CH704553B1

CH704553B1 - Three-phase hybrid AC / DC converter, and method for its control.

Info

Publication number: CH704553B1
Application number: CH00298/11A
Authority: CH
Inventors: Walter Kolar Johann; Hartmann Michael; Friedli Thomas
Original assignee: Eth Zürich Eth Transfer
Priority date: 2011-02-21
Filing date: 2011-02-21
Publication date: 2016-06-15
Also published as: CH704553A2

Abstract

Die Erfindung betrifft einen AC/DC-Konverter zur Leistungsübertragung von einer dreiphasigen Wechselspannungsseite an eine Gleichspannungsseite mit einer positiven Anschlussklemme (17) und einer negativen Anschlussklemme (18) und/oder umgekehrt, der eine dreiphasige Brückenschaltung (1) mit drei Anschlusspunkten (3, 4, 5) für jeweils eine Eingangsphase an ihrer Wechselspannungsseite und mit je einem positiven und einem negativen Anschlusspunkt an ihrer Gleichspannungsseite aufweist. Es ist zwischen dem positiven Anschlusspunkt der Brückenschaltung und der positiven Anschlussklemme (17) des AC/DC-Konverters ein oberer DC/DC-Konverter (9) mit einem unteren Anschlusspunkt (11) als Bezugspunkt geschaltet, und zwischen dem negativen Anschlusspunkt der Brückenschaltung und der negativen Anschlussklemme (18) des AC/DC-Konverters ein unterer DC/DC-Konverter (13) mit einem oberen Anschlusspunkt (15) als Bezugspunkt geschaltet. Dabei sind der untere und der obere Anschlusspunkt (11, 15) miteinander verbunden und bilden einen gleichspannungsseitigen Mittelpunkt. Jeder der drei Anschlusspunkte (3, 4, 5) ist jeweils über einen Vierquadrantenschalter (6, 7, 8) mit dem gleichspannungsseitigen Mittelpunkt verbunden.The invention relates to an AC / DC converter for power transmission from a three-phase AC side to a DC side with a positive terminal (17) and a negative terminal (18) and / or vice versa, comprising a three-phase bridge circuit (1) with three terminals (3, 4, 5) for in each case one input phase on its AC voltage side and each having a positive and a negative connection point on its DC side. There is connected between the positive terminal of the bridge circuit and the positive terminal (17) of the AC / DC converter, an upper DC / DC converter (9) with a lower terminal point (11) as a reference point, and between the negative terminal of the bridge circuit and the negative terminal (18) of the AC / DC converter, a lower DC / DC converter (13) connected to an upper terminal point (15) as a reference point. In this case, the lower and the upper connection point (11, 15) are interconnected and form a DC side center. Each of the three connection points (3, 4, 5) is connected in each case via a four-quadrant switch (6, 7, 8) to the DC-side center.

Description

[0001] Die Erfindung betrifft das Gebiet der leistungselektronischen Schaltungen und bezieht sich auf einen AC/DC-Konverter zur Leistungsübertragung von einer dreiphasigen Wechselspannungsseite an eine Gleichspannungsseite oder umgekehrt, sowie auf ein Verfahren zu dessen Steuerung. The invention relates to the field of power electronic circuits and relates to an AC / DC converter for power transmission from a three-phase AC side to a DC side or vice versa, and to a method for its control.

Stand der TechnikState of the art

[0002] Zur Gleichrichtung einer Dreiphasen-Netzspannung werden bei Forderung nach geringen Netzrückwirkungen und geregelter Ausgangsspannung gemäss dem Stand der Technik aktive, d.h. selbstgeführte oder hybride, d.h. aus netzgeführten und selbstgeführten Schaltungsteilen gebildete Gleichrichterschaltungen eingesetzt. For rectification of a three-phase mains voltage are active in the demand for low system perturbations and regulated output voltage according to the prior art active, i. self-guided or hybrid, i. used rectifier circuits formed from line-guided and self-commutated circuit parts.

[0003] Hierbei ist grundsätzlich zwischen Systemen mit Hochsetzstellercharakteristik und Systemen mit Tiefsetzstellercharakteristik zu unterscheiden. Dreiphasen-Tiefsetzsteller-Gleichrichtersysteme erlauben eine Ausgangsgleichspannung im Bereich von null bis zum 1.5-fachen Wert der Netz-Phasenspannungsamplitude zu erzeugen und weisen daher in Verbindung mit zukünftigen 360-V-DC-Verteilsystemen (DC, Direct Current) für Rechenzentren oder der Batterieladung von Elektrofahrzeugen hohe Bedeutung auf. Weitere Vorteile liegen in der Möglichkeit eines strombegrenzten Betriebes bei Ausgangskurzschluss und eines kontrollierten, strombegrenzten Hochlaufes ausgehend von Ausgangsspannung null. Die Beschreibung des Standes der Technik wird aus diesem Grund und mit dem Blick auf den Gegenstand der Erfindung auf Tiefsetzstellerkonzepte beschränkt. Ein aktives Dreiphasen-Tiefsetzsteller-Gleichrichtersystem ist beschrieben in: M. Baumann, J.W. Kolar, «A Novel Control Concept for Reliable Operation of a Three-Phase Three-Switch Buck-Type Unity-Power-Factor Rectifier with Integrated Boost Output Stage Under Heavily Unbalanced Mains Condition», IEEE Trans, on Industrial Electronics, vol. 52, no. 2, pp. 399–409, April, 2005. In principle, a distinction must be made between systems with a boost converter characteristic and systems with a buck converter characteristic. Three-phase step-down rectifier systems allow a DC output voltage in the range of zero to 1.5 times the value of the network phase voltage amplitude to generate and therefore have in connection with future 360-degree DC (DC) distribution systems for DC or battery charging of Electric vehicles are very important. Further advantages are the possibility of a current-limited operation at output short-circuit and a controlled, current-limited run-up starting from zero output voltage. The description of the prior art is for this reason and with regard to the subject matter of the invention limited to buck converter concepts. An active three-phase buck converter rectifier system is described in: M. Baumann, J.W. Kolar, "A Novel Control Concept for Reliable Operation of a Three-Phase Three-Switch Buck-Type Unity Power-Factor Rectifier with Integrated Boost Output Under Heavily Unbalanced Mains Condition", IEEE Trans, on Industrial Electronics, vol. 52, no. 2, pp. 399-409, April, 2005.

[0004] Gleichartig wie ein DC/DC-Tiefsetzsteller (DC/DC, Direct Current to Direct Current) weisen aktive Dreiphasen-Tiefsetzsteller-Gleichrichtersysteme wie das zitierte ausgangsseitig eine Induktivität, d.h. einen mittels dieser Induktivität eingeprägten Ausgangsstrom und nachfolgend eine Ausgangskapazität auf, da einer zu speisenden Last i.a. eine eingeprägte Ausgangsspannung angeboten werden muss. Eingangsseitig sind Netzphasenspannungen über eine Stern- oder Dreieckschaltung von Filterkondensatoren eingeprägt. Der Gleichrichterteil wird durch eine modifizierte Dreiphasen-Diodenbrücke realisiert, wobei in Flussrichtung jeder Diode ein abschaltbarer elektronischer Schalter gelegt wird. Über Durchschalten eines Schalters kann so der Stromfluss über einen Diodenzweig freigegeben werden, wobei die Stromübernahme des Diodenzweiges dann noch von Vorzeichen und Betrag der an diesem Diodenzweig anliegenden Netzphasenspannung abhängig ist. Das Sperren des Schalters unterbricht den Stromfluss, die Dreiphasen-Diodenbrücke ist also insgesamt als selbstgeführt anzusehen. Resultierend kann damit der Ausgangsstrom sinusförmig pulsbreitenmoduliert auf Netzphasen verteilt und nach Tiefpassfilterung durch die eingangsseitigen Filterkondensatoren und gegen das Netz hin vorgeschaltete Filterinduktivitäten ein sinusförmiger Verlauf von Netzphasenströmen in Phase mit der jeweiligen Netzphasenspannung, d.h. ohmsches Grundschwingungsnetzverhalten des Dreiphasen-Tiefsetzsteller-Gleichrichtersystems erreicht werden. Eine Spannung am Ausgang der modifizierten Dreiphasen-Diodenbrücke wird durch Ausschnitte von Phasenspannungsdifferenzen, d.h. durch Ausschnitte der verketteten Netzspannungen definiert, welche durch das Ein- und Ausschalten der elektronischen Schalter an den positiven und negativen Ausgang der selbstgeführten Dreiphasen-Diodenbrücke weitergeschaltet werden, und weist entsprechend der netzseitig, zufolge der Sinusform der Ströme konstanten Momentanleistung einen konstanten Kurzzeitmittelwert (Mittelwert über eine Pulsperiode) auf, der an einem Ende der ausgangsseitigen Induktivität (Ausgangsinduktivität) zu liegen kommt und über die Tiefpassfilterwirkung dieser Induktivität in Verbindung mit der Ausgangskapazität in eine Ausgangsgleichspannung mit geringem schaltfrequentem Rippel verwandelt wird. Like a DC / DC buck converter (DC / DC, direct current to direct current), active three-phase buck converter rectifier systems, such as the one cited on the output side, have an inductance, i. an impressed by means of this inductance output current and subsequently an output capacitance, since a load to be fed i.a. an impressed output voltage must be offered. On the input side, mains phase voltages are impressed via a star or delta connection of filter capacitors. The rectifier section is realized by a modified three-phase diode bridge, wherein a turn-off electronic switch is placed in the flow direction of each diode. By switching on a switch so the flow of current can be released via a diode branch, the current transfer of the diode branch is then still dependent on the sign and magnitude of the voltage applied to this diode branch network phase voltage. The locking of the switch interrupts the flow of current, the three-phase diode bridge is therefore considered to be self-contained. As a result, the output current can be distributed sinusoidally pulse-width modulated on mains phases and, after low-pass filtering by the filter capacitors on the input side and upstream filter inductances, a sinusoidal profile of mains phase currents in phase with the respective mains phase voltage, i. ohmic fundamental network behavior of the three-phase buck converter rectifier system can be achieved. A voltage at the output of the modified three-phase diode bridge is determined by sections of phase voltage differences, i. defined by sections of the interlinked mains voltages, which are switched by the switching on and off of the electronic switch to the positive and negative output of the self-commutated three-phase diode bridge, and corresponding to the mains side, according to the sinusoidal current of the currents constant instantaneous power a constant short-term average (average over a pulse period) which comes to rest at one end of the output side inductance (output inductance) and is converted via the low pass filter effect of this inductance in conjunction with the output capacitance into a DC output voltage with a low switching frequency ripple.

[0005] Nachteile dieses Konzeptes liegen in der Komplexität der Steuerung, einem relativ hohen Realisierungsaufwand – sämtliche Dioden sind für schaltfrequente Kommutierung auszulegen, und die Leistungshalbleiter werden im Sperrzustand maximal mit dem relativ hohen Spitzenwert der verketteten Netzspannung beansprucht – und den relativ hohen Leitverlusten, da ein Phasenstrom stets über eine Diode und einen elektronischen Schalter geführt wird. Disadvantages of this concept are the complexity of the controller, a relatively high implementation cost - all diodes are interpreted for switching frequency commutation, and the power semiconductors are in the off state maximum claimed with the relatively high peak value of the chained mains voltage - and the relatively high conduction losses, there a phase current is always passed through a diode and an electronic switch.

[0006] Die Zahl der elektronischen Schalter kann durch Änderung der Topologie der modifizierten Dreiphasen-Diodenbrücke von sechs auf drei reduziert werden. Allerdings sind dann sechs weitere, insgesamt also 12 Dioden erforderlich, und es treten noch höhere Leitverluste auf. The number of electronic switches can be reduced from six to three by changing the topology of the modified three-phase diode bridge. However, then six more, so a total of 12 diodes are required, and there are even higher conduction losses.

[0007] Neben der vorstehend beschriebenen aktiven Dreiphasen-Tiefsetzsteller-Gleichrichterschaltung ist noch eine hybride Dreiphasen-Gleichrichterschaltung bekannt, welche für eine Last mit konstanter Momentanleistungsaufnahme erlaubt, einen sinusförmigen Netzstromverlauf bzw. wieder ohmsches Grundschwingungsnetzverhalten zu erreichen. Diese ist beschrieben in: H. Yoo, S.-K. Sul, «A New Circuit Design and Control to Reduce Input Harmonic Current for a Three-Phase AC Machine Drive System having a very Small DC-Link Capacitor», in Proc. 25th IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition APEC’10, pp. 611–618, 2010. In addition to the active three-phase buck converter rectifier circuit described above, a hybrid three-phase rectifier circuit is still known, which allows for a load with a constant instantaneous power consumption, to achieve a sinusoidal current waveform or again ohmic fundamental network behavior. This is described in: H. Yoo, S.-K. Sul, "A New Circuit Design and Reduce Input Harmonic Current for a Three-Phase AC Machine Drive System Having a Very Small DC-Link Capacitor", in Proc. 25th IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition APEC'10, pp. 611-618, 2010.

[0008] Allerdings erlaubt das System keine Ausgangsspannungsregelung, d.h. am Ausgang tritt die ungeregelte, sechspulsig gleichgerichtete Dreiphasen-Netzspannung auf. However, the system does not allow output voltage regulation, i. at the output, the unregulated, six-pulse rectified three-phase mains voltage occurs.

[0009] Der Leistungsteil der hybriden Dreiphasen-Gleichrichterschaltung wird durch eine eingangsseitige, netzgeführte Diodenbrücke und zwei abschaltbare elektronische Schalter mit antiparallelen Freilaufdioden, d.h. eine als Brückenzweig bekannte Halbleiteranordnung gebildet, welche in Flussrichtung zwischen positiver und negativer Ausgangsklemme der Diodenbrücke angeordnet ist. Die Dreiphasen-Netzwechselspannung wird direkt an die Eingänge der netzgeführten Dreiphasen-Diodenbrücke gelegt. Des Weiteren wird von jedem Eingang abzweigend eine Gegenserienschaltung elektronischer Schalter, d.h. ein Vierquadrantenschalter (der Sperrspannungen beider Polaritäten aufnehmen kann und Strom in beiden Richtungen führen kann) gegen einen gemeinsamen Schaltersternpunkt angeordnet. Dieser Schaltersternpunkt ist über eine Induktivität mit dem Mittelpunkt des Brückenzweiges verbunden. Die Ausgangsklemmen der netzgeführten Diodenbrücke bilden gleichzeitig auch die Ausgangsklemmen der hybriden Dreiphasen-Gleichrichterschaltung. The power section of the hybrid three-phase rectifier circuit is provided by an input-side, mains-driven diode bridge and two turn-off electronic switches with antiparallel freewheeling diodes, i. formed as a bridge branch semiconductor device, which is arranged in the flow direction between the positive and negative output terminal of the diode bridge. The three-phase AC supply voltage is applied directly to the inputs of the three-phase network-connected diode bridge. Further, branching from each input is an opposite series circuit of electronic switches, i. a four-quadrant switch (which can absorb blocking voltages of both polarities and can carry current in both directions) is arranged against a common switch star point. This switch star point is connected via an inductance with the center of the bridge branch. The output terminals of the line-commutated diode bridge at the same time also form the output terminals of the hybrid three-phase rectifier circuit.

[0010] Wird ein Konstantleistungsverbraucher an den Ausgang des Systems geschaltet, stellt sich ein invers zur sechspulsigen Spannungsvariation variierender Verbraucherstrom ein, der jeweils aus der Netzphase mit höchstem Potential (im Weiteren kurz als höchste Phase bezeichnet) bezogen und in die Netzphase mit tiefstem Potential (tiefste Phase) zurückgeführt wird. Um auch der dritten, hinsichtlich des Potentials mittleren Phase Strom zuzuführen, wird nun der an dieser Phase liegende Vierquadrantenschalter durchgeschaltet und der Brückenzweig so getaktet, dass sich in der Induktivität ein sinusförmiger Stromverlauf einstellt. Die Regelung dieses in das Netz gespeisten Stromes erfolgt dann so, dass gemäss dem Ziel einer sinusförmigen Stromaufnahme des Gesamtsystems ein in Phase mit der mittleren Phasenspannung liegender Strom resultiert. Der Strom der mittleren Phase schliesst sich dabei über das Netz und die höchste und die tiefste Phase zurück und überlagert sich dort dem Konstantleistungsstrom. Wie eine Nachrechnung zeigt, kann so in allen Phasen ein sinusförmiger, spannungsproportionaler Stromverlauf sichergestellt werden. If a constant power consumer is connected to the output of the system, an inverse to the six-pulse voltage variation varying consumer current, each from the mains phase with the highest potential (hereinafter referred to briefly as the highest phase) related and in the network phase with the lowest potential ( lowest phase) is returned. In order to supply current to the third, in terms of the potential medium phase, now lying on this phase four-quadrant switch is turned on and the bridge branch clocked so that adjusts a sinusoidal current waveform in the inductance. The regulation of this current fed into the network then takes place in such a way that, in accordance with the goal of a sinusoidal current consumption of the overall system, a current lying in phase with the average phase voltage results. The current of the middle phase closes over the network and the highest and the lowest phase back and superimposed there the constant power current. As a recalculation shows, a sinusoidal, voltage-proportional current profile can be ensured in all phases.

[0011] Der Realisierungsaufwand des Systems ist gering und die Steuerung einfach möglich, allerdings verbleibt die Ausgangsspannung, wie eingangs erwähnt, ungeregelt und muss z.B. durch einen nachgeschalteten DC/DC-Tiefsetzsteller in einen konstanten Gleichspannungswert umgeformt werden, womit insgesamt wieder ein relativ hoher Fertigungsaufwand und geringer Wirkungsgrad resultiert. The implementation of the system is low and the control is easily possible, however, the output voltage, as mentioned above, remains unregulated and must, for. be converted by a downstream DC / DC buck converter into a constant DC voltage value, which overall results in a relatively high production cost and low efficiency.

[0012] Aufgabe der Erfindung ist es daher, einen dreiphasigen AC/DC-Konverter zu schaffen, welcher für die Sicherstellung einer netzspannungsproportionalen Stromaufnahme und einer geregelten Ausgangsspannung, verglichen mit dem Stand der Technik, sowohl einen geringen Realisierungsaufwand als auch eine geringe Komplexität der Steuerung aufweist. The object of the invention is therefore to provide a three-phase AC / DC converter, which for the assurance of a mains voltage proportional current consumption and a regulated output voltage, compared with the prior art, both a low implementation cost and a low complexity of the control having.

Darstellung der ErfindungPresentation of the invention

[0013] Diese Aufgabe lösen ein AC/DC-Konverter mit den Merkmalen des Patentanspruches 1 und ein Verfahren zur Steuerung eines AC/DC-Konverters mit den Merkmalen des Patentanspruches 12. This object is achieved by an AC / DC converter having the features of patent claim 1 and a method for controlling an AC / DC converter having the features of patent claim 12.

[0014] Grundgedanke der Erfindung ist, ein hybrides Tiefsetzsteller-Gleichrichtersystem zu realisieren, welches eine DC/DC-Konverterfunktion integriert und diese gleichzeitig auch für die Einprägung des Stromes in eine jeweils mittlere Netzphase zu nutzen. Die Forderung nach Bildung einer geregelten Ausgangsspannung und sinusförmiger Stromaufnahme kann so mit geringer Komplexität des Leistungs- und Steuerteiles erfüllt werden. The basic idea of the invention is to realize a hybrid buck converter rectifier system which integrates a DC / DC converter function and at the same time use it for the impressing of the current in a mean network phase in each case. The requirement for the formation of a regulated output voltage and sinusoidal current consumption can thus be met with low complexity of the power and control part.

[0015] Der AC/DC-Konverter zur Leistungsübertragung von einer dreiphasigen Wechselspannungsseite an eine Gleichspannungsseite mit einer positiven Anschlussklemme und einer negativen Anschlussklemme und/oder umgekehrt, weist eine dreiphasige Brückenschaltung mit drei Anschlusspunkten für jeweils eine Eingangsphase an ihrer Wechselspannungsseite und mit je einem positiven und einem negativen Anschlusspunkt an ihrer Gleichspannungsseite auf. Es ist zwischen dem positiven Anschlusspunkt der Brückenschaltung und der positiven Anschlussklemme des AC/DC-Konverters ein oberer DC/DC-Konverter mit einem unteren Anschlusspunkt als Bezugspunkt geschaltet, und zwischen dem negativen Anschlusspunkt der Brückenschaltung und der negativen Anschlussklemme des AC/DC-Konverters ein unterer DC/DC-Konverter mit einem oberen Anschlusspunkt als Bezugspunkt geschaltet.The AC / DC converter for power transmission from a three-phase AC side to a DC side with a positive terminal and a negative terminal and / or vice versa, has a three-phase bridge circuit with three connection points for each input phase on its AC side and one positive and a negative terminal on its DC side. It is between the positive connection point of the bridge circuit and the positive connection terminal of the AC / DC converter, an upper DC / DC converter with a lower connection point as reference point, and between the negative connection point of the bridge circuit and the negative connection terminal of the AC / DC converter, a lower DC / DC converter with an upper connection point as a reference point.

[0016] Dabei sind der untere und der obere Anschlusspunkt miteinander verbunden und bilden einen gleichspannungsseitigen Mittelpunkt. Jeder der drei Anschlusspunkte ist jeweils über einen Vierquadrantenschalter, also einen bidirektionalen Schalter, mit dem gleichspannungsseitigen Mittelpunkt verbunden. In this case, the lower and the upper connection point are connected to each other and form a DC side center. Each of the three connection points is in each case connected via a four-quadrant switch, that is to say a bidirectional switch, to the DC-side center.

[0017] Damit ist es möglich, gemäss dem Verfahren zur Steuerung des AC/DC-Konverters, den oberen DC/DC-Konverter so zu takten (d.h. einen Schalter des DC/DC-Konverters ein- und auszuschalten) dass der Strom, welcher vom positiven Anschlusspunkt der Brückenschaltung zum oberen DC/DC-Konverter fliesst, im Kurzzeitmittelwert sinusförmig und proportional zum Spannungsverlauf in der Netzphase mit der höchsten Spannung ist, und analog den unteren DC/DC-Konverter so zu takten, dass der Strom, welcher vom negativen Anschlusspunkt der Brückenschaltung zum untern DC/DC-Konverter fliesst, im Kurzzeitmittelwert sinusförmig und proportional zum Spannungsverlauf in der Netzphase mit der tiefsten Spannung ist. Thus, it is possible, according to the method for controlling the AC / DC converter to clock the upper DC / DC converter so (that is, a switch of the DC / DC converter on and off) that the current, which from the positive connection point of the bridge circuit to the upper DC / DC converter flows in the short-term mean sinusoidal and proportional to the voltage curve in the mains phase with the highest voltage, and analog clocking the lower DC / DC converter so that the current, which of the negative Connection point of the bridge circuit flows to the lower DC / DC converter, is sinusoidal in the short-term average and proportional to the voltage curve in the mains phase with the lowest voltage.

[0018] Dabei wird von den drei Vierquadrantenschaltern jeweils derjenige, welcher mit der Eingangsphase mit der mittleren Spannung respektive der Eingangsphase kleinsten Spannungsbetrages verbunden ist, durchgeschaltet, währendem die beiden anderen Vierquadrantenschalter im Sperrzustand verbleiben, wodurch ein ebenfalls sinusförmiger Summenstrom in dieser Eingangsphase resultiert. In each case, of the three four-quadrant switches each of which is connected to the input phase with the average voltage or the input phase smallest voltage amount, switched while the other two four-quadrant switch remain in the off state, which also results in a sinusoidal summation current in this input phase.

[0019] Damit kann also an allen drei Eingangsphasen, oder, nach einer Glättung durch ein zwischen Eingangsphasen und Netzphasen geschaltetes Filter, an allen drei Netzphasen, ein Strom erzeugt werden, welcher gleichphasig mit der jeweiligen (Netz)Phasenspannung ist. Thus, at all three input phases, or, after a smoothing by a switched between input phases and network phases filter, a current can be generated at all three network phases, which is in phase with the respective (mains) phase voltage.

[0020] Der obere DC/DC-Konverter und der untere DC/DC-Konverter können funktional gesehen vollständig symmetrisch (d.h. nur bezüglich der Art der Komponenten, nicht bezüglich deren Orientierung) zueinander aufgebaut sein. Alternativ können Induktivitäten des oberen DC/DC-Konverters und des unteren DC/DC-Konverters zusammen durch ein einziges Bauelement realisiert sein. The upper DC / DC converter and the lower DC / DC converter may be functionally completely symmetrical (i.e., only with respect to the nature of the components, not with respect to their orientation) to each other. Alternatively, inductors of the upper DC / DC converter and the lower DC / DC converter may be realized together by a single device.

[0021] Es bilden die positive Anschlussklemme (17) und die negative Anschlussklemme (18) einen Ausgang. Dabei sind der obere und den untere DC/DC-Konverter (9, 13) miteinander so verschaltet und ausgelegt, dass zwischen einem oberen Eingang des oberen DC/DC-Konverters (9), gebildet durch einen an den positiven Anschlusspunkt der Brückenschaltung geschalteten eingangsseitigen Anschlusspunkt (10) des oberen DC/DC-Konverters (9) und durch den unteren Anschlusspunkt (11) des oberen DC/DC-Konverters (9), und dem Ausgang, sowie zwischen einem unteren Eingang des unteren DC/DC-Konverters (13), gebildet durch einen an den negativen Anschlusspunkt der Brückenschaltung geschalteten eingangsseitigen Anschlusspunkt (14) des unteren DC/DC-Konverters (13) und durch den oberen Anschlusspunkt (15) des unteren DC/DC-Konverters, und dem Ausgang, ein unidirektionaler Leistungsfluss zum Ausgang hinführend oder ein unidirektionaler Leistungsfluss vom Ausgang ausgehend oder ein bidirektionaler Leistungsfluss möglich ist.It form the positive terminal (17) and the negative terminal (18) has an output. In this case, the upper and the lower DC / DC converters (9, 13) are interconnected and designed such that between an upper input of the upper DC / DC converter (9), formed by an input-side connection point (10) of the upper DC / DC converter (9) connected to the positive connection point of the bridge circuit and by the lower connection point (11) of the upper one DC / DC converter (9), and the output, as well between a lower input of the lower DC / DC converter (13) formed by an input side terminal point (14) of the lower DC / DC converter (13) connected to the negative terminal of the bridge circuit and the upper terminal point (15) of the lower one DC / DC converter, and the output, unidirectional power flow leading to the output or unidirectional power flow from the output or bidirectional power flow is possible.

[0022] Dabei sind die beiden DC/DC-Konverter so ausgelegt, dass im Betrieb des Konverters eine über dem Kondensator (19) anliegende Spannung (20) kleiner, gleich oder grösser als eine Spannung zwischen dem eingangsseitigen Anschlusspunkt (10) des oberen DC/DC-Konverters und dem eingangsseitigen Anschlusspunkt (14) des unteren DC/DC-Konverters ist. In this case, the two DC / DC converters are designed so that during operation of the converter over the capacitor (19) voltage applied (20) smaller, equal to or greater than a voltage between the input terminal point (10) of the upper DC / DC converter and the input-side connection point (14) of the lower DC / DC converter is.

[0023] In einer Ausführungsform der Erfindung ist der AC/DC-Konverter als Gleichrichter für einen Leistungsfluss von der Wechselspannungsseite zur Gleichspannungsseite ausgebildet ist, wobei die dreiphasige Brückenschaltung eine Diodenbrückenschaltung ist und der obere und der untere DC/DC-Konverter für einen Leistungsfluss vom positiven und negativen Anschlusspunkt der Brückenschaltung zur positiven und negativen Anschlussklemme des AC/DC-Konverters ausgebildet sind. In one embodiment of the invention, the AC / DC converter is designed as a rectifier for a power flow from the AC side to the DC side, wherein the three-phase bridge circuit is a diode bridge circuit and the upper and the lower DC / DC converter for a power flow from positive and negative connection point of the bridge circuit to the positive and negative terminal of the AC / DC converter are formed.

[0024] In einer anderen Ausführungsform der Erfindung ist der AC/DC-Konverter als Wechselrichter für einen Leistungsfluss von der Gleichspannungsseite zur Wechselspannungsseite ausgebildet ist, wobei die dreiphasige Brückenschaltung eine Wechselrichterbrückenschaltung aus elektronischen Schaltern mit jeweils antiparallelen Dioden ist und der obere und der untere DC/DC-Konverter für einen Leistungsfluss von der positiven und negativen Anschlussklemme des AC/DC-Konverters zum positiven und negativen Anschlusspunkt der Brückenschaltung ausgebildet sind. In another embodiment of the invention, the AC / DC converter is formed as an inverter for a power flow from the DC voltage side to the AC side, wherein the three-phase bridge circuit is an inverter bridge circuit of electronic switches each having anti-parallel diodes and the upper and the lower DC / DC converter are designed for a power flow from the positive and negative terminal of the AC / DC converter to the positive and negative terminal of the bridge circuit.

[0025] In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist der AC/DC-Konverter als bidirektionaler Umrichter für einen Leistungsfluss von der Wechselspannungsseite zur Gleichspannungsseite oder umgekehrt ausgebildet, wobei die dreiphasige Brückenschaltung wie beim Wechselrichter ausgeführt ist, und der obere und der untere DC/DC-Konverter einen bidirektionalen Leistungsfluss erlauben. In a further embodiment of the invention, the AC / DC converter is designed as a bidirectional converter for a power flow from the AC side to the DC side or vice versa, wherein the three-phase bridge circuit is designed as in the inverter, and the upper and the lower DC / DC Converter allow bidirectional power flow.

[0026] In einer Ausführungsform sind der obere der untere DC/DC-Konverter jeweils durch Parallelschaltungen von mehreren Teil-Konvertern gleicher Struktur gebildet. Eine dazugehörige Steuerungsvorrichtung ist zu einer versetzten Taktung der parallelen Teil-Konverter ausgebildet. In one embodiment, the upper of the lower DC / DC converter are each formed by parallel circuits of a plurality of partial converters of the same structure. An associated control device is designed for an offset clocking of the parallel sub-converter.

[0027] In einer Ausführungsform werden, unabhängig von der Realisierung der DC/DC-Konverterschaltung, der obere und der untere DC/DC-Konverter mit gleicher Frequenz und mit versetzter Taktung betrieben. Beispielsweise werden dazu für eine Pulsbreitenmodulation des oberen und unteren Schalters gleichfrequente und gleichphasige Dreieck- oder Sägezahnträgersignale verwendet. In one embodiment, regardless of the realization of the DC / DC converter circuit, the upper and the lower DC / DC converter are operated with the same frequency and with offset clocking. For example, for a pulse width modulation of the upper and lower switch equal-frequency and in-phase triangular or Sägezahnträgersignale be used.

[0028] Zur Regelung eines Mittenphasenstromes, welcher in jeweils der Eingangsphase mit der mittleren Spannung auftritt, können die relativen Einschaltzeiten des oberen und des unteren DC/DC-Konverter gegenläufig zueinander geändert werden. To control a mid-phase current, which occurs in each of the input phase with the average voltage, the relative turn-on of the upper and lower DC / DC converter can be changed in opposite directions to each other.

[0029] Zur Regelung der Ausgangsspannung des AC/DC-Konverters an den Ausgangsklemmen können die relativen Einschaltzeiten des oberen und des unteren DC/DC-Konverter gleichsinnig geändert werden. To control the output voltage of the AC / DC converter to the output terminals, the relative on times of the upper and lower DC / DC converter can be changed in the same direction.

Kurze Beschreibung der ZeichnungenBrief description of the drawings

[0030] Im Folgenden wird der Erfindungsgegenstand anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen, welche in den beiliegenden Zeichnungen dargestellt sind, näher erläutert. Es zeigen jeweils schematisch: <tb>Fig. 1 :<SEP>Topologische Grundstruktur eines erfindungsgemässen hybriden Dreiphasen-Gleichrichtersystems, aufweisend eine Dreiphasen-Diodenbrücke 1, drei netzfrequent getaktete bidirektionale Schalter 6, 7, 8 und einen oberen und einen unteren hochfrequent getakteten DC/DC-Konverter 9, 13. <tb>Fig. 2 :<SEP>Topologie eines erfindungsgemässen hybriden Dreiphasen-Tiefsetzsteller-Gleichrichtersystems mit sinusförmigem Eingangsstrom und geregelter Ausgangsspannung, wobei elektronische Schalter 6, 7, 8, 22, 26 beispielhaft mittels bipolaren Schaltern implementiert sind. <tb>Fig. 3 :<SEP>Topologie eines erfindungsgemässen hybriden Dreiphasen-Tiefsetzsteller-Gleichrichtersystems mit sinusförmigem Eingangsstrom und geregelter Ausgangsspannung, wobei elektronische Schalter 6, 7, 8, 22, 26 beispielhaft mittels unipolaren Schaltern implementiert sind. <tb>Fig. 4 :<SEP>Beispielhaft dargestellte Topologie eines oberen Inverswandlers. <tb>Fig. 5 :<SEP>Beispielhaft dargestellte Topologie eines oberen Tief- und Hochsetzstellers. <tb>Fig. 6 :<SEP>Beispielhaft dargestellte Topologie eines oberen Hochsetzstellers. <tb>Fig. 7 :<SEP>Beispielhaft dargestellte Topologie eines oberen Cuk-Konverters (Cuk, Name, keine Abkürzung). <tb>Fig. 8 :<SEP>Beispielhaft dargestellte Topologie eines oberen SEPIC-Konverters (SEPIC, Single Ended Primary Inductance Converter). <tb>Fig. 9 :<SEP>Beispielhaft dargestellte Topologie eines oberen Einschalter-Konverters. <tb>Fig. 10<SEP>Regelstruktur eines erfindungsgemässen hybriden Dreiphasen-Tiefsetzsteller-Gleichrichtersystems mit einer überlagerten Ausgangsspannungsregelung und einer unterlagerten Regelung der Ströme in einer oberen Ausgangsinduktivität 25 und einer unteren Ausgangsinduktivität 29, gestützt auf Pulsbreitenmodulation mit konstanter Schaltfrequenz. <tb>Fig. 11<SEP>Regelstruktur eines erfindungsgemässen hybriden Dreiphasen-Tiefsetzsteller-Gleichrichtersystems mit einer überlagerten Ausgangsspannungsregelung und einer unterlagerten Toleranzbandregelung der Ströme in einer oberen Ausgangsinduktivität 25 und einer unteren Ausgangsinduktivität 29.In the following, the subject invention based on preferred embodiments, which are illustrated in the accompanying drawings, explained in more detail. Each show schematically: <Tb> FIG. 1: <SEP> Topological basic structure of a hybrid three-phase rectifier system according to the invention, comprising a three-phase diode bridge 1, three line frequency switched bidirectional switches 6, 7, 8 and an upper and a lower high-frequency clocked DC / DC converter 9, 13. <Tb> FIG. 2: <SEP> topology of a hybrid three-phase buck converter rectifier system according to the invention with sinusoidal input current and regulated output voltage, wherein electronic switches 6, 7, 8, 22, 26 are implemented by way of example by means of bipolar switches. <Tb> FIG. 3: <SEP> topology of a hybrid three-phase buck converter rectifier system according to the invention with sinusoidal input current and regulated output voltage, with electronic switches 6, 7, 8, 22, 26 being implemented by way of example by means of unipolar switches. <Tb> FIG. 4: <SEP> Exemplary Topology of an Upper Inverse Converter. <Tb> FIG. 5: <SEP> Exemplary illustrated topology of an upper buck and boost converter. <Tb> FIG. 6: <SEP> Exemplary illustrated topology of an upper boost converter. <Tb> FIG. 7: <SEP> Exemplary topology of an upper Cuk converter (Cuk, name, no abbreviation). <Tb> FIG. 8: <SEP> Exemplary topology of an upper SEPIC converter (Single Ended Primary Inductance Converter). <Tb> FIG. 9: <SEP> Exemplary topology of an upper power-on converter. <Tb> FIG. 10 <SEP> Control structure of a hybrid three-phase buck converter rectifier system according to the invention with a superimposed output voltage control and a lower-level control of the currents in an upper output inductance 25 and a lower output inductance 29, based on pulse width modulation with a constant switching frequency. <Tb> FIG. 11 <SEP> Control structure of a hybrid three-phase step-down converter rectifier system according to the invention with a superposed output voltage regulation and a lower tolerance band regulation of the currents in an upper output inductance 25 and a lower output inductance 29.

[0031] Grundsätzlich sind in den Figuren gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen. In principle, the same parts are provided with the same reference numerals in the figures.

Wege zur Ausführung der ErfindungWays to carry out the invention

[0032] Im Detail wird das System gemäss Fig. 1 durch eine netzgeführte Dreiphasen-Diodenbrücke 1 mit eingangsseitigen Filterkondensatoren 2 in Stern- oder Dreieckschaltung, eine von Anschlusspunkten 3, 4, 5 von drei Eingangsphasen mit der Dreiphasen-Diodenbrücke abzweigende Sternschaltung von drei elektronischen Vierquadrantenschaltern (bidirektionalen Schaltern) 6, 7, 8, einen oberen DC/DC-Konverter (-Steller) 9 mit einem eingangsseitigen Anschlusspunkt 10 (links), einem unteren Anschlusspunkt 11 als Bezugspunkt und einem ausgangsseitigen Anschlusspunkt 12 (rechts), einen unteren DC/DC-Konverter 13 mit einem eingangsseitigen Anschlusspunkt 14 (links), einem oberen Anschlusspunkt 15 als Bezugspunkt und einem ausgangsseitigen Anschlusspunkt 16 (rechts) und eine zwischen den ausgangsseitigen Anschlusspunkten 12 und 16 der beiden DC/DC-Konverter, welche mit einer positiven respektive einer negativen Ausgangsklemme 17, 18 des Systems verbunden sind, liegende Ausgangskapazität 19 zur Stützung der Ausgangsspannung 20 gebildet. Eine Last 99 ist zwischen die Ausgangsklemmen 17, 18 geschaltet. Die Ausgangskapazität 19 kann als Teil einer Last vorliegen, oder kann als Teil des AC/DC-Konverters realisiert sein. Der eingangsseitige Anschlusspunkt 10 des oberen DC/DC-Konverters 9 ist mit dem positiven Anschlusspunkt oder Ausgang der Dreiphasen-Diodenbrücke in Stromflussrichtung und der eingangsseitige Anschlusspunkt 14 des unteren DC/DC-Konverters 13 mit dem negativen Anschlusspunkt oder Ausgang der Dreiphasen-Diodenbrücke in Stromflussrichtung verschaltet. Im Weiteren sind der untere Anschlusspunkt 11 des oberen DC/DC-Konverters 9 und der obere Anschlusspunkt 15 des unteren DC/DC-Konverters 13 miteinander, einen gleichspannungsseitigen Mittelpunkt bildend, und mit dem Sternpunkt der Vierquadrantenschalter (Schaltersternpunkt) 21 verbunden. Für das erfindungsgemässe hybride Tiefsetzsteller-Gleichrichtersystem sind die DC/DC-Konverter 9 und 13 als Tiefsetzsteller ausgeführt, wobei der obere DC/DC-Konverter 9 auch als oberer Tiefsetzsteller und der untere DC/DC-Konverter 13 auch als unterer Tiefsetzsteller bezeichnet wird. In detail, the system according to Fig. 1 by a mains-driven three-phase diode bridge 1 with input-side filter capacitors 2 in star or delta connection, one of connection points 3, 4, 5 of three input phases with the three-phase diode bridge branching star circuit of three electronic Four-quadrant switches (bidirectional switches) 6, 7, 8, an upper DC / DC converter (converter) 9 having an input-side connection point 10 (left), a lower connection point 11 as a reference point and an output-side connection point 12 (right), a lower DC / DC converter 13 with an input-side terminal 14 (left), an upper terminal 15 as a reference point and an output-side terminal 16 (right) and between the output terminal 12 and 16 of the two DC / DC converter, which with a positive respectively a negative output terminal 17, 18 of the system are connected, output capacitance 19 to r support the output voltage 20 is formed. A load 99 is connected between the output terminals 17, 18. The output capacitance 19 may be present as part of a load, or may be implemented as part of the AC / DC converter. The input-side terminal 10 of the upper DC / DC converter 9 is connected to the positive terminal or output of the three-phase diode bridge in the current flow direction and the input-side terminal 14 of the lower DC / DC converter 13 to the negative terminal or output of the three-phase diode bridge in the current flow direction connected. Further, the lower terminal point 11 of the upper DC / DC converter 9 and the upper terminal point 15 of the lower DC / DC converter 13 with each other, forming a DC side center, and connected to the neutral point of the four-quadrant switch (switch star point) 21. For the hybrid buck converter rectifier system according to the invention, the DC / DC converters 9 and 13 are designed as step-down converters, the upper DC / DC converter 9 also being referred to as the upper step-down converter and the lower DC / DC converter 13 also as the lower step-down converter.

[0033] Die dreiphasige Brückenschaltung, welche durch Hinzufügen von elektronischen Schaltern antiparallel zu den Dioden der dreiphasigen Diodenbrücke 1, im allgemeinen Fall eine bidirektionale Leistungsübertragung erlaubt, kann als AC/DC-Teilkonverter des gesamten AC/DC-Konverters betrachtet werden, und bildet zusammen mit den beiden DC/DC-Stellern den gesamten AC/DC-Konverter. The three-phase bridge circuit, which allows bidirectional power transmission in the general case by adding electronic switches in anti-parallel to the diodes of the three-phase diode bridge 1, can be considered as an AC / DC sub-converter of the entire AC / DC converter, and forms together with the two DC / DC controllers the entire AC / DC converter.

[0034] Fig. 2 zeigt die erfindungsgemässe Schaltungstopologie des hybriden Tiefsetzsteller-Gleichrichtersystems beispielhaft mit bipolaren elektronischen Schaltern und Fig. 3 beispielhaft mit unipolaren elektronischen Schaltern. Die nachfolgende Beschreibung der Schaltungstopologie orientiert sich an Fig. 2 , gilt aber analog auch für die Ausführungsformen der Fig. 1 und 3 . Fig. 2 shows the inventive circuit topology of the hybrid buck converter rectifier system by way of example with bipolar electronic switches and Fig. 3 by way of example with unipolar electronic switches. The following description of the circuit topology is based on FIG. 2, but applies analogously to the embodiments of FIGS. 1 and 3.

[0035] Abzweigend vom eingangsseitigen Anschlusspunkt 10 des oberen Tiefsetzstellers 9 ist ein elektronischer Schalter 22 des oberen Tiefsetzstellers (der obere Schalter) in Stromflussrichtung gegen die Kathode einer oberen Freilaufdiode 23 gelegt, deren Anode mit dem unteren Anschlusspunkt 11 des oberen Tiefsetzstellers und folglich mit dem Sternpunkt (Schaltersternpunkt) 21 der Vierquadrantenschalter verbunden ist. Vom Verbindungspunkt (oder oberen Verbindungspunkt) 24 des oberen Schalters 22 und der oberen Freilaufdiode 23 zweigt eine obere Ausgangsinduktivität 25 ab, deren anderes Ende über den ausgangsseitigen Anschlusspunkt 12 des oberen Tiefsetzstellers mit der positiven Ausgangsklemme 17 des Systems verbunden ist. Gleichartig ist für den unteren Tiefsetzsteller ein unterer elektronischer Schalter 26 in Stromflussrichtung mit einem ersten Anschluss gegen den eingangsseitigen Anschlusspunkt 14 des unteren Tiefsetzstellers 13 und damit gegen den negativen Ausgang der Dreiphasen-Diodenbrücke 1 angeordnet und mit einem zweiten Anschluss an die Anode einer unteren Freilaufdiode 27 gelegt, deren Kathode mit dem oberen Anschlusspunkt 15 des unteren Tiefsetzstellers und folglich mit dem Schaltersternpunkt 21 verbunden ist. Vom unteren Verbindungspunkt 28 von unterem Schalter 26 und unterer Freilaufdiode 27 zweigt eine untere Ausgangsinduktivität 29 ab, deren anderes Ende über den ausgangsseitigen Anschlusspunkt 16 des unteren Tiefsetzstellers mit der negativen Ausgangsklemme 18 des Systems verbunden ist. Branching from the input side terminal point 10 of the upper buck converter 9, an electronic switch 22 of the upper buck converter (the upper switch) is placed in the current flow direction against the cathode of an upper freewheeling diode 23, the anode to the lower terminal 11 of the upper buck converter and consequently with the Star point (switch star point) 21 of the four-quadrant switch is connected. From the connection point (or upper connection point) 24 of the upper switch 22 and the upper freewheeling diode 23 branches off an upper Ausgangsinduktivität 25 whose other end is connected via the output-side terminal 12 of the upper buck converter to the positive output terminal 17 of the system. Similarly, a lower electronic switch 26 in the current flow direction with a first terminal against the input side terminal 14 of the lower buck converter 13 and thus against the negative output of the three-phase diode bridge 1 and arranged with a second connection to the anode of a lower freewheeling diode 27 for the lower buck converter whose cathode is connected to the upper terminal 15 of the lower buck converter and thus to the switch star point 21. From the lower connection point 28 of lower switch 26 and lower freewheeling diode 27 branches off a lower Ausgangsinduktivität 29 whose other end is connected via the output-side terminal 16 of the lower buck converter to the negative output terminal 18 of the system.

[0036] Die Sternschaltung von Vierquadrantenschaltern wird gleich wie für bekannte hybride Gleichrichtersysteme angesteuert, d.h. es wird stets nur der mit der jeweils bezüglich der Spannung mittleren Phase verbundene Vierquadrantenschalter durchgeschaltet. Die Taktung des oberen Schalters 22 erfolgt so, dass sich unter Annahme eines konstanten Stromes in der oberen Ausgangsinduktivität 25 in der Phase mit der höchsten Spannung ein im Kurzzeitmittelwert sinusförmiger, phasenspannungsproportionaler Stromverlauf einstellt. In gleichem Sinn wird der untere Schalter 26 so getaktet, dass unter Annahme eines konstanten Stromes in der unteren Ausgangsinduktivität 29 auch in der Phase mit der tiefsten Spannung ein im Kurzzeitmittelwert sinusförmiger, phasenspannungsproportionaler Stromfluss resultiert. Hierbei ist anzumerken, dass durch die Taktung des oberen Schalters pulsbreitenmodulierte Ausschnitte des Stromes in der oberen Ausgangsinduktivität und durch die Taktung des unteren Schalters Ausschnitte des Stromes in der unteren Ausgangsinduktivität über die jeweils leitenden Dioden der oberen und unteren Hälfte der Dreiphasen-Diodenbrücke geführt werden. Diese Ausschnitte werden durch die an der Eingangsseite der Dreiphasen-Diodenbrücke angeordneten Filterkondensatoren 2 in Verbindung mit optionalen, zum Netz hin jeweils zwischen den Eingangsphasen und den Netzphasen 34, 35, 36 angeordneten Filter-Vorschaltinduktivitäten, kurz Filterinduktivitäten, 30 geglättet und so in einen kontinuierlichen Strom mit einem, dem Kurzzeitmittelwert gleichen Verlauf in Netzphasenklemmen 31, 32, 33 des Systems verwandelt. Diese Einprägung von zwei Netzströmen führt aufgrund der zu null erzwungenen Summe der Ströme der Netzphasen 34, 35, 36 zu einem Stromfluss in der dritten Phase. Beispielsweise sei dies die mittlere Netzphase 35. Der genannte Stromfluss schliesst sich in diesem Fall über den durchgeschalteten mittleren Vierquadrantenschalter 7 und die obere und untere Freilaufdiode 23, 27 im System. Damit ist ein sinusförmiger Verlauf sämtlicher Netzphasenströme sichergestellt. The star connection of four-quadrant switches is driven in the same way as for known hybrid rectifier systems, i. E. only the four-quadrant switch connected to the mean phase in each case is switched through. The timing of the upper switch 22 is such that, assuming a constant current in the upper Ausgangsinduktivität 25 in the phase with the highest voltage sets a sinusoidal, phase-voltage proportional current profile in the short-term average. In the same sense, the lower switch 26 is clocked so that, assuming a constant current in the lower output inductance 29, even in the phase with the lowest voltage results in a sinusoidal, phase-voltage-proportional current flow in the short-term average. It should be noted that by the timing of the upper switch pulse width modulated sections of the current in the upper output inductance and the timing of the lower switch sections of the current in the lower output inductance over the respective conductive diodes of the upper and lower half of the three-phase diode bridge are performed. These sections are smoothed by the arranged at the input side of the three-phase diode bridge filter capacitors 2 in conjunction with optional, to the network between the input phases and the mains phases 34, 35, 36 arranged filter Vorschaltinduktivitäten, short filter inductances, 30 and so in a continuous Current with a, the short-term average same course in network power terminals 31, 32, 33 of the system transformed. This imprinting of two network currents leads to a current flow in the third phase due to the zero-imposed sum of the currents of the network phases 34, 35, 36. For example, this is the mean network phase 35. The said current flow closes in this case via the switched-through central four-quadrant switch 7 and the upper and lower freewheeling diode 23, 27 in the system. This ensures a sinusoidal course of all network phase currents.

[0037] Wie eine nähere Analyse zeigt, wird durch die vorangehend beschriebene Taktung des oberen und unteren Schalters 22, 26 die Ausgangsspannung der Dreiphasen-Diodenbrücke 1, d.h. die Spannung zwischen dem eingangsseitigen Anschlusspunkt 10 des oberen Tiefsetzstellers 9 und dem eingangsseitigen Anschlusspunkt 14 des unteren Tiefsetzstellers 13, in eine pulsbreitenmodulierte, zwischen dem oberen und unteren Verbindungspunkt 24, 28 auftretende Spannung mit konstantem Kurzzeitmittelwert umgeformt, welcher sich nach Tiefpassfilterung über die obere und untere Ausgangsinduktivität 25, 29 und die Ausgangskapazität zwischen den Ausgangsklemmen 17, 18 des Systems als Ausgangsspannung einstellt. Der Wert der Ausgangsspannung kann über entsprechende gleichsinnige Änderung der relativen Einschaltdauer des oberen und unteren Schalters 22, 26 eingestellt werden. Es liegt also eine geregelte Ausgangsspannung vor. As a closer analysis shows, by the above-described timing of the upper and lower switches 22, 26, the output voltage of the three-phase diode bridge 1, i. the voltage between the input-side terminal 10 of the upper buck converter 9 and the input-side terminal 14 of the lower buck converter 13, converted into a pulse width modulated, occurring between the upper and lower connection point 24, 28 voltage with a constant short-term average, which after low-pass filtering on the upper and lower Output inductance 25, 29 and the output capacitance between the output terminals 17, 18 of the system sets as output voltage. The value of the output voltage can be adjusted via corresponding same-direction change in the relative duty cycle of the upper and lower switches 22, 26. So there is a regulated output voltage.

[0038] Durch die sinusförmigen Netzströme wird aus dem Netz eine zeitlich konstante Leistung aufgenommen, welche unter Annahme von Verlustfreiheit des Systems letztlich über einen entsprechenden Ausgangsstrom, d.h. einen entsprechenden Strom in der oberen und unteren Ausgangsinduktivität 25, 29, an den Ausgang geliefert wird. Bei konstantem Kurzzeitmittelwert der Ausgangsspannung muss auch dieser Strom für die Bildung konstanter Leistung einen konstanten Kurzzeitmittelwert aufweisen, womit sich die weiter oben für die Überlegung der Sinusform des Netzstromes getroffene Annahme bestätigt. Due to the sinusoidal network currents, a temporally constant power is taken from the network, which, assuming loss of system freedom, ultimately via a corresponding output current, i. E. a corresponding current in the upper and lower output inductances 25, 29 is supplied to the output. With a constant short-time mean value of the output voltage, this current must also have a constant short-term average for the formation of constant power, which confirms the assumption made above for the consideration of the sinusoidal form of the mains current.

[0039] Die eingangsseitige Frequenz ist typischerweise eine Netzfrequenz wie 50 Hz, 60 Hz oder 360 Hz bis 800 Hz (Bordnetze von Flugzeugen). Die Schaltung Taktung der beiden DC/DC-Konverter geschieht hochfrequent, d.h. typischerweise mit Frequenzen über 500 Hz, in der Regel über 1 kHz oder über 5 kHz. Der oben erwähnte Kurzzeitmittelwert ist in diesem Zusammenhang zu verstehen: die hochfrequent getakteten Schalter führen zu Strömen, welche nach Glättung mit ihrem Kurzzeitmittelwert einem netzfrequenten Verlauf folgen. Der Begriff Taktung bezeichnet Ein- und Ausschalten eines Schalters zur Pulsbreitenmodulation, wobei eine feste Taktfrequenz vorgegeben sein kann, aber auch im Rahmen einer Modulation ohne feste Taktfrequenz, beispielsweise bei einer Toleranzbandregelung. The input-side frequency is typically a mains frequency such as 50 Hz, 60 Hz or 360 Hz to 800 Hz (aircraft electrical systems). The switching timing of the two DC / DC converters is high frequency, i. typically at frequencies above 500 Hz, typically above 1 kHz or above 5 kHz. The above-mentioned short-time mean value is to be understood in this context: the high-frequency clocked switches lead to currents which, after smoothing with their short-time average, follow a mains-frequency course. The term clocking refers to switching on and off of a switch for pulse width modulation, wherein a fixed clock frequency may be specified, but also in the context of a modulation without fixed clock frequency, for example in a tolerance band control.

Topologische VariationenTopological variations

[0040] Bezüglich der Realisierung des Systems bieten sich verschiedene vorteilhafte topologische Modifikations- oder Erweiterungsmöglichkeiten, welche nachfolgend kurz beschrieben werden. With regard to the realization of the system, there are various advantageous topological modification or expansion possibilities, which are briefly described below.

Ausführung der VierquadrantenschalterExecution of the four-quadrant switches

[0041] Ein Vierquadrantenschalter (Schalterstrukturen 6, 7, 8) kann jeweils durch eine Gegenserienschaltung von zwei unipolar mit Sperrspannung belastbaren elektronischen Schaltern realisiert werden, wobei aus Schutzgründen und um unabhängig von der konkreten praktischen Realisierung der elektronischen Schalter zwei Stromflussrichtungen zu ermöglichen, über jeden Schalter eine antiparallele Diode gelegt wird oder rückwärts leitende Schalter einzusetzen sind. A four-quadrant switch (switch structures 6, 7, 8) can each be realized by an opposing series circuit of two unipolar with reverse voltage loadable electronic switches, for reasons of protection and to enable independent of the specific practical realization of the electronic switch two current flow directions, about each Switch is placed an antiparallel diode or backward conductive switches are to be used.

[0042] Alternativ kann ein Vierquadrantenschalter auch durch eine Einphasen-Diodenbrücke und nur einen, zwischen der positiven und negativen Ausgangsklemme der Einphasen-Diodenbrücke angeordneten elektronischen Schalter realisiert werden, wobei die Wechselspannungsklemmen der Einphasen-Diodenbrücke die beiden Schalterklemmen bilden. Eine weitere Alternative bildet die Antiparallelschaltung von zwei bipolar mit Sperrspannung belastbaren jedoch nur unidirektionalen Stromfluss erlaubenden elektronischen Schaltern. Zukünftig ist darüber hinaus auch die Realisierung durch einen dzt. erst als Labormuster vorliegenden monolithischen Vierquadrantenschalter möglich. Alternatively, a four-quadrant switch can also be realized by a single-phase diode bridge and only one arranged between the positive and negative output terminal of the single-phase diode bridge electronic switch, wherein the alternating voltage terminals of the single-phase diode bridge forming the two switch terminals. A further alternative is the anti-parallel connection of two bipolar with reverse voltage loaded but only unidirectional current flow permitting electronic switches. In the future, moreover, the realization by means of a currently available monolithic four-quadrant switch will be possible.

[0043] Sämtliche der oben angegebenen Ausführungen sind bekannt, es soll daher nur hervorgehoben werden, dass jede der beschriebenen Ausführungen in Verbindung mit dem erfindungsgemässen System Anwendung finden kann. All of the above-mentioned embodiments are known, it should therefore be emphasized that each of the embodiments described can be used in conjunction with the inventive system application.

Anordnung der FilterkondensatorenArrangement of filter capacitors

[0044] In der eingangs beschriebenen Ausführung des erfindungsgemässen Systems erfolgt die Tiefpassfilterung der über den oberen bzw. unteren Schalter 22, 26 vom Eingang her, bzw. zum Eingang hin fliessenden pulsbreitenmodulierten Ausschnitte der Ströme in der oberen und unteren Ausgangsinduktivität 25, 29 durch Filterkondensatoren 2 am Eingang der Dreiphasen-Diodenbrücke, d.h. durch wechselspannungsseitige reaktive Elemente, welche zu einer entsprechenden Grundschwingungsblindleistung führen, bzw. das Netz unabhängig von einer über das Gleichrichtersystem zu speisenden Last, also auch im Leerlauf, mit Blindstrom belasten. In einer anderen Ausführungsform werden daher die Filterkapazitäten zumindest teilweise an der Ausgangsseite der Dreiphasen-Diodenbrücke realisiert. Konkret ist dabei beispielsweise ein oberer Filterkondensator vom eingangsseitigen Anschlusspunkt 10 des oberen Tiefsetzstellers gegen den Schaltersternpunkt 21 gelegt und vom Schaltersternpunkt 21 ein unterer Filterkondensator gegen den eingangsseitigen Anschlusspunkt 14 des unteren Tiefsetzstellers geschaltet. In the embodiment of the inventive system described above, the low-pass filtering of the upper or lower switch 22, 26 from the input, or to the input flowing pulse width modulated sections of the currents in the upper and lower Ausgangsinduktivität 25, 29 by filter capacitors 2 at the input of the three-phase diode bridge, ie by AC-side reactive elements, which lead to a corresponding fundamental reactive power, or load the network independently of a load to be fed via the rectifier system, ie even at idle, with reactive current. In another embodiment, therefore, the filter capacitors are at least partially realized on the output side of the three-phase diode bridge. Specifically, for example, an upper filter capacitor from the input side terminal 10 of the upper buck converter is placed against the switch star point 21 and switched from the switch star point 21 a lower filter capacitor against the input side terminal 14 of the lower buck converter.

Kapazitive Kopplung des Ausgangsspannungsmittelpunktes und des Sternpunktes der Filterkondensatoren/Filterung der GleichtaktspannungCapacitive coupling of the output voltage center and the star point of the filter capacitors / filtering of the common-mode voltage

[0045] Dreiphasige Gleichrichtersysteme weisen aufgrund der i.a. fehlenden Verbindung des Ausgangsspannungsmittelpunktes und des Sternpunktes des Dreiphasennetzes eine Gleichtaktkomponente der Ausgangsspannung auf, d.h. der Ausgangsspannungsmittelpunkt verschiebt sich potentialmässig mit dreifacher Netzfrequenz oder schaltfrequent gegenüber dem Netzsternpunkt. Durch diese Gleichtaktspannung fliessen über parasitäre Erdkapazitäten des Ausgangskreises Gleichtaktstörströme gegen Erde oder den Netzsternpunkt ab, welche ein durch EMV-Vorschriften definiertes Mass nicht überschreiten dürfen, bzw. kann durch die Potentialverschiebung der Ausgangsspannung ein nachfolgender, durch das System gespeister Verbraucher gestört werden. Three-phase rectifier systems have i.a. missing connection of the output voltage center point and the neutral point of the three-phase network, a common-mode component of the output voltage, i. the output voltage center shifts in terms of potential with three times the mains frequency or switching frequency with respect to the mains neutral point. Through this common mode voltage flow across parasitic capacitances of the output circuit common mode interference currents to earth or the network star point, which must not exceed a defined by EMC regulations Mass, or can be disturbed by the potential shift of the output voltage a subsequent, powered by the system consumers.

[0046] Erfindungsgemäss kann nun der schaltfrequente Anteil der Gleichtaktspannung, im vorliegenden Fall durch eine kapazitive Kopplung des Ausgangskreises und des Netzes, unterdrückt werden. Hierfür sind z.B. von der positiven und negativen Ausgangsklemme 17, 18, Filterkondensatoren (Koppelkondensatoren) gegen den Sternpunkt der wechselspannungsseitigen Filterkondensatoren (Filterkondensatorsternpunkt) 37 zu legen. Alternativ kann auch eine kapazitive Anbindung beider Ausgangsklemmen 17, 18 jeweils an jede der Netzphasen 34, 35, 36, oder eines durch einen beispielsweise kapazitiven Spannungsteiler gebildeten Ausgangsspannungsmittelpunktes mit dem Filterkondensatorsternpunkt 37 erfolgen. According to the invention, the switching-frequency component of the common-mode voltage, in the present case by a capacitive coupling of the output circuit and the network, can now be suppressed. For this purpose, e.g. from the positive and negative output terminal 17, 18, filter capacitors (coupling capacitors) against the neutral point of the AC side filter capacitors (filter capacitor star point) 37 to lay. Alternatively, a capacitive connection of both output terminals 17, 18 to each of the mains phases 34, 35, 36, or an output voltage center formed by an example, capacitive voltage divider with the filter capacitor star point 37 done.

[0047] In jedem Fall wird damit eine Tiefpassfilterung der Gleichtaktspannung erreicht, wobei als Gleichtaktfilterinduktivität die Parallelschaltung der oberen und unteren Ausgangsinduktivität 25, 29 und als Filterkapazität die Parallelschaltung der Koppelkapazitäten wirksam ist. Unterstützend kann hierfür zwischen der oberen und unteren Ausgangsinduktivität und der Ausgangskapazität eine Gleichtaktfilterinduktivität eingefügt werden, welche für Gleichtaktstörströme eine sehr hohe Impedanz aufweist. Resultierend verbleibt dann über den Koppelkapazitäten bzw. für die Potentialbewegung des Ausgangskreises nur mehr der niederfrequente Anteil der Gleichtaktspannung, welcher i.a. zu keiner Störung führt. In each case, a low-pass filtering of the common-mode voltage is achieved, wherein as a common-mode filter inductance, the parallel connection of the upper and lower output inductances 25, 29 and as a filter capacitor, the parallel connection of the coupling capacitances is effective. Supporting this can be inserted between the upper and lower output inductance and the output capacitance, a common mode filter inductance, which has a very high impedance for common mode noise. As a result, only the low-frequency component of the common-mode voltage, which is i.a., remains above the coupling capacitances or for the potential movement of the output circuit. leads to no disturbance.

Anordnung nur einer AusgangsinduktivitätArrangement of only one output inductance

[0048] In der Grundform des erfindungsgemässen Systems ist sowohl für den oberen als auch für den unteren Tiefsetzsteller 9, 13 eine eigene Ausgangsinduktivität 25, 29 angeordnet, womit hinsichtlich der am Ausgang des Systems auftretenden Gleichtaktspannung ein Vorteil gegeben ist. Allerdings fliesst unter Vernachlässigung von gegen Schutzerde abfliessenden Störströmen in der oberen und unteren Ausgangsinduktivität derselbe Strom, sodass bei Verzicht auf gute Gleichtakt-Filtereigenschaften auch eine der beiden Ausgangsinduktivitäten 25, 29 weggelassen werden kann, ohne die Grundfunktion des Systems zu beeinträchtigen. In the basic form of the system according to the invention, a separate output inductor 25, 29 is arranged both for the upper and the lower step-down converter 9, 13, with which an advantage is given with regard to the common-mode voltage occurring at the output of the system. However, neglecting parasitic currents flowing in the upper and lower output inductances, the same current flows, so that without good common-mode filter characteristics, one of the two output inductances 25, 29 can be omitted without impairing the basic function of the system.

Realisierung des oberen und unteren Tiefsetzstellers durch mehrere parallel geschaltete und phasenversetzt getaktete TeilsystemeRealization of the upper and lower buck converter by means of several parallel-connected and phase-shifted clocked subsystems

[0049] Der obere und untere Tiefsetzsteller 9, 13 sind im einfachsten Fall jeweils durch einen elektronischen Schalter 22, 26, eine Freilaufdiode 23, 27 und eine Ausgangsinduktivität 25, 29 realisiert. In einer Ausführungsform der Erfindung ist jeder der beiden Tiefsetzsteller 9, 13 durch mehrere parallele Einheiten gleicher Struktur realisiert, wobei dann an die elektronischen Schalter einer oberen, aus n Teilsystemen bestehenden Tiefsetzstellergruppe ein im Zeitverlauf gleiches, jedoch jeweils um 360°/n phasenversetztes Ansteuersignal gelegt wird, wobei 360° der in Grad gemessenen Länge einer Pulsperiode entspricht. Analog ist die Realisierung und Ansteuerung der unteren Tiefsetzstellergruppe vorzunehmen. The upper and lower buck converter 9, 13 are in the simplest case in each case by an electronic switch 22, 26, a freewheeling diode 23, 27 and an output inductance 25, 29 realized. In one embodiment of the invention, each of the two buck converters 9, 13 realized by a plurality of parallel units of the same structure, in which case the electronic switches of an upper, consisting of n subsystems Tiefsetzstellergruppe a same time, but each set by 360 ° / n phase drive signal where 360 ° corresponds to the length measured in degrees of a pulse period. Analogously, the implementation and control of the lower buck converter group to make.

Ersetzung der Tiefsetzsteller durch andere DC/DC-KonvertergrundschaltungenReplacement of the buck converters by other DC / DC converter basic circuits

[0050] In der weiter oben beschriebenen, auf ein Dreiphasen-Tiefsetzsteller-Gleichrichtersystem zielenden erfindungsgemässen Realisierung werden für den oberen und unteren DC/DC-Konverter 9, 13 jeweils ein Tiefsetzsteller eingesetzt. Alternativ kann auch ein oberer und ein unterer Inverswandler oder ein oberer und ein unterer Tief- und Hochsetzsteller vorgesehen werden. Damit ist dann auch ein Hochsetzen der Ausgangsspannung 20 möglich. Die Anschlusspunkte 10, 11, 12, 14, 15, 16 der DC/DC-Konverter 9, 13 bleiben dabei unverändert. In the implementation described above, aimed at a three-phase buck converter rectifier system according to the invention, a step-down converter is used in each case for the upper and lower DC / DC converters 9, 13. Alternatively, an upper and a lower inverter converter or an upper and a lower buck and boost converter can be provided. This then also an increase in the output voltage 20 is possible. The connection points 10, 11, 12, 14, 15, 16 of the DC / DC converter 9, 13 remain unchanged.

[0051] Für die Modifikation zu einem Inverswandler sind dabei die obere und die untere Freilaufdiode 23, 27 durch eine obere und eine untere Inverswandlerinduktivität zu ersetzen. Im Weiteren ist die obere Ausgangsinduktivität 25 durch eine, vom ausgangsseitigen Anschlusspunkt 12 des oberen Inverswandlers gegen den oberen Verbindungspunkt 24 gerichtete, obere Ausgangsdiode und die untere Ausgangsinduktivität 29 durch eine, vom unteren Verbindungspunkt 28 gegen den ausgangsseitigen Anschlusspunkt 16 des unteren Inverswandlers gerichtete, untere Ausgangsdiode zu ersetzen. Die Polarität der Spannung an der nun mit dem positiven Pol an der Kathode der unteren Ausgangsdiode und mit dem negativen Pol an der Anode der oberen Ausgangsdiode liegenden Ausgangskapazität 19 ist dann invers zu jener der Dreiphasen-Tiefsetzsteller-Gleichrichterschaltung aus Fig. 1 , Fig. 2 und Fig. 3 . Die Steuerung der elektronischen Schalter kann jedoch sinngemäss gleichartig erfolgen, wobei einzig abhängig vom Aussteuergrad (der mittleren relativen Einschaltdauer der elektronischen Schalter) auch eine über dem 1.5-fachen Wert der Netzphasenspannungsamplitude liegende Ausgangsspannung eingestellt werden kann. Fig. 4 zeigt beispielhaft die Schaltungstopologie des oberen Inverswandlers. For the modification to an inverse converter, the upper and the lower free-wheeling diodes 23, 27 are to be replaced by an upper and a lower inverter transformer inductance. Further, the upper output inductor 25 is upper output diode facing the upper connection point 24 from the output side terminal 12 of the upper inverter, and the lower output inductor 29 is a lower output diode directed from the lower connection point 28 against the output side terminal 16 of the lower inverter to replace. The polarity of the voltage at the positive pole now at the cathode of the lower output diode and the negative pole at the anode of the upper output diode lying output capacitance 19 is then inverse to that of the three-phase buck converter rectifier circuit of Fig. 1, Fig. 2 and FIG. 3. However, the control of the electronic switch can be carried out similarly, with only depending on the Aussteuergrad (the average duty cycle of the electronic switch) can also be set above the 1.5-fold value of the mains phase voltage amplitude output voltage. 4 shows, by way of example, the circuit topology of the upper inverting converter.

[0052] In Weiterbildung des Grundgedankens kann auch die als Sperrwandler (Flyback-Konverter) bekannte potentialgetrennte Form des Inverswandlers Einsatz finden. In a further development of the basic idea, the potential-separated form of the inverted converter known as a flyback converter (flyback converter) can also be used.

[0053] Eine Erweiterung des Ausgangsspannungsbereiches der Grundform, d.h. der Tiefsetzstellerform des erfindungsgemässen Systems nach oben ist auch durch Ergänzen der Schaltungsstruktur durch einen oberen und einen unteren elektronischen Hochsetzstellerschalter und eine obere und eine untere Hochsetzstellerdiode möglich, womit ein System mit Tief- und Hochsetzstellercharakteristik resultiert. Hierbei ist die obere Ausgangsinduktivität 25 vom ausgangsseitigen Anschlusspunkt 12 des oberen Tiefsetzstellers zu lösen und eine obere Hochsetzstellerdiode von dem nun freien Anschluss der Ausgangsinduktivität in Stromflussrichtung gegen den ausgangsseitigen Anschlusspunkt 12 des oberen Tiefsetzstellers einzufügen. Zusätzlich ist ein oberer Hochsetzstellertransistor von der Anode der oberen Hochsetzstellerdiode in Stromflussrichtung gegen den Schaltersternpunkt 21 zu legen. Analog ist die untere Ausgangsinduktivität 29 vom ausgangsseitigen Anschlusspunkt 16 des unteren Tiefsetzstellers zu lösen und eine untere Hochsetzstellerdiode vom ausgangsseitigen Anschlusspunkt 16 des unteren Tiefsetzstellers in Stromflussrichtung gegen den nun freien Anschluss der unteren Ausgangsinduktivität einzufügen und schliesslich ein unterer Hochsetzstellertransistor vom Schaltersternpunkt 21 gegen die Kathode der unteren Hochsetzstellerdiode zu legen. Fig. 5 zeigt beispielhaft die Schaltungstopologie des oberen Tief- und Hochsetzstellers. An extension of the output voltage range of the basic form, i. the buck converter form of the inventive system upward is also possible by supplementing the circuit structure by an upper and a lower electronic boost converter switch and an upper and a lower boost converter diode, resulting in a system with low and high boost characteristics. In this case, the upper output inductor 25 is to be detached from the output-side connection point 12 of the upper buck converter and to insert an upper boost converter diode from the now free terminal of the output inductance in the current flow direction against the output-side terminal 12 of the upper buck converter. In addition, an upper boost converter transistor is to be laid from the anode of the upper boost converter diode in the current flow direction against the switch star point 21. Similarly, the lower output inductor 29 is to be disconnected from the output side terminal 16 of the lower buck converter and a lower boost converter diode from the output side terminal 16 of the lower buck converter in current flow direction against the now free terminal of the lower output inductance and finally a lower boost converter transistor from the switch star point 21 against the cathode of the lower Hochsetstellerdiode to lay. Fig. 5 shows by way of example the circuit topology of the upper buck and boost converter.

[0054] Für reine Tiefsetzstellerfunktion des Systems bleiben dann der untere und der obere Hochsetzstellertransistor gesperrt, und es werden nur die elektronischen Schalter 22, 26 der Tiefsetzsteller getaktet. Für Hochsetzstellerbetrieb verbleiben die elektronischen Schalter 22, 26 der Tiefsetzsteller durchgeschaltet und die Hochsetzstellertransistoren werden getaktet. For pure buck functions of the system, the lower and upper boost converter transistors then remain off, and only the electronic switches 22, 26 of the buck converters are clocked. For boost converter operation, the electronic switches 22, 26 of the buck converters remain turned on and the boost converter transistors are clocked.

[0055] Ist nur ein Hochsetzstellerbetrieb des Systems erforderlich, ist eine Vereinfachung der eben beschriebenen Schaltung möglich. Es können dann, ausgehend von der oben beschriebenen Tief- und Hochsetzstellerschaltung, die obere und untere Freilaufdiode 23, 27 der Tiefsetzsteller ersatzlos entfallen, und der obere und untere elektronische Schalter 22, 26 der Tiefsetzsteller durch Kurzschlussverbindungen ersetzt werden, womit der obere Verbindungspunkt 24 direkt am eingangsseitigen Anschlusspunkt 10 des oberen Tiefsetzstellers und der untere Verbindungspunkt 28 direkt am eingangsseitigen Anschlusspunkt 14 des unteren Tiefsetzstellers zu liegen kommt. Fig. 6 zeigt beispielhaft die Schaltungstopologie des oberen Hochsetzstellers. If only one boost converter operation of the system is required, a simplification of the circuit just described is possible. It can then, starting from the above-described buck and boost converter circuit, the upper and lower freewheeling diode 23, 27 of the buck converter omitted without replacement, and the upper and lower electronic switches 22, 26 of the buck converter are replaced by short-circuit connections, whereby the upper connection point 24 directly at the input-side connection point 10 of the upper buck converter and the lower connection point 28 comes to rest directly on the input-side connection point 14 of the lower buck converter. 6 shows, by way of example, the circuit topology of the upper boost converter.

[0056] Weitere alternative Schaltungsvarianten mit Tief- und Hochsetzstellerfunktion sind durch Austausch des oberen und unteren DC/DC-Tiefsetzstellers durch einen oberen und unteren DC/DC-Cuk-Konverter (Cuk, Name, keine Abkürzung) oder einen oberen und unteren DC/DC-SEPIC-Konverter (SEPIC, Single Ended Primary Inductance Converter) möglich. Other alternative circuit variants with buck and boost converter function are by replacing the upper and lower DC / DC buck converter by an upper and lower DC / DC Cuk converter (Cuk, name, no short cut) or an upper and lower DC / DC-SEPIC converter (SEPIC, Single Ended Primary Inductance Converter) possible.

[0057] Für die Cuk-Variante wird vom eingangsseitigen Anschlusspunkt 10 des oberen Cuk-Konverters ausgehend eine obere Induktivität gegen einen ersten oberen Schaltungspunkt gelegt und von diesem ein oberer Schalter gegen den unteren Anschlusspunkt 11 des oberen Cuk-Konverters geschaltet. Im Weiteren wird vom ersten oberen Schaltungspunkt ein oberer Koppelkondensator gegen einen zweiten oberen Schaltungspunkt gelegt und von diesem eine obere Ausgangsinduktivität an den ausgangsseitigen Anschlusspunk 12 des oberen Cuk-Konverters geführt, sowie zusätzlich vom zweiten oberen Schaltungspunkt eine obere Diode in Stromflussrichtung gegen den unteren Anschlusspunkt 11 des oberen Cuk-Konverters gerichtet angeordnet. Desgleichen wird von dem eingangsseitigen Anschlusspunkt 14 des unteren Cuk-Konverters ausgehend eine untere Induktivität gegen einen ersten unteren Schaltungspunkt gelegt und gegen diesen ein unterer Schalter in Stromflussrichtung vom oberen Anschlusspunkt 15 des unteren Cuk-Konverters ausgehend geschaltet. Im Weiteren wird vom ersten unteren Schaltungspunkt ein unterer Koppelkondensator gegen einen zweiten unteren Schaltungspunkt gelegt und von diesem eine untere Ausgangsinduktivität gegen den ausgangsseitigen Anschlusspunkt 16 des unteren Cuk-Konverters geführt, sowie zusätzlich eine untere Diode in Stromflussrichtung vom oberen Anschlusspunkt 15 des unteren Cuk-Konverters gegen den zweiten unteren Schaltungspunkt gerichtet angeordnet. Fig. 7 zeigt beispielhaft die Schaltungstopologie des oberen Cuk-Konverters. For the Cuk variant, an upper inductance is applied from the input-side connection point 10 of the upper Cuk converter against a first upper circuit point, and from this an upper switch is connected against the lower connection point 11 of the upper Cuk converter. Furthermore, from the first upper circuit point, an upper coupling capacitor is placed against a second upper circuit point and fed by this upper output inductance to the output side terminal 12 of the upper Cuk converter, and additionally from the second upper circuit point, an upper diode in the current flow direction against the lower connection point eleventh arranged directed the upper Cuk-converter. Likewise, from the input-side connection point 14 of the lower CUK converter, a lower inductance is applied against a first lower circuit point, and a lower switch in the current flow direction is switched from the upper connection point 15 of the lower Cuk converter. Furthermore, from the first lower node, a lower coupling capacitor is placed against a second lower node and passed from this a lower output inductance against the output side terminal 16 of the lower Cuk converter, and additionally a lower diode in the current flow direction from the upper terminal 15 of the lower Cuk converter directed directed against the second lower circuit point. Fig. 7 shows by way of example the circuit topology of the upper Cuk converter.

[0058] Für die SEPIC-Variante wird ausgehend vom Cuk-Konverter die obere Ausgangsinduktivität des Cuk-Systems durch eine gegen den ausgangsseitigen Anschlusspunkt 12 des oberen Cuk-Konverters gerichtete obere Ausgangsdiode und die untere Ausgangsinduktivität durch eine vom unteren Anschlusspunkt 16 des unteren Cuk-Konverters weg gerichtete untere Ausgangsdiode ersetzt. Des Weiteren wird anstelle der oberen Diode des oberen Cuk-Konverters eine obere ausgangsseitige und anstelle der unteren Diode des unteren Cuk-Konverters eine untere ausgangsseitige Induktivität eingefügt. Fig. 8 zeigt beispielhaft die Schaltungstopologie des oberen SEPIC-Konverters. For the SEPIC variant, starting from the Cuk converter, the upper output inductance of the Cuk system is controlled by an upper output diode directed towards the output terminal 12 of the upper Cuk converter and the lower output inductance by a lower connection point 16 of the lower Cuk Converter away directed lower output diode replaced. Furthermore, instead of the upper diode of the upper Cuk converter, an upper output-side inductance and, in place of the lower diode of the lower Cuk converter, a lower output-side inductance are inserted. Fig. 8 exemplifies the circuit topology of the upper SEPIC converter.

Umkehr der Energieflussrichtung – Wechselrichterbetrieb und bidirektionaler Leistungsaustausch mit dem NetzReversal of power flow direction - Inverter operation and bidirectional power exchange with the grid

[0059] Dreiphasen-Gleichrichtersysteme werden für die Speisung eines Verbrauchers wie der Last 99 aus dem Dreiphasennetz eingesetzt. In Verbindung mit der Netzeinspeisung regenerativer Energie besteht allerdings zunehmend auch die Forderung nach Möglichkeit einer Rückspeisung von Energie von der DC- auf die AC-Seite (AC, Alternating Current) oder überhaupt nach einem bidirektionalen Leistungstransfer, wenn beispielsweise Batterien aus dem Netz zu laden sind, bzw. darauffolgend die Batterien zur Stützung des Netzes, d.h. zur Leistungsabgabe an das Netz herangezogen werden sollen. Die Last 99 ist in einem solchen Fall eine Leistungsquelle. Three-phase rectifier systems are used to power a load such as load 99 from the three-phase network. In connection with the grid feed of regenerative energy, however, there is increasingly the demand for the possibility of a return of energy from the DC to the AC side (AC, Alternating Current) or even after a bidirectional power transfer, for example, when batteries are to be charged from the network , or subsequently the batteries to support the network, ie to be used for power delivery to the network. The load 99 is a source of power in such a case.

[0060] Soll nur eine Einspeisung von Leistung in das Dreiphasennetz, d.h. ein Leistungstransfer von der DC- auf die AC-Seite erfolgen, sind die schaltfrequent betriebenen aktiven Elemente (obere und untere Schalter 22, 26 und Dioden, ohne die bidirektionalen Schalter 6, 7, 8) der bisherigen Schaltungen derart zu tauschen, dass jeweils anstelle eines elektronischen Schalters eine Diode mit inverser Stromflussrichtung und anstelle einer Diode ein elektronischer Schalter mit inverser Stromflussrichtung vorzusehen ist. Des Weiteren ist antiparallel zu jeder Diode der Dreiphasen-Diodenbrücke 1 ein elektronischer Schalter anzuordnen, welcher jeweils nur dann durchgeschaltet wird, wenn die zugehörige Diode aufgrund der wechselspannungsseitigen Potentialverhältnisse einen Stromfluss übernehmen kann. Der Rest des Systems kann unverändert bleiben. If only one supply of power into the three-phase network, i. a power transfer from the DC to the AC side take place, the switching frequency operated active elements (upper and lower switches 22, 26 and diodes, without the bidirectional switches 6, 7, 8) of the previous circuits to exchange such that instead of an electronic switch is a diode with inverse current flow direction and instead of a diode to provide an electronic switch with inverse current flow direction. Furthermore, an electronic switch is to be arranged in anti-parallel to each diode of the three-phase diode bridge 1, which is only turned on when the associated diode can take over a current flow due to the AC-side potential conditions. The rest of the system can remain unchanged.

[0061] Um andererseits die Möglichkeit eines bidirektionalen Leistungsaustausches zwischen AC- und DC-Seite zu schaffen, sind zusätzlich zu den schaltfrequent betriebenen aktiven Elementen der bisher beschriebenen Gleichrichter-Schaltungen weitere aktive Elemente anzuordnen. Konkret ist antiparallel zu jedem elektronischen Schalter (abgesehen von den bidirektionalen Schaltern 6, 7, 8) eine Diode und antiparallel zu jeder Diode ein elektronischer Schalter zu legen. Zusätzlich ist antiparallel zu jeder Diode der Dreiphasen-Diodenbrücke 1 ein elektronischer Schalter anzuordnen, welcher jeweils nur dann durchgeschaltet wird, wenn die zugehörige Diode aufgrund der netzspannungsseitigen Potentialverhältnisse einen Stromfluss übernehmen kann. On the other hand, to provide the possibility of a bidirectional power exchange between AC and DC side, in addition to the switching frequency operated active elements of the rectifier circuits described so far more active elements are to be arranged. Specifically, antiparallel to each electronic switch (apart from the bi-directional switches 6, 7, 8) is to place a diode and an anti-parallel to each diode an electronic switch. In addition, an electronic switch is to be arranged in antiparallel to each diode of the three-phase diode bridge 1, which is only turned on when the associated diode can take over a current flow due to the mains voltage side potential conditions.

Bidirektionaler Leistungsaustausch mit dem NetzBidirectional power exchange with the network

[0062] Der bisherigen Beschreibung wurde ein Betrieb mit Ausgangskondensator 19, d.h. mit eingeprägter Ausgangsspannung zugrunde gelegt. Insbesondere im Bereich der Antriebstechnik sind jedoch auch Anwendungen bekannt, wo beispielsweise eine Wechselrichterstufe mit eingeprägtem Strom gespeist wird (Stromzwischenkreiswechselrichter) und dieser Strom in Form einer Vollblocktaktung oder auch pulsbreitenmoduliert in die Motorphasen eingeprägt wird. Für derartige Applikationen kann der Ausgangskondensator 19 entfallen, bzw. kann der Wert der Ausgangskapazität auf den für die Begrenzung von Überspannungen ggf. noch erforderlichen Kapazitätswert reduziert werden. Dies ergibt eine Mischform von Stromzwischenkreisumrichter und Spannungszwischenkreisumrichter mit variabler Zwischenkreisspannung. The description so far has been of operation with output capacitor 19, i. based on impressed output voltage. In particular, in the field of drive technology, however, applications are also known where, for example, an inverter stage is fed with impressed current (current source inverter) and this current is impressed in the motor phases in the form of a full block clocking or pulse width modulated. For such applications, the output capacitor 19 can be omitted, or the value of the output capacitance can be reduced to the capacity value that may still be required for the limitation of overvoltages. This results in a mixed form of power source inverter and voltage link converter with variable DC link voltage.

[0063] Der Vollständigkeit halber sei hier noch die einfachste Form eines möglichen bidirektionalen DC/DC-Konverters erwähnt, der im Folgenden als Einschalter-Konverter bezeichnet wird. Dazu wird zwischen dem eingangsseitigen Anschlusspunkt 10 und dem ausgangsseitigen Anschlusspunkt 12 eines oberen Einschalter-Konverters eine Verbindung eingefügt sowie ein elektronischer Schalter in Stromflussrichtung vom oberen Verbindungspunkt 24 ausgehend mit einer antiparallelen Diode an den unteren Anschlusspunkt 11 des oberen Einschalter-Konverters gelegt. Entsprechend wird zwischen dem eingangsseitigen Anschlusspunkt 14 und dem ausgangsseitigen Anschlusspunkt 16 des unteren Einschalter-Konverters eine Verbindung eingefügt sowie ein elektronischer Schalter in Stromflussrichtung vom oberen Anschlusspunkt 15 ausgehend mit einer antiparallelen Diode an den unteren Verbindungspunkt 28 des unteren Einschalter-Konverters gelegt. Des Weiteren ist für übliche Taktfrequenzen eine zusätzliche Kommutierungsinduktivität zwischen dem Schaltersternpunkt 21 und der Verbindung zwischen dem unteren Anschlusspunkt 11 des oberen Einschalter-Konverters und dem oberen Anschlusspunkt 15 des unteren Einschalter-Konverters einzufügen. Fig. 9 zeigt beispielhaft die Schaltungstopologie des oberen Einschalter-Konverters. For the sake of completeness, the simplest form of a possible bidirectional DC / DC converter is mentioned here, which is referred to below as a switch-on converter. For this purpose, a connection is inserted between the input-side connection point 10 and the output-side connection point 12 of an upper turn-on converter and an electronic switch in the current flow direction from the upper connection point 24, starting with an anti-parallel diode to the lower connection point 11 of the upper Einschalt converter. Correspondingly, a connection is inserted between the input-side connection point 14 and the output-side connection point 16 of the lower turn-on converter, and an electronic switch in the current flow direction from the upper connection point 15 with an anti-parallel diode is connected to the lower connection point 28 of the lower turn-on converter. Furthermore, for conventional clock frequencies, an additional commutation inductance is to be inserted between the switch star point 21 and the connection between the lower connection point 11 of the upper turn-on converter and the upper connection point 15 of the lower turn-on converter. 9 shows, by way of example, the circuit topology of the upper turn-on converter.

Grundsätzliches Steuerkonzept für Dreiphasen-Tiefsetzsteller-GIeichrichtersystemBasic control concept for three-phase buck converter GIeichrichtersystem

Steuerung der VierquadrantenschalterControl of the four-quadrant switches

[0064] Erfindungsgemäss wird durch das Durchschalten des mit der mittleren Phase verbundenen Vierquadrantenschalters 6, 7, 8 jeweils das Potential der zugeordneten Netzphasenklemme 31, 32, 33 an den Schaltersternpunkt 21 geführt. In einem symmetrischen Dreiphasensystem ist die mittlere Phase auch immer die Phase mit dem kleinsten Betrag der Spannung und umgekehrt. Wechseln nun die netzseitigen Potentialverhältnisse, d.h. ist auf eine neue mittlere Phase umzuschalten, erfolgt diese Umschaltung erfindungsgemäss vorzugsweise im stromlosen Zustand der Vierquadrantenschalter 6, 7, 8. Diese kann durch Ausschalten der elektronischen Schalter 22, 26 der beiden Tiefsetzsteller erreicht werden, da dann der Strom der oberen und unteren Ausgangsinduktivität 25, 29 über die obere und untere Freilaufdiode 23, 27 geführt wird, womit aufgrund der Gleichheit beider Ströme kein Stromfluss über die mittlere Phase auftritt. Hier und an anderen Stellen ist mit der «mittleren» oder «höchsten» oder «tiefsten» Phase etc. jeweils die bezüglich der Spannung mittlere, höchste, tiefste Phase gemeint. Es kann dann der, mit der bisherigen mittleren Phase verbundene Vierquadrantenschalter abgeschaltet und nach einer Sicherheitszeit der Vierquadrantenschalter der neuen mittleren Phase geschlossen werden. Durch die Sicherheitszeit wird ein Kurzschluss zweier Netzphasen sicher vermieden. Nachfolgend kann dann die reguläre Taktung des oberen und unteren elektronischen Schalters 22, 26 wieder aufgenommen werden. According to the invention, the potential of the associated mains phase terminal 31, 32, 33 is conducted to the switch star point 21 by switching through the four-quadrant switch 6, 7, 8 connected to the middle phase. In a symmetrical three-phase system, the middle phase is always the phase with the smallest amount of voltage and vice versa. Now change the network-side potential relationships, i. is to switch to a new middle phase, this switching takes place according to the invention preferably in de-energized state of the four-quadrant switches 6, 7, 8. This can be achieved by turning off the electronic switches 22, 26 of the two buck converter, since then the current of the upper and lower output inductance 25th , 29 is guided over the upper and lower freewheeling diode 23, 27, whereby due to the equality of both currents, no current flow through the middle phase occurs. Here and elsewhere, the term "middle" or "highest" or "deepest" phase, etc., refers to the medium, highest, lowest phase in terms of voltage. The four-quadrant switch connected to the previous middle phase can then be switched off and closed after a safety time of the four-quadrant switch of the new middle phase. The safety time reliably prevents a short circuit between two network phases. Subsequently, then the regular timing of the upper and lower electronic switch 22, 26 are resumed.

[0065] Anzumerken ist, dass sich abhängig von der Synchronisation der Taktung des oberen und unteren Tiefsetzsteller ein gleichzeitiger Freilauf beider Systeme auch periodisch betriebsmässig einstellen kann und dann nur eine entsprechende Verlängerung dieser Freilaufphase erforderlich ist, um ein sicheres Umschalten der Vierquadrantenschalter zu ermöglichen. It should be noted that depending on the synchronization of the timing of the upper and lower buck converter, a simultaneous freewheeling both systems can also set periodically operational and then only a corresponding extension of this freewheeling phase is required to allow safe switching of the four-quadrant.

Synchrone oder gegenphasige Taktung des oberen und unteren TiefsetzstellersSynchronous or antiphase clocking of the upper and lower step-down converter

[0066] Die Baugrösse leistungselektronischer Systeme wird massgeblich durch das Bauvolumen der passiven Filterkomponenten bestimmt. Sinnvoll ist daher, die Steuerung so zu wählen, dass z.B. der Rippel des Stromes in den Ausgangsinduktivitäten 25, 29 minimiert wird, bzw. bei gegebenem zulässigen Rippel ein möglichst geringer Induktivitätswert vorzusehen ist. The size of power electronic systems is largely determined by the volume of the passive filter components. It makes sense, therefore, to choose the controller so that e.g. the ripple of the current in the output inductances 25, 29 is minimized, or for a given permissible ripple the lowest possible inductance value is to be provided.

[0067] Erfindungsgemäss kann dies dadurch erreicht werden, dass die Pulsbreitenmodulation des oberen und des unteren elektronischen Schalters 22, 26 mit gleichfrequenten, jedoch um eine halbe Taktperiode phasenversetzten Dreieck- oder Sägezahn-Trägersignalen erfolgt. Allerdings tritt dann aufgrund des phasenversetzten Leitens der oberen und unteren Freilaufdiode 23, 27 ein hoher schaltfrequenter Rippel des Stromes in der mittleren Phase auf bzw. ist ein hoher Filteraufwand für die Glättung des Stromes vorzusehen. According to the invention this can be achieved in that the pulse width modulation of the upper and the lower electronic switch 22, 26 takes place with equal frequency, but offset by half a clock period triangular or sawtooth carrier signals. However, then occurs due to the phase-shifted conduction of the upper and lower freewheeling diode 23, 27, a high switching frequency ripple of the current in the middle phase, or is to provide a high filtering effort for the smoothing of the current.

[0068] Erfindungsgemäss kann der Filteraufwand minimiert werden, wenn für die Pulsbreitenmodulation des oberen und unteren Schalters 22, 26 gleichfrequente und gleichphasige Dreieck- oder Sägezahnträgersignale herangezogen werden. In diesem Fall resultiert allerdings ein relativ hoher Rippel des Stromes in den Ausgangsinduktivitäten 25, 29. According to the invention, the filtering effort can be minimized if 26 equal-frequency and in-phase triangular or Sägezahnträgersignale be used for the pulse width modulation of the upper and lower switches 22, 26. In this case, however, results in a relatively high ripple of the current in the Ausgangsinduktivitäten 25, 29th

[0069] Wie vorgehend beschrieben werden zur Glättung des pulsförmigen Stromes am Eingang der Dreiphasen-Diodenbrücke 1 Filterkondensatoren 2 eingesetzt. Die Spannung dieser Filterkondensatoren zeigt resultierend eine schaltfrequente Schwankung, d.h. höhere oder tiefere Werte als die rein sinusförmige Netzspannung, sodass kurz bevor die bisherige obere oder bisherige untere Phase durch eine neue Phase abgelöst wird, die neue obere bzw. die neue untere Phase bereits Strom übernehmen kann, womit eine Abweichung des Netzstromes von der Sinusform resultieren kann. As previously described, filter capacitors 2 are used to smooth the pulsed current at the input of the three-phase diode bridge 1. The voltage of these filter capacitors consequently results in a switching frequency fluctuation, i. higher or lower values than the purely sinusoidal mains voltage, so that just before the previous upper or previous lower phase is replaced by a new phase, the new upper or the new lower phase can already take over power, resulting in a deviation of the mains current from the sinusoidal shape can.

[0070] Erfindungsgemäss ist diese Stromverzerrung, welche eine entsprechende Reduktion der Filterkondensatorspannungsrippel zur Folge hat, durch Anheben der Taktfrequenz des Tiefsetzstellers, dessen Eingangsspannung auf eine neue Phase übergeht, zu verhindern. Die Frequenzanhebung eines der beiden Tiefsetzsteller erfolgt also immer dann, wenn ein Wechsel zwischen oberer und mittlerer Phase oder mittlerer und unterer Phase stattfindet. According to the invention, this current distortion, which results in a corresponding reduction of the filter capacitor voltage ripple, is prevented by raising the clock frequency of the buck converter whose input voltage transitions to a new phase. The frequency increase of one of the two buck converters thus always takes place when a change takes place between upper and middle phase or middle and lower phase.

Regelungregulation

[0071] Die Regelung des Dreiphasen-Tiefsetzsteller-Gleichrichtersystems ist vorzugsweise zweischleifig auszuführen. Fig. 10 zeigt eine entsprechende Reglerstruktur. The regulation of the three-phase buck converter rectifier system is preferably carried out in a double-ended manner. Fig. 10 shows a corresponding controller structure.

[0072] Die Soll-Ist-Differenz 38 zwischen einem Ausgangsspannungssollwert 39 und einer gemessenen Ausgangsspannung 20 wird hierbei an den Eingang eines Ausgangsspannungsreglers 40 gelegt und durch diesen dynamisch bewertet bzw. verstärkt und in einen Sollwert des Ausgangsstromes (Ausgangsstromsollwert) 41 für unterlagerte Ausgangsstromregelkreise umgeformt. Hierzu kann ein durch Messung in der Lastzuleitung erfassbarer Istwert des Laststromes noch im Sinne einer Vorsteuerung addiert werden. The set-actual difference 38 between an output voltage setpoint 39 and a measured output voltage 20 is here applied to the input of an output voltage regulator 40 and dynamically evaluated or amplified and converted into a setpoint of the output current (output current setpoint) 41 for lower-level output current control loops , For this purpose, an actual value of the load current which can be detected by measurement in the load supply line can still be added in the sense of a precontrol.

Regelung gestützt auf Pulsbreitenmodulatoren, konstante SchaltfrequenzControl based on pulse width modulators, constant switching frequency

[0073] Erfindungsgemäss wird nun der Ausgangsstromsollwert 41 an den Eingang von zwei Ausgangsstromregelkreisen, d.h. einen oberen Ausgangsstromregelkreis für die Regelung des Stromes in der oberen Ausgangsinduktivität 25 und einen unteren Ausgangsstromregelkreis für die Regelung des Stromes in der unteren Ausgangsinduktivität 29 gelegt. Der obere Ausgangsstromregelkreis weist eingangsseitig einen oberen Soll-Ist-Vergleich 42 auf (mittels eines Subtrahiergliedes), an dessen ersten positiven Eingang der Ausgangsstromsollwert 41 und an dessen zweiten negativen Eingang ein gemessener Istwert des Stromes 43 in der oberen Ausgangsinduktivität anliegt und dessen Ausgang in Form der Regelabweichung 44 des oberen Ausgangsstromes an den Eingang eines oberen Ausgangsstromreglers 45 geführt und durch diesen dynamisch bewertet und verstärkt wird. Der obere Ausgangsstromregler bildet dann am Ausgang eine zur Heranführung des Stromistwertes an den Sollwert einzustellende Spannung 46 am oberen Verbindungspunkt 24, welche an den ersten positiven Eingang eines oberen Summiergliedes 47 gelegt wird, an dessen negativen Eingang ein oberes dreieck- oder sägezahnförmiges Pulsbreitenmodulationsträgersignal 48 gelegt ist und an dessen zweiten positiven Eingang eine am positiven Ausgang der Dreiphasen-Diodenbrücke gemessene und skalierte obere Spannung 50 anliegt. Die skalierte obere Spannung 50 wird am Ausgang eines oberen Skaliergliedes (Multiplikators) 51 gebildet, an dessen ersten Eingang die am positiven Ausgang der Dreiphasen-Diodenbrücke gemessenen Spannung 49 und an dessen zweiten Eingang ein zum Ausgangsspannungssollwert und zur Netzspannungsamplitude proportionaler Faktor 52 anliegt. Der Ausgang 53 des oberen Summiergliedes 47 wird dann an einen oberen Komparator 54 mit Vergleichsschwelle null gelegt und so am Ausgang des oberen Komparators ein pulsbreitenmoduliertes Ansteuersignal 55 für den oberen elektronischen Schalter 22 gebildet, welches zu einer Spannungsbildung am oberen Verbindungspunkt 24 derart führt, dass der Istwert des Stromes in der oberen Ausgangsinduktivität 25 dem Sollwert des oberen Ausgangsstromes folgt. Andererseits wird durch die am zweiten positiven Eingang des oberen Summiergliedes 47 liegende Spannung 50 eine sinusförmige Modulation der relativen Einschaltzeit des oberen elektronischen Schalters 22 derart erreicht, dass über die jeweils leitende Diode der oberen Hälfte der Dreiphasen-Diodenbrücke 1 ein Strom mit sinusförmigem Kurzzeitmittelwert fliesst. Dieser Strom tritt dann, wie bereits früher erwähnt, nach Tiefpassfilterung durch die Eingangsfilterkondensatoren 2 und die gegen das Netz hin vorgeschalteten Filterinduktivitäten 30 als Netzphasenstrom auf. In accordance with the invention, output current setpoint 41 is now applied to the input of two output current control loops, i. an upper output current control loop for regulating the current in the upper output inductance 25 and a lower output current control loop for controlling the current in the lower output inductance 29. The upper output current control circuit has on the input side an upper desired-actual comparison 42 (by means of a subtractor), at whose first positive input the output current setpoint 41 and at its second negative input a measured actual value of the current 43 in the upper output inductance is applied and its output in the form the control deviation 44 of the upper output current is fed to the input of an upper output current regulator 45 and dynamically evaluated and amplified by this. The upper output current regulator then forms at the output a voltage 46 to be set at the upper connection point 24 for bringing the current actual value to the desired value, which is applied to the first positive input of an upper summing element 47, to whose negative input an upper triangular or sawtooth pulse-width modulation carrier signal 48 is applied and at the second positive input of which a high voltage 50 measured and scaled at the positive output of the three-phase diode bridge is applied. The scaled upper voltage 50 is formed at the output of an upper scaling element (multiplier) 51, at the first input of which the voltage measured at the positive output of the three-phase diode bridge 49 and at its second input to the output voltage setpoint and the mains voltage amplitude proportional factor 52 is applied. The output 53 of the upper summer 47 is then applied to an upper comparator 54 with comparison threshold zero and thus formed at the output of the upper comparator, a pulse width modulated drive signal 55 for the upper electronic switch 22, which leads to a voltage formation at the upper connection point 24 such that the Actual value of the current in the upper output inductance 25 follows the reference value of the upper output current. On the other hand, sinusoidal modulation of the relative turn-on time of the upper electronic switch 22 is achieved by the voltage 50 lying at the second positive input of the upper summing element 47 in such a way that a current with a sinusoidal short-time average flows via the respectively conductive diode of the upper half of the three-phase diode bridge 1. This current then occurs, as already mentioned, after low-pass filtering by the input filter capacitors 2 and the filter inductances 30 arranged upstream of the network as a mains phase current.

[0074] Eine völlig analoge Stromregelanordnung (unterer Ausgangsstromregelkreis) ist für die Regelung des Stromes 56 in der unteren Ausgangsinduktivität 29 vorgesehen. Der einzige Unterschied besteht darin, dass dort die am negativen Ausgang der Dreiphasen-Diodenbrücke gemessenen Spannung 57 invertiert an den ersten Eingang eines unteren Skaliergliedes 58 geführt wird, was sich daraus erklärt, dass dieser Spannungswert naturgemäss einen negativen Wert aufweist, der, um eine gleiche Verarbeitung wie für den oberen Ausgangsstromregelkreis zu ermöglichen, invertiert werden muss. A fully analog current control arrangement (lower output current control loop) is provided for the regulation of the current 56 in the lower output inductance 29. The only difference is that there the voltage 57 measured at the negative output of the three-phase diode bridge is inverted to the first input of a lower scaling element 58, which is explained by the fact that this voltage value naturally has a negative value which is equal to one Processing as for the upper output current control loop must be inverted.

[0075] Letzter Teil der erfindungsgemässen Vorrichtung zur Regelung des Systems ist schliesslich eine Netzspannungsauswerteschaltung 59, an deren Eingang die drei Eingangsphasenspannungen an den Anschlusspunkten 3, 4, 5 gelegt werden und deren Funktion darin besteht, die Eingangsphase mit der jeweils betragsmässig kleinsten Spannung zu erkennen und am Ausgang drei Ansteuersignale 60, 61, 62 für die drei Vierquadrantenschalter 6, 7, 8 derart zu bilden, dass jeweils der, mit der Phase kleinsten Spannungsbetrages verbundene Vierquadrantenschalter, durchgeschaltet wird und die beiden anderen Vierquadrantenschalter im Sperrzustand verbleiben. The last part of the inventive device for controlling the system is finally a Netzspannungsauswerteschaltung 59, at the input of the three input phase voltages at the connection points 3, 4, 5 are laid and their function is to detect the input phase with the smallest amount of voltage in terms of absolute value and at the output three drive signals 60, 61, 62 for the three four-quadrant switches 6, 7, 8 to be formed such that in each case connected to the phase smallest voltage amount four-quadrant switch, is turned on and the other two four-quadrant switch remain in the off state.

[0076] Die Anordnung von zwei Ausgangsstromregelkreisen ist insbesondere dann vorteilhaft, wenn mehrere Pulsgleichrichtersysteme ein- und ausgangsseitig parallel geschaltet werden, da sich dann andernfalls Kreisströme zwischen den Systemen ausbilden könnten. Werden der obere und der untere Ausgangsstrom geregelt, werden diese zu einer unsymmetrischen Belastung der parallelen Systeme führenden Kreisströme sicher unterbunden. The arrangement of two output current control loops is particularly advantageous when several pulse rectifier systems are connected in parallel on the input and output side, since then otherwise circular currents could form between the systems. If the upper and lower output currents are regulated, these are reliably prevented from leading to unbalanced loading of the parallel systems.

[0077] Liegt nur ein Pulsgleichrichtersystem vor, weisen, da kein alternativer Pfad für den zurückfliessenden Strom möglich ist, die Ströme in der oberen und unteren Ausgangsinduktivität 25, 29 denselben Wert auf, und die Ausgangsstromregelung kann mittels nur eines Ausgangsstromreglers erfolgen. Wird z.B. der obere Ausgangsstromregler 45 beibehalten, können so der untere Soll-Ist-Vergleich 63 und der untere Ausgangsstromregler 64 entfallen, und es ist einzig anstelle des Ausgangssignals 65 des unteren Ausgangsstromreglers das Ausgangssignal 46 des oberen Ausgangsstromreglers 45 an den ersten positiven Eingang des unteren Summiergliedes 67 zu legen. If only one pulse rectifier system is present, since no alternative path for the recirculating current is possible, the currents in the upper and lower output inductances 25, 29 have the same value, and the output current control can be effected by means of only one output current regulator. If e.g. maintained upper output current controller 45, so the lower target-actual comparison 63 and the lower output current controller 64 can be omitted, and it is only in place of the output signal 65 of the lower output current controller, the output signal 46 of the upper output current regulator 45 to the first positive input of the lower summer 67th to lay.

Regelung gestützt auf Toleranzbandregelung der AusgangsströmeControl based on tolerance band control of the output currents

[0078] Neben einer linearen, auf Pulsbreitenmodulation gestützten Regelung des oberen und unteren Ausgangsstromes 43, 56 können die, der Ausgangsspannungsregelung unterlagerten, Regelkreise für den oberen und unteren Ausgangsstrom auch in Form von Toleranzbandregelungen realisiert werden, wie in Fig. 11 gezeigt. In addition to a linear, based on pulse width modulation control of the upper and lower output current 43, 56, the subordinate the output voltage control, control circuits for the upper and lower output current can also be realized in the form of tolerance band controls, as shown in Fig. 11.

[0079] Hierbei wird erfindungsgemäss die am Ausgang des oberen Soll-Ist-Vergleichs 42 auftretende Regelabweichung 44 des oberen Ausgangsstromes 43 an den ersten positiven Eingang eines oberen Offsetsummiergliedes 68 gelegt, an dessen zweiten positiven Eingang ein, von der Vorrichtung zur Regelung des Stromes in der mittleren Phase (Mittenphasenstromregelung) gebildetes Offsetsignal 69 anliegt und dessen Ausgang 70 an ein oberes Hystereseschaltglied 71 geführt wird, welches an seinem Ausgang direkt das Ansteuersignal 55 für den oberen elektronischen Schalter 22 erzeugt. Im Weiteren wird die am Ausgang des unteren Soll-Ist-Vergleichs 63 auftretende Regelabweichung 72 des unteren Ausgangsstromes 56 an den ersten positiven Eingang eines unteren Offsetsummiergliedes 73 gelegt, an dessen zweiten negativen Eingang ein, von der Mittenphasenstromregelung gebildetes, Offsetsignal 69 anliegt und dessen Ausgang 74 an ein unteres Hystereseschaltglied 75 geführt wird, welches an seinem Ausgang direkt das Ansteuersignal 76 für den unteren elektronischen Schalter 26 erzeugt. According to the invention occurring at the output of the upper target-actual comparison 42 control deviation 44 of the upper output current 43 is applied to the first positive input of an upper Offsetsummiergliedes 68, at its second positive input, from the device for controlling the current in the middle phase (middle phase current control) formed offsetsignal 69 is applied and whose output 70 is fed to an upper Hystereseschaltglied 71, which directly generates the drive signal 55 for the upper electronic switch 22 at its output. Furthermore, occurring at the output of the lower target-actual comparison 63 control deviation 72 of the lower output current 56 is applied to the first positive input of a lower Offsetsummiergliedes 73, applied to the second negative input, formed by the Mittenphasenstromregelunges, offset signal 69 and its output 74 is led to a lower hysteresis 75, which generates at its output directly the drive signal 76 for the lower electronic switch 26.

[0080] Durch die beiden Hystereseschaltglieder 71, 75 erfolgt die Ansteuerung der elektronischen Schalter derart, dass der obere und der untere Ausgangsstrom in einem Toleranzband entsprechend der Hysteresebreite entlang dem Ausgangsstromsollwert geführt werden. Das Offsetsignal 69 nimmt auf die Stromführung keinen unmittelbaren Einfluss. Dies erklärt sich daraus, dass die positive Einbeziehung des Offsets in den oberen Ausgangsstromeregelkreis und die negative Einbeziehung in den unteren Ausgangsstromregelkreis beispielsweise bei positivem Offsetwert nach einem in der oberen Ausgangsinduktivität 25 zunehmenden und in der unteren Ausgangsinduktivität 29 abnehmenden Strom verlangt, einer Stromsituation, welche gemäss dem 1. Kirchhoffschen Gesetz nicht einstellbar ist. Das Offsetsignal führt somit nur zu einer gegenläufigen Änderung der relativen Einschaltzeiten des oberen und unteren elektronischen Schalters (welche im Mittel keinen Einfluss auf die Differenzspannung zwischen dem oberen und unteren Verbindungspunkt 24, 28 und damit auf die Stromführung nimmt) und bewirkt damit die Bildung einer entsprechenden Differenz des Stromes in der oberen und unteren Freilaufdiode 23, 27, welche als Strom in der mittleren Phase auftritt. Somit ist durch das Offsetsignal 69 eine Möglichkeit der sinusförmigen Regelung des Stromes in der mittleren Phase (Mittenphasenstromes) 77 gegeben. By the two hysteresis switching elements 71, 75, the control of the electronic switch takes place such that the upper and the lower output current are guided in a tolerance band corresponding to the hysteresis width along the output current setpoint. The offset signal 69 has no direct influence on the current conduction. This is explained by the fact that the positive inclusion of the offset in the upper output current control loop and the negative inclusion in the lower output current control loop requires, for example, a positive offset value after a current increasing in the upper output inductance 25 and decreasing in the lower output inductance 29, a current situation which 1. Kirchhoff's law is not adjustable. The offset signal thus leads only to an opposite change in the relative turn-on of the upper and lower electronic switch (which on average has no effect on the differential voltage between the upper and lower connection point 24, 28 and thus on the power supply) and thus causes the formation of a corresponding Difference of the current in the upper and lower freewheeling diode 23, 27, which occurs as current in the middle phase. Thus, a possibility of sinusoidal control of the current in the middle phase (middle phase current) 77 is given by the offset signal 69.

[0081] Der Sollwert des Mittenphasenstromes wird durch eine Funktionseinheit 78 gebildet, an deren Eingang die drei Netzphasenspannungen gelegt werden. Diese Funktionseinheit ermittelt die jeweils minimalen Spannungsbetrag aufweisende Phase und schaltet den Zeitverlauf dieser Phasenspannung 79 an deren Ausgang durch. Der Ausgang dieser Funktionseinheit wird dann an den ersten Eingang eines Skaliergliedes 80 zur Mittenphasenstromregelung geführt, an dessen zweitem Eingang ein dem Ausgangsstromsollwert 41 proportionales Signal 81 anliegt, sodass am Ausgang des Skaliergliedes zur Mittenphasenstromregelung 80 der Sollwert des Mittenphasenstromes (Mittenphasenstromsollwert) 82 derart gebildet wird, dass Gleichwertigkeit des durch den Ausgangsstrom bewirkten Leistungstransfers und des durch die sinusförmigen Netzphasenströme und damit auch des Mittenphasenstromes gegeben ist. Der Mittenphasenstromsollwert 82 wird nun an den positiven Eingang eines Mittenstrom-Soll-Ist-Vergleiches 83 geführt, an dessen negativen Eingang ein gemessener und über ein Tiefpassfilter 84 (LP, Low Pass) von schaltfrequenten Spektralkomponenten befreiter Mittenphasenstromistwert 85 liegt. Der Ausgang des Mittenstrom-Soll-Ist-Vergleichs, d.h. eine Regelabweichung 86 des Mittenphasenstromes, wird dann an einen Mittenphasenstromregler 87 gelegt, an dessen Ausgang das vorstehend beschriebene Offsetsignal 69 auftritt, über welches, wie oben beschrieben, der gewünschte Verlauf des Mittenphasenstromes 77 eingestellt werden kann. The desired value of the middle phase current is formed by a functional unit 78, at the input of which the three mains phase voltages are applied. This functional unit determines the respective minimum voltage amount having phase and switches the time course of this phase voltage 79 at its output. The output of this functional unit is then fed to the first input of a scaler 80 for mid-phase current control, to whose second input a signal 81 proportional to the output current setpoint 41 is applied, so that at the output of the scaler for the mid-phase current control 80 the set point of the middle phase current (middle phase current setpoint) 82 is formed, that equivalency of the power transfer caused by the output current and of the sinusoidal network phase currents and thus also of the middle phase current is given. The mid-phase current setpoint value 82 is now fed to the positive input of a middle-current desired-actual comparison 83, at the negative input of which a measured middle phase actual value 85, which has been freed of switching-frequency spectral components via a low-pass filter 84 (LP, Low Pass). The output of the center current desired-actual comparison, i. a control deviation 86 of the center phase current, is then applied to a mid-phase current controller 87, at the output of which the above-described offset signal 69 occurs, via which, as described above, the desired course of the center phase current 77 can be adjusted.

[0082] Eine jeweilige Dynamik der verschiedenen Regler wie Ausgangsspannungsregler 40, Ausgangsstromregler 45, Mittenphasenstromregler 87 ist mit den Übertragungsfunktionen R(s), G+(s), G–(s), K1(s) etc. bezeichnet und entspricht jeweils beispielsweise einem P, PI, oder PID-Regler oder einem Regler höherer Ordnung und wird mit üblichen regelungstechnischen Entwurfsverfahren bestimmt. A respective dynamics of the various controllers such as output voltage regulator 40, output current regulator 45, center phase current controller 87 is denoted by the transfer functions R (s), G + (s), G- (s), K1 (s), etc. and corresponds to one, for example P, PI, or PID controller or a higher-order controller and is determined by conventional control engineering design methods.

Claims

1. AC / DC converter for power transmission from a three-phase AC side to a DC side with a positive terminal (17) and a negative terminal (18) and / or vice versa, comprising a three-phase bridge circuit (1) with three terminals (3, 4, 5) for each one input phase on its AC voltage side and each having a positive and a negative connection point on its DC side, characterized in that - is connected between the positive terminal of the bridge circuit and the positive terminal (17) of the AC / DC converter, an upper DC / DC converter (9) with a lower connection point (11) as a reference point, and - is connected between the negative terminal of the bridge circuit and the negative terminal (18) of the AC / DC converter, a lower DC / DC converter (13) having an upper terminal point (15) as a reference point, and - Between the positive terminal (17) and the negative terminal (18), a capacitor (19) is arranged, wherein the lower and the upper terminal points (11, 15) are interconnected and thereby form a DC side center, and each of the three connection points (3, 4, 5) via a four-quadrant switch (6, 7, 8) directly or via a Kommutierungsinduktivität is connected to the DC side center.

2. AC / DC converter according to claim 1, wherein the upper DC / DC converter (9) and the lower DC / DC converter (13) each comprise both buck converters, inverters, buck and boost converter, boost converter, Cuk converter, SEPIC converter or power-on converter are.

3. AC / DC converter according to claim 1 or 2, wherein the upper DC / DC converter (9) and the lower DC / DC converter (13) are constructed symmetrically to each other.

4. AC / DC converter according to claim 1 or 2, wherein the upper DC / DC converter (9) has an upper output inductance (25) and the lower DC / DC converter (13) has a lower output inductance (29), and these two output inductances are realized together by a single device.

5. AC / DC converter according to one of the preceding claims, wherein the positive terminal (17) and the negative terminal (18) form an output, and the upper and the lower DC / DC converter (9, 13) interconnected with each other and are designed that Between an upper input of the upper DC / DC converter (9), formed by an input-side connection point (10) of the upper DC / DC converter (9) connected to the positive connection point of the bridge circuit and by the lower connection point (11) of upper DC / DC converter (9), and the output, as well Between a lower input of the lower DC / DC converter (13), formed by an input-side connection point (14) of the lower DC / DC converter (13) connected to the negative connection point of the bridge circuit and by the upper connection point (15) of lower DC / DC converter, and the output, A unidirectional power flow leading to the output or a unidirectional power flow from the output or a bidirectional power flow is possible, - In the operation of the converter over the capacitor (19) voltage applied (20) smaller, equal to or greater than a voltage between the input-side connection point (10) of the upper DC / DC converter and the input-side connection point (14) of the lower DC / DC converter is.

6. AC / DC converter according to one of the preceding claims, which is designed as a rectifier for a power flow from the AC voltage side to the DC side, wherein the three-phase bridge circuit (1) is a diode bridge circuit and the upper and the lower DC / DC converter (9 , 13) are designed for a power flow from the positive and negative terminal of the bridge circuit to the positive and negative terminal (17, 18) of the AC / DC converter.

7. AC / DC converter according to one of the preceding claims, which is designed as an inverter for a power flow from the DC voltage side to the AC side, wherein the three-phase bridge circuit (1) is an inverter bridge circuit of electronic switches each having anti-parallel diodes and the upper and the lower DC / DC converter (9, 13) are designed for a power flow from the positive and negative terminal (17, 18) of the AC / DC converter to the positive and negative terminal of the bridge circuit.

8. AC / DC converter according to one of the preceding claims, which is designed as a bidirectional converter for a power flow from the AC side to DC side or vice versa, wherein the three-phase bridge circuit (1) is an inverter bridge circuit of electronic switches with respective anti-parallel diodes and the upper and the lower DC / DC converter (9, 13) is designed for bidirectional power flow from the positive and negative terminal (17, 18) of the AC / DC converter to the positive and negative terminal of the bridge circuit or in the opposite direction.

9. AC / DC converter according to one of the preceding claims, wherein the upper and the lower DC / DC converter (9, 13) are each formed by parallel circuits of a plurality of partial converters of the same structure.

10. AC / DC converter according to one of the preceding claims, wherein between the output-side connection points (12, 16) of the upper and lower DC / DC converter (9, 13) and connection points of the capacitor (19) is inserted a common mode inductance and a capacitive Coupling of the positive and negative terminal (17, 18) of the AC / DC converter takes place with the AC side, wherein - A voltage center formed by a capacitive voltage divider between the positive and the negative terminal (17, 18) is connected to an AC side filter capacitor star point (37), and / or - Coupling capacitors between the positive and the negative terminal (17, 18) and the filter capacitor star point (37) are connected, or - Coupling capacitors between the positive and the negative terminal (17, 18) and each network phase (34, 35, 36) are connected.

11. AC / DC converter according to one of the preceding claims, wherein between a connected to the positive connection point of the bridge circuit input side terminal point (10) of the upper DC / DC converter (9) and the DC side center respectively switch star point (21) of the four-quadrant switch ( 6, 7, 8), and filter capacitors are connected between the switch star point (21) and an input-side connection point (14) of the lower DC / DC converter (13) connected to the negative connection point of the bridge circuit.

12. A method for controlling an AC / DC converter according to one of the preceding claims, wherein - The upper DC / DC converter (9) is clocked so that the current flowing from the positive connection point of the bridge circuit to the upper DC / DC converter (9) in the short-term mean sinusoidal and proportional to the voltage curve in the mains phase with the highest Tension is, and - The lower DC / DC converter (13) is clocked so that the current flowing from the lower DC / DC converter (13) to the negative terminal of the bridge circuit, sinusoidal in the short-term average and proportional to the voltage curve in the mains phase with the lowest Tension is, and - Of the three four-quadrant switches (6, 7, 8) in each case the one which is connected to the input phase with the average voltage or the input phase smallest voltage amount is turned on, while the other two four-quadrant switches remain in the off state, whereby a likewise sinusoidal summation current in this Input phase results.

13. The method according to claim 12, wherein the upper and the lower DC / DC converter (9, 13) with the same frequency and - be operated with staggered timing by using for a pulse width modulation of the upper and lower switch (22, 26) equal frequency and phase offset by half a clock period triangular or Sägezahnträgersignale, or - be operated with in-phase clocking by equal-frequency and in-phase triangular or Sägezahnträgersignale be used for a pulse width modulation of the upper and lower switch (22, 26).

14. The method according to claim 12 or 13 with pulse width modulation, - wherein for the pre-control of the turn-on of the upper switch (22) at least the desired value (39) of an output voltage between the positive terminal (17) and the negative terminal (18), a mains voltage on the AC side and a positive terminal of the three-phase bridge circuit (1 ) tapped and referenced to a net star point voltage, and - For pre-control of the turn-on of the lower switch (26) at least the desired value (39) of the output voltage, the mains voltage and at the negative connection point of the three-phase bridge circuit (1) tapped and used to a network star point voltage can be used.

15. The method according to claim 12, wherein for controlling a middle phase current (77), which occurs in each case the input phase with the average voltage with respect to the other input phases, - A setpoint (82) of the center phase current (77) from the time course (79) of the current minimum voltage amount having phase and a current setpoint (41) proportional signal (81) is determined, and - At the input of a mid-phase current regulator (87) a difference from the desired value (82) of the middle phase current and a measured and passed through a low-pass filter (84) center phase current value from which at the output of the middle phase current regulator (87) an offset signal (69) is generated, and - Ansteuersignale (55, 76) of the upper and lower switch (22, 26) by means of a respective upper and lower Hystereseschaltgliedes (71, 75) are generated, and - an input signal (70) of the upper hysteresis switching element (71) is formed by adding the offset signal (69) to a control deviation (44) of an upper output current and an input signal (74) of the lower hysteresis switching element (75) by subtracting the offset signal (69) from a control deviation (72) of a lower output current is formed.