较器50的反相端。而且，A-(0mV)被输入到比较器50的非反相端。

结果，从在数模转换器30的差分输出之间的基本的直流偏移20mV减去比较器50的直流偏移8mV来得到12mV，并且降低误差。但是，因为实际上-12mV(＝120mV+8mV)作为比较器50的输入被施加，因此比较器50的输出的极性变为负的。因此，通过反相器62来反相极性，并且计算补偿值。

为了消除这个直流偏移12mV，如图5F所示，可以执行从A+(20mV)减去6mV和向A-(0mV)加上6mV的校正。结果，补偿值(第二补偿值)变为“+6”。然后，如图5G所示，通过取第一补偿值和第二补偿值的平均值来得到第三补偿值(＝“+10”)。第三补偿值的这个值与当比较器50根本没有直流偏移时的在图5A中获得的补偿值(＝“+10”)一致。

即，比较器50本身的直流偏移被掩蔽和消失。因此，在数模转换器30的差分输出之间的直流偏移被精确地测量，因此根据这个直流偏移得到精确的补偿值。

换句话说，在数模转换器30的差分输出之间的直流偏移的补偿值是“+10”。在转换比较器50的输入之前，使用下面的模式：比较器50本身的直流偏移的补偿值(＝“+4”)被加到这个基本的直流偏移上；在转换输入后，使用下面的模式：比较器50本身的直流偏移的补偿值(＝“+4”)被减去。即，比较器50本身的直流偏移的极性在转换输入前后被反相。

相反，在数模转换器30的差分输出之间的基本直流偏移(＝+20mV)的极性在转换输入前后相同。即，输出值的极性在转换输入后被反相，但是这样的反相的极性被反相器62反相，以便在差分输出之间的所测量的直流偏移补偿值仍然保持在“+10”。

因此，如果第一补偿值(补偿值1)和第二补偿值(补偿值2)被相加，则比较器50的直流偏移分量被消除，而在数模转换器30的差分输出之间的基本直流偏移分量被提高两倍。因此，可以通过将这样的相加直流偏移分量除以2来获得仅仅对应于在数模转换器30的差分输出之间的基本直流偏移分量的补偿值。

图6是示出综合消除直流偏移的原理的视图。假定在数模转换器30的差分输出A+和A-之间的基本直流偏移的补偿值是Voff，如上所述，这个Voff是“+10(等同于20mV)”。在转换比较器50的输入之前(在非交叉输入时)使用下述的模式：加上比较器50的直流偏移DCoff(＝+8mV)。假定第一补偿值(补偿值1)是“y”，“y”变为“+14”。相反，在转换比较器50的输入之后(在交叉输入时)使用下述的模式：减去比较器50的直流偏移DCoff(＝+8mV)。假定第二补偿值是“x”，“x”变为“+6”。现在，x+y＝2Voff。

因此，得到(x+y)/2＝Voff＝z。这个第三补偿值“z”给出了对应于在差分输出之间的基本直流偏移的的补偿值。

在第一实施例中，当在比较器50的反相端、非反相端和输入改变开关40的端子“c”、“d”之间的连接相反时，比较器50的输出与第一实施例相比较完全相反，因此上下计数器14的操作与第一实施例相比较也相反。因此，在此结果产生的补偿值的极性被反相，于是，需要将测试数据加上补偿值的校正。

类似地，第一、第二和第三补偿值具有与在第一实施例中的相应的补偿值相同的值，但是它们的极性相反。结果，如果施加用于向通常的输入数据加上第三补偿值的校正，则可以完全去除在数模转换器30的差分输出之间的直流偏移。

而且，在第一实施例中，在根据在第一输入模式中的比较器50的输出信号的反相信号来计算第一补偿值并且根据在第二输入模式中的比较器50的输出信号来计算第二补偿值的情况下，类似地，在各个输入模式中的补偿值，即第一补偿值、第二补偿值和第三补偿值与在第一实施例中的相应的补偿值在幅度上相同，但是在极性上相反。因此，在这个情况下，通过使用加法器来取代减法器可以像第一实施例中那样完全去除在数模转换器30的差分输出之间的直流偏移。

(第二实施例)

图7是示出在图1-4中所示的、本发明的第一实施例中的、具有偏移补偿功能的数模转换器件的方框图，其中功能不改变但是其配置的一部分被改变。

在第二实施例中，取代去除用于选择性地反相比较器50的极性的极性反相电路60(包括反相器62he选择器64)，可以分别通过在第一输入模式和第二输入模式中的模式转换信号来反转上下计数器14的计数操作。

更具体而言，在第一输入模式中，上下计数器14当比较器的输出在+1(高电平)时执行上计数操作，并且当比较器的输出在-1(低电平)时执行下计数操作。相反，在第二输入模式中，上下计数器14当比较器的输出在+1(高电平)时执行下计数操作，并且当比较器的输出在-1(低电平)时执行上计数操作。因为在施加所述变化后，上下计数器14的输出在两个模式中与在第一实施例中的那些相同，因此根本不改变具有偏移补偿功能的数模转换器件的功能和操作。

(第三实施例)

图8是示出了在本发明的第一实施例中的具有偏移补偿功能的数模转换器件的另一个方框图，其功能不改变，但是其一部分配置改变。

在第三实施例中，取代去除用于选择性地反相比较器50的极性的极性反相电路60(包括反相器62和选择器64)，将减法器16替换为计算器(加法器/减法器)17，然后通过模式转换信号来转换用于计算输入数据的补偿值的计算器17的操作，以便这样的计算器17在第一输入模式中作为减法器，相反在第二输入模式中这样的计算器17作为加法器。

按照这种变化，在第二输入模式中计算的第二补偿值与杂第一实施例中的第二补偿值在幅度上相等但是在极性上相反。因此，如果通过从第一补偿值减去第二补偿值然后将产生的值除以2来计算第三补偿值并且另外从通常的输入数据减去如上计算的第三补偿值的量，则可以完全去除在数模转换器30的差分输出之间的直流偏移。

类似地，如果通过从第二补偿值减去第一补偿值并且将所产生的值除以2来计算第三补偿值并且另外将如上计算的第三补偿值的量加到通常的输入数据，则可以完全去除在数模转换器30的差分输出之间的直流偏移。

在第三实施例中，在比较器50和输入改变开关40的输入端之间的连接被反转的情况下或在比较器50的输出信号的反相信号被输入到补偿值产生部件12的情况下，计算器17的操作与第三实施例相反，并且第一补偿值、第二补偿值和第三补偿值具有相同的值。但是它们的极性相反。

(第四实施例)

图9是说明在图1-4所示的本发明的第一实施例中、用于使用二进制搜索方法来计算在第一和第二模式中的第一和第二补偿值的具有偏移补偿功能的数模转换器件的配置的方框图。

在第四实施例中，替代逐次近似方法而使用二进制搜索方法，其中通过使用在图1-4中所示的第一实施例中的上下计数器来改变每个1 LSB的参考值。

图10示出了使用二进制搜索方法来计算补偿值的具体程序。如上所述，假定数模转换器30的1 LSB是1mV。然后，在数模转换器30的情况下，响应于补偿值“+1”而在A+和A-之间施加总共-2mV的校正。

假定在差分输出A+和A-之间的直流偏移是+40mV到+41mV，则比较器没有直流偏移，然后补偿值的数字的数量是5个数字。然后，因为比较器50的输出在第一输入模式中被输入到逻辑电路15，因此比较器50的第一输出变为+1，因此A+大于A-。这表示补偿值的极性是“+”，并且“10000”被从逻辑电路15输出到寄存器26。

然后，由减法器16从测试数据减去“+16”(“+10000”)，并且在A+和A-之间的电压差变为+8mV到+9mV。比较器50的输出仍然维持在+1，因此，补偿值的第五个数字是“1”，并且从逻辑电路15向寄存器26输出“+11000”。

然后，由减法器16从测试数据减去“+24”(“+11000”)，并且在A+和A-之间的电压差变为-8mV到-7mV。在这种情况下，因为比较器50的输出变为“-1”，因此补偿值的第四个数字是“0”，并且从逻辑电路15向寄存器26输出“+10100”。

然后，由减法器16从测试数据减去“+20”(“+10100”)，并且在A+和A-之间的电压差变为0mV到+1mV。在这种情况下，因为比较器50的输出变为“+1”，因此补偿值的第三个数字是“1”，并且从逻辑电路15向寄存器26输出“+10110”。

然后，由减法器16从测试数据减去“+22”(“+10120”)，并且在A+和A-之间的电压差变为-4mV到-3mV。在这种情况下，因为比较器50的输出变为“-1”，因此补偿值的第二个数字是“0”，并且从逻辑电路15向寄存器26输出“+10101”。

然后，由减法器16从测试数据减去“+21”(“+10101”)，并且在A+和A-之间的电压差变为-2mV到-1mV。在这种情况下，因为比较器50的输出变为“-1”，因此补偿值的第一个数字是“0”。即第一个补偿值是“+10100”。

如果通过二进制搜索方法计算的第一补偿值的LSB的数字是“0”，则数模转换器30的直流偏移补偿值是“0mV到-2mV”。因此数模转换器30的直流偏移补偿精度通过向第一补偿值加上“+1/2”而变为“±1mV”。

而且，如果第一补偿值的LSB的数字是“1”，则数模转换器30的直流偏移补偿精度是“0mV到+2mV”。因此，数模转换器30的直流偏移补偿精度通过向第一补偿值加上“-1/2”而变为“±1mV”。

因此，一起考虑通过二进制搜索方法计算的第一补偿值的LSB的数字是“0”和第一补偿值的LSB的数字是“1”的情况，数模转换器30的直流偏移补偿精度可以通过执行对于第一补偿值的“+1/2”或“-1/2”的校正而从“最大4mV的误差”被改善为“最大2mV的误差”，如上所述。

而且，在图10等所示的逐次近似方法中，测量必须被执行22次。如果使用二进制搜索方法，则通过对从MSB(最大有效位)到LSB(最小有效位)的6次测量来确定补偿值，因此可以缩短测量时间。在第二输入模式中，也可以通过类似的程序来计算第二补偿值。而且，除了计算第一和第二补偿值的程序之外的程序全部与在第一实施例中的那些相同。

(第五实施例)

图11示出了本发明被应用到但输出型数模转换器31的偏移补偿的示例。输入改变开关40的一个输入(A+)是数模转换器31的输出信号，并且另一个输入(A-)是参考电压(等同于理想数模转换器的输出电压)。其余的配置与上述的相同。在图11中，相同的附图标号和符号被附加到与上述示例中的那些相同的部分。

图12A-12D中示出了区分操作。这个操作在原理上与参照图5A-5G所述的操作类似。假定数模转换器31的最小分辨率(LSB)在此也被设置为1mV。在单输出型数模转换器31的情况下，信息响应于补偿值“+1”而向“A+”施加1mV的校正。即，单输出型数模转换器件的补偿值是差分输出型数模转换器件的两倍。

即，图12A示出了当在比较器50中没有直流偏移时数模转换器31的直流偏移的补偿值。图12B示出了在转换输入之前当在比较器50中有直流偏移时数模转换器31的直流偏移的补偿值(对应于第一补偿值)。图12C示出了在转换输入之后当在比较器50中有直流偏移时数模转换器31的直流偏移的补偿值(对应于第二补偿值)。图12D示出了通过平均第一和第二补偿值而获得的第三补偿值与图12A中的补偿值一致的事件。在这种情况下，在此使用的参考电压不总是被设置为等同于理想数模转换器的输出的电压，可以使用恒定的电压值来作为参考电压。

而且，如在第一实施例中所述，在这个第五实施例中，有可能类似地使用其中在比较器50和输入改变开关40的输入端之间的连接相反的配置、其中根据在第一输入模式中的比较器50的输出信号的反相信号来计算第一补偿值和根据在第二输入模式中的比较器50的输出信号来计算第二补偿值的配置。

而且，如在第二和第三实施例中所述的那样，在这个第五实施例中，有可能类似地使用下述配置：其中取代去除用于选择性地反相比较器50的输出信号的极性的极性反相电路60，通过在第一输入模式和第二输入模式中的模式转换信号来相反地转换上下计数器14的计数操作。

而且，有可能使用下述配置：其中取代去除用于选择性地反相比较器50的输出信号的极性的极性反相电路60，减法器16被替代为计算器17，并且通过模式转换信号来转换用于计算输入数据的补偿值的计算器17的操作，以便这个计算器17在第一模式中作为减法器，这个计算器17在第二输入模式中作为加法器。

(第六实施例)

图13是示出使用本发明的具有偏移补偿功能的数模转换器件的数字无线发射机的示意配置的方框图。

如图13所示，这个数字无线发射机具有数字转换器300、分别对应于I和Q的数模转换器件500a和500b(它们是本发明的具有偏移补偿功能的数模转换器件)、正交调制器600、发送电路700和天线710。数模转换器300由例如扩散调制器组成。而且，正交调制器600由例如QPSK(四相移键控)调制器组成。数模转换器300、数模转换器件500a和500b、正交调制器600、发送电路700分别被集成在一个LSI中。

按照第六实施例，因为消除了直流偏移，因此两个数模转换器件500a和500b的输入/输出特性彼此一致，因此相应的I、Q传输信号在相位上彼此一致，这使得精确的传输成为可能。

(第七实施例)

图14是示出具有偏移补偿功能的数模转换器件的配置的示例，其中运算放大器和反相器取代比较器而被使用，并且向比较器本身提供了偏移取消功能(即，它使用自补偿型运算放大器)。

在第七实施例中，通过使用电容器的模拟手段来消除在运算放大器中包括的直流偏移，然后根据输入数据补偿来执行数模转换器的差分输出之间的直流偏移。

在第一到第六实施例中，整个系统看起来像去除了运算放大器的直流偏移的情况。相反，本实施例与上述的实施例不同在运算放大器本身具有偏移消除功能，因此使用自补偿型运算放大器。

但是，所有实施例的共同点是通过使用关于在运算放大器中包括的直流偏移的信息来取消运算放大器本身的直流偏移。

首先，以下说明图14的数模转换器件的整体配置。

如图14所示，输入数据校正部分100包括补偿值产生部件110(包括计数器102和寄存器104)和减法器106。

像上述的实施例那样，也经由寄存器104使用计数器102的计数值来原样作为补偿值。

当反相运算放大器120的输出信号的极性时，寄存器104也用于存储计数值。

而且，在本实施例中，使用互补输出型(差分输出型)数模转换器30。

而且，提供了：第一开关SW1，用于在具有偏移消除功能的运算放大器120的输出端和反相输入端之间转换连接/断开；电容器C1，其一端连接到运算放大器120的反相输入端，其另一端连接到第二开关SW2。

第二开关SW2被提供来选择性地向电容器C1的另一端提供在数模转换器30的端子“b”侧的一个输出的输出A+的电压或作为在其端子“a”侧的另一个输出的输出A-的电压。

运算放大器120的非反相输入端连接到端子“a”，并且运算放大器120的输出端连接到反相器140的输入端。反相器140的输出端连接到计数器102和寄存器104。

在本实施例中，第二开关SW2的触点被转换到端子a侧，并且运算放大器120通过接通第一开关SW1而被构造为电压跟随器。因此，穿过(across)电容器C1而产生等同于运算放大器120的直流偏移的电压。

然后，运算放大器120通过关断第一开关SW1而被恢复到比较器配置。然后，第二开关SW2的触点也转换到端子“b”侧。此时，在测试模式中在A+和A-之间产生在差分输出之间的直流偏移。因此，通过将等同于运算放大器120的直流偏移的电压加到在数模转换器30的差分输出之间的直流偏移而得到的电压被施加在运算放大器120的输入端之间。

这表示将输入到运算放大器120的输入端的电压校正运算放大器120的直流偏移量。

因此，运算放大器120的直流偏移被消除。结果，可以精确地测量在数模转换器30的差分输出之间的直流偏移。

接着，具体说明。当测试数据被输入到图14的电路中时，在数模转换器30的输出A+和A-之间产生对应于测试数据的模拟电压。

图15是具体说明穿过电容器C1产生等同于运算放大器120的直流偏移的电压的操作的视图。

如图15所示，运算放大器120具有构成一个差分对的NMOS晶体管M3和M4、电流镜负载(current mirror load)M1和M2、恒定电流源13。

在图15中，因为第一开关SW1导通，因此运算放大器120被构造为电压跟随器。而且，第二开关SW2被转换到端子“a”侧。

而且，作为数模转换器30的一个输出的电压A-被提供到NMOS晶体管M3的栅极和连接到电容器C1的开关SW2的端子“a”。

因为运算放大器120被构造为电压跟随器，因此反相端(NMOS晶体管M4的栅极)、非反相端(NMOS晶体管M3的栅极)和输出端(在NMOS晶体管M4的漏极和构成电流镜负载的PMOS晶体管M2的漏极之间的连接点)的所有电压在理论上应当变为“A-的电势”和相互一致。

但是，因为事实上在运算放大器120中存在直流偏移，因此构成差分对的NMOS晶体管(M3、M4)的栅极电势不彼此一致。

在图15中，假定NMOS晶体管M3的驱动能力大于NMOS晶体管M4的驱动能力。即，假定NMOS晶体管M3的沟道电导(W/L)大于NMOS晶体管M4DE沟道电导.

原理上，通过等分所述恒定电流源的电流I3而获得的电流分别流过差分对的左/右电路。但是，如果在NMOS晶体管M3、M4的电流能力之间存在差异，则流过NMOS晶体管M3的电流(I1)变得大于流过NMOS晶体管M4的电流(I2)，因此失去在通过左/右电路的电流量之间的平衡。

此时，通过负反馈控制来操作运算放大器120以收缩在这些电流I1和I2之间的不平衡。

即，在电流镜负载M1、M2中，从NMOS晶体管M2发送等于输入电流(＝I1)的的输出电流(＝I1)。另一方面，构成差分对的NMOS晶体管M4的能够吸收的电流仅仅是等同于电流I2的电流。

因此，在电流I1和电流I2之间的差I4(＝I1-I2)经由负反馈环路(包括闭合开关SW1)向差分电路的外部泄漏，因此电容器C1被充电。因此提高了NMOS晶体管M4的栅极电压。

换句话说，NMOS晶体管M4的栅极电势提高以使得较大的电流流过其电流能力(ability)低的NMOS晶体管M4。当流过构成差分对的NMOS晶体管M3和M4的相应的电流变得相等时(即，当满足I1＝I2并且因此在左/右电流中的电流量平衡时)，停止提高NMOS晶体管M4的栅极电势。

结果，NMOS晶体管M4的栅极电势变得高于NMOS晶体管M3的栅极电势，因此穿过电容器C1产生电势差(等同于运算放大器120的直流偏移(DCoff))。

然后，如图16所示，通过关断第一开关SW1来消除运算放大器120的负反馈环路。而且，第二开关SW2的触点被转换到端子“b”侧。

然后，A+的电压被施加到在第二开关SW2侧的电容器C1的一端(到现在为止对它施加了电压A-)。

此时，通过将运算放大器120本身的直流偏移DCoff加到A+而得到的电压((A+)DCoff)被施加到NMOS晶体管M4的栅极(运算放大器120的反相端)。即，被校正的输入模拟电压被输入到运算放大器120的反相端。

如上所述，NMOS晶体管M4的电流能力小于NMOS晶体管M3的电流能力。为此，施加到反相端以克服在由电流能力引起的左/右电流不平衡的电压是等同于“DCoff”的电压。

因此，如果等同于DCoff的电压被先前加到输入电压(A+)，则可以自动消除在运算放大器120中的差分电路的左/右电流之间的不平衡。

即，运算放大器120本身的直流偏移被掩蔽和消失。因此，消除了运算放大器120的这种直流偏移。

在这种情况下，通过开始计数器102的操作来开始用于获取补偿值以补偿在数模转换器30的差分输出之间的直流偏移的操作。

因为运算放大器(比较器)120本身的直流偏移被消除，因此在数模转换器的差分输出之间的直流偏移被精确地测量。故根据所测量的直流偏移来计算补偿值。

结果，通过消除运算放大器120本身的直流偏移的影响可以高精度地产生补偿值。

以下参照图17A-17C和图18A-18F来集体(in bulk)简述上述操作。

如图17A所示，下载问题是如何精确地测量在数模转换器30的差分输出(A-，A+)之间的直流偏移。

实质上，两个差分输出(A-，A+)应当是0mV，然而，A+变为20mV(A-是0mV)。结果，产生在差分输出之间的偏移20mV。

在测量数模转换器30的偏移之前，必须消除运算放大器(比较器)本身的偏移。

假定这样的情况，即在运算放大器(比较器)本身中无直流偏移。

如图17B所示，当没有直流偏移的运算放大器被构造为电压跟随器并且A-(＝0mV)被输入到非反相端时，反相端因为虚拟地的缘故也变为A-。因此，运算放大器120的输出也变为A-。

在此，如图17C所示，当电容器C1的一端连接到运算放大器120的反相端并且其另一端连接到非反相端时，电容器C1的两端的电势分别是A-。因此不产生电势差。

然后，如图18A所示，假定这样的情况，即在运算放大器120本身中存在直流偏移。

在运算放大器120本身中存在直流偏移的事件表明，如图18B所示，当反相端和非反相端被设置为相同的电势(＝A-)时，在差分电路中的左电流I1和右电路I2的相应幅度相互不同。其中，I1＞I2。

然后，如图18C所示，运算放大器被构造为电压跟随器。

此时，如在以虚线指示和包围的图18C的下部所示，运算放大器120的反相端的电压升高，以便消除在电流I1和I2之间的不平衡。在图18C中，这个被提高的电压被描述为“α”。这个α对应于运算放大器120本身的直流偏移DCoff。

现在，当给出图18D中所示的配置时，穿过电容器C1产生对应于电压α的电势差。其中α＝Q/C(Q：电荷，C：电容器C1的电容器)。

然后，如图18E所示，输入到运算放大器120的反相端的输入电压被从A-(＝0mV)转换到A+(＝20mV)。在这种情况下，对应于电压α的电势差仍然被保持在电容器C1中。

然后，α被加到运算放大器120的反相端的基本输入A+。结果，校正输入到反相端的输入模拟电压。

这个电压α是消除在运算放大器120的差分电路的左/右电流之间的不平衡所需要的电压(基极等同于“DCoff”的电压)，如图18C所示。因此，可以通过提前将这个电压α加到输入的模拟电压来自动取消运算放大器120的直流偏移。

在这种情况下，因此在图18E中A+(＝20mV)被输入到运算放大器120的反相端，因此反相了运算放大器120的输出的极性。

因此，如图18F中所示，反相器140反相极性。结果，在数模转换器30的差分输出之间的直流偏移“+20mV”(见图17A)可以被精确地确定。

然后，通过精确地确定在数模转换器30的差分输出之间的直流偏移来计算补偿值。结果，可以精确地补偿在数模转换器30的差分输出之间的直流偏移。

以这种方式，在本实施例中，通过利用电容器来提高输入电压，所述电容器连接到运算放大器的反相端来作为自举电容器。

在此，在本实施例中，要注意的是这样一个方面，即电压不是简单地提高或降低，而是在电压变化量与运算放大器本身的直流偏移一致，因此要输入到运算放大器的非反相端的模拟电压被提前校正以消除运算放大器的直流偏移。

即，在本实施例中，电容器作为用于校正反相端的输入电压的手段。另外，如参照图14-18F所示，可以仅仅通过简单的控制、即通过智能地转换开关来实现这样的操作。

而且，可以通过将电容器和开关加到运算放大器来实现本实施例的配置。因此，所述结构很简单，并且容易实现。

在图19A-19F中总结了上述的本实施例的特征。

以下参照图19A-19C来说明当不执行运算放大器的直流偏移补偿时施加的补偿值(用于补偿数模转换器的直流偏移的补偿值)。

图19A示出了当运算放大器120没有直流偏移补偿功能时在数模转换器30、运算放大器120和反相器140之间的连接。图19B示出了在补偿值测量前的数模转换器30的输出A+、A-的电势和在补偿值测量后的数模转换器30的输出A+、A-的电势。

在这种情况下，如图19C所示，“直流偏移补偿值×2LSB(LSB等同于1mV)”变为“数模转换器的直流偏移-运算放大器的直流偏移(DCoff)”，因此产生“DCoff”量的误差。

接着，以下参照图19D-19F来说明当执行运算放大器120的直流偏移补偿时施加的补偿值(用于补偿数模转换器30的直流偏移的补偿值)。

图19D示出了但运算放大器120具有直流偏移补偿功能时在数模转换器30、电容器C1、运算放大器120和反相器140之间的连接。图19E示出了在补偿值测量之前的数模转换器30的输出A+、A-的电势、运算放大器120的输入的相应电势和在补偿值测量之后的运算放大器120的输入的相应电势。

在这种情况下，如图19F所示，“直流偏移补偿值×2LSB”变为“数模转换器30的直流偏移+运算放大器120的直流偏移(DCoff)-DCoff”。因此，消除了运算放大器120的直流偏移，并且仅仅给出数模转换器30本身的直流偏移。结果，可以精确地测量数模转换器30的直流偏移。

(第八实施例)

图20示出了一种配置，其中将单输出型数模转换器31的输出电压Vout与参考电压(对应于理想数模转换器31的输出电压)相比较。

基本配置与在上述实施例中那些相同。但是第八实施例与上述实施例不同在运算放大器120的非反相输入端连接到参考电压(Vref)。假定数模转换器31的输出电压Vout是数字输入数据的非反相输出。

原理上，本实施例的操作类似于第七实施例的操作。但是，如上所述，本实施例不同在单输出型数模转换器件的补偿值是差分输出型数模转换器件的补偿值的两倍。

以下参照图21A-21F来说明当运算放大器120美构直流偏移补偿功能和运算放大器120具有直流偏移补偿功能时的直流偏移补偿值。

图21A示出了当运算放大器120没有直流偏移补偿功能时在数模转换器31、运算放大器120和反相器140之间的连接。图21B示出了数模转换器31的输出Vout的电势、在补偿值测量前的电势Vref和在补偿值测量后的输出Vout的电势和Vref的电势。

此时，如图21C所示，“差分输出补偿值×LSB”变为“数模转换器31的直流偏移-运算放大器120的直流偏移(DCoff)”，因此产生误差“DCoff量”。

图21D示出了当运算放大器120具有直流偏移补偿功能时在数模转换器31、电容器C1、运算放大器120和反相器140之间的连接。图21E示出了在补偿值测量前的数模转换器31的输出Vout的电势、Vvref的电势和运算放大器120的输入电势和在补偿值测量后的运算放大器120的输入电势。

因此，如图21F所示，“直流偏移补偿值×LSB”可以表达为“数模转换器的直流偏移+运算放大器的直流偏移(DCoff)-DCoff”。因为消除了运算放大器120的直流偏移，因此给出了数模转换器31本身的直流偏移。结果，可以精确地测量数模转换器31的直流偏移。

按照本发明的具有偏移补偿功能的数模转换器件不仅可以用于通信应用，而且可以用于音频器件等。

如上所述，按照具有偏移补偿功能的数模转换器件和补偿数模转换器件的偏移的方法，即使在比较器本身中存在直流偏移，也可以基本上完全去除数模转换器的直流偏移。而且，有可能在配置上简单，并且在其控制方法上简单，因此本发明可以容易地被实现。

另外，随着加速模拟电路的微型化，比较器的直流偏移被越来越增加。因此，数模转换器件对于用于实现数模转换器的装置是高度有效的，其中所述数模转换器通过精细的模式处理而基本上完全去除了直流偏移。

Claims

1.一种具有偏移补偿功能的数模转换器件，用于补偿数模转换器的直流偏移，包括：

比较器，用于检测数模转换器的直流偏移；

改变开关，用于选择第一输入模式和第二输入模式，在第一输入模式中，第一和第二信号被分别输入到比较器的第一和第二输入端，其中第一和第二信号的至少一个是数模转换器的输出信号，在第二输入模式中，第二和第一信号被分别输入到比较器的第一和第二端；以及

输入数据校正部件，用于从第一补偿值和第二补偿值计算第三补偿值，所述第一补偿值是根据在第一输入模式中的比较器的输出信号而获得的，第二补偿值是根据在第二输出模式中的比较器的输出信号而获得的，所述输入数据校正部件也用于使用第三补偿值来校正数模转换器的输入数据，其中，输入数据校正部件通过将第二补偿值和另一个第一补偿值平均来计算第三补偿值，所述另一个第一补偿值是根据在第一输入模式中的比较器的输出信号的反相信号而获得的。

2.按照权利要求1的具有偏移补偿功能的数模转换器件，其中，输入数据校正部件通过将第一补偿值和第二补偿值之间的差除以2来计算第三补偿值。

3.按照权利要求1的具有偏移补偿功能的数模转换器件，其中，输入数据校正部件通过将在另一个第一补偿值和另一个第二补偿值之间的差值除以2来计算第三补偿值，所述另一个第一补偿值是根据在第一输入模式中的比较器的输出信号的反相信号而获得的，所述另一个第二补偿值是根据在第二输入模式中的比较器的输出信号的反相信号而获得的。

4.按照权利要求1的具有偏移补偿功能的数模转换器件，其中，数模转换器是差分输出型的，它输出两个相位相反的模拟信号，并且第一和第二信号是从数模转换器输出的两个模拟信号。

5.按照权利要求1的具有偏移补偿功能的数模转换器件，其中，数模转换器是单输出型的，并且第一和第二信号之一是数模转换器的输出信号，并且其另一个具有预定的参考电压。

6.按照权利要求1的具有偏移补偿功能的数模转换器件，其中，输入数据校正部件通过使用逐次近似方法来确定第一和第二补偿值。

7.按照权利要求6的具有偏移补偿功能的数模转换器件，其中，输入数据校正部件通过逐个比特地改变数模转换器的输入数据而确定第一和第二补偿值。

8.按照权利要求6的具有偏移补偿功能的数模转换器件，其中，输入数据校正部件通过使用基于二进制搜索的逐次近似方法来确定第一和第二补偿值。

9.按照权利要求8的具有偏移补偿功能的数模转换器件，其中，当第一和第二补偿值的最小有效位是0时，输入数据校正部件向第一和第二补偿值加1/2，并且当第一和第二补偿值的最小有效位是1时，输入数据校正部件从第一和第二补偿值减1/2。

10.一种数模转换器件的偏移补偿方法，所述数模转换器件使用比较器来检测数模转换器的直流偏移，以便补偿数模转换器的直流偏移，包括步骤：

根据在第一输入模式中的比较器的输出信号来获得第一补偿值，在第一输入模式中，第一和第二信号被分别输入到比较器的第一和第二输入端，其中第一和第二信号中的至少一个是数模转换器的输出信号；

根据在第二输入模式中比较器的输出信号来获得第二补偿值，在第二输入模式中，第二和第一信号被分别输入到比较器的第一和第二输入端；

从第一补偿值和第二补偿值来计算第三补偿值；

通过使用第三补偿值来校正数模转换器的输入数据；以及

通过平均第二补偿值和另一个第一补偿值来计算第三补偿值，所述另一个第一补偿值的获得是根据在第一输入模式中的比较器的输出信号的反相信号。

11.按照权利要求10的数模转换器件偏移补偿方法，还包括步骤：

通过将在第一补偿值和第二补偿值之间的差除以2来计算第三补偿值。

12.按照权利要求10的数模转换器件偏移补偿方法，还包括步骤：

分别根据在第一和第二输入模式中的比较器的输出信号的反相信号来获得另一个第一补偿值和另一个第二补偿值；

通过将在另一个第一补偿值和另一个第二补偿值之间的差值除以2来计算第三补偿值。

13.一种LSI，其中集成了具有偏移补偿功能的数模转换器件，该数模转换器件通过使用比较器来检测数模转换器的直流偏移，根据比较器的输出信号来获得补偿值，然后通过向输入数据加上所述补偿值或从输入相加减去所述补偿值来校正数据以补偿直流偏移，

其中具有消除在比较器本身中包括的直流偏移的功能的自补偿型比较器被用作比较器，

所述自补偿型比较器具有：

运算放大器，

缓冲器或反相器，

第一开关，用于在运算放大器的输出端和反相端之间转换连接/断开连接，

电容器，其一端连接到运算放大器的反相端，

第二开关，用于在电容器的另一端和运算放大器的非反相端之间转换连接/断开连接。

14.一种数模转换器件的偏移补偿方法，所述数模转换器件通过使用比较器来检测数模转换器的直流偏移，根据比较器的输出信号来获得补偿值，然后通过向输入数据加上所述补偿值或从输入相加减去所述补偿值来校正数据以补偿直流偏移，

所述自补偿型比较器具有：

运算放大器，

缓冲器或反相器，

电容器，其一端连接到运算放大器的反相端，

第二开关，用于在电容器的另一端和运算放大器的非反相端之间转换连接/断开连接，

该偏移补偿方法通过下列步骤来向所述数模转换器件的自补偿型比较器施加偏移消除，然后使用消除恶劣直流偏移的自补偿型比较器来计算补偿值，然后使用补偿值来执行输入数据的校正，据此补偿数模转换器的直流偏移：

在获得用于消除数模转换器的直流偏移的补偿值之前执行自补偿型比较器的操作，

当要执行消除自补偿型比较器的直流偏移的操作时，

通过接通第一开关来短路运算放大器的输出端和反相端，以便通过100％的负反馈来构造电压跟随器，并且通过第二开关连接电容器的另一端和运算放大器的非反相端以将其间的连接点设置在预定的电势，以便穿过电容器产生对应于在运算放大器中包括的直流偏移的电压，

然后通过关断第一开关来断开运算放大器的输出端和反相端，并且通过转换第二开关来将电容器的另一端从运算放大器的非反相端断开连接，

用于度量包括在数模转换器中的直流偏移的必要信号被提供到电容器的另一端和运算放大器的非反相端，此时，运算放大器的直流偏移通过穿过电容器产生的电压来被取消，并且对应于运算放大器的直流偏移。