CH669488A5

CH669488A5 -

Info

Publication number: CH669488A5
Application number: CH320785A
Authority: CH
Inventors: Philip Webley; Manfred Listopad
Original assignee: Sat Systeme Automatisierung
Priority date: 1984-07-25
Filing date: 1985-07-24
Publication date: 1989-03-15
Also published as: ATA240884A; AT387679B; DE3525174A1; DE3525174C2

Description

BESCHREIBUNG DESCRIPTION

Die Erfindung betrifft eine Senderschaltung zur Erzeugung frequenzmodulierter Signale. The invention relates to a transmitter circuit for generating frequency-modulated signals.

Zur Übertragung von mehreren Signalen, insbesondere von Digitalsignalen, über einen gemeinsamen Übertragungskanal werden bevorzugt Frequenzmultiplexsysteme eingesetzt. Das für die Übertragung digitaler Signale verwendete Modulationsverfahren der Frequenzumtastung (FSK) beruht darauf, dass je nach logischem Zustand des zu übertragenden Signals, zwischen (mindestens) zwei Ausgangsfrequenzen umgetastet wird. Frequency multiplex systems are preferably used to transmit a plurality of signals, in particular digital signals, over a common transmission channel. The frequency shift keying (FSK) modulation method used for the transmission of digital signals is based on the fact that, depending on the logical state of the signal to be transmitted, between (at least) two output frequencies are shifted.

Jedes zu übertragende Signal wird in einer Senderschaltung bestehend aus einem Modulator und nachgeschalteter Filterschaltung umgesetzt. Die Ausgangssignale aller dieser Senderschaltungen werden addiert und über den Übertragungskanal zum Empfänger übertragen. Each signal to be transmitted is implemented in a transmitter circuit consisting of a modulator and a downstream filter circuit. The output signals of all these transmitter circuits are added and transmitted to the receiver via the transmission channel.

Filterschaltungen zur Begrenzung des Spektrums des Ausgangssignals der einzelnen Senderschaltungen sind im allgemeinen notwendig, weil das Spektrum eines frequenzmodulierten Signals theoretisch unendlich breit ist, und daher, um gegenseitige Beeinflussungen benachbarter Kanäle zu verhindern, begrenzt werden muss. Filter circuits for limiting the spectrum of the output signal of the individual transmitter circuits are generally necessary because the spectrum of a frequency-modulated signal is theoretically infinitely wide and therefore has to be limited in order to prevent mutual interference between adjacent channels.

Bei bekannten Systemen dieser Art, besonders zur Übertragung von digitalen Signalen ist die Sendefrequenz der Senderschaltung ( = Kanalfrequenz) durch frequenzbestimmende Bauelemente fest vorgegeben; die maximale Taktrate des zu übertragenden Digitalsignals kann vom Betreiber der Senderschaltung nicht erhöht werden. In known systems of this type, especially for the transmission of digital signals, the transmission frequency of the transmitter circuit (= channel frequency) is fixed by frequency-determining components; the operator of the transmitter circuit cannot increase the maximum clock rate of the digital signal to be transmitted.

Für den Hersteller von solchen Übertragungssystemen ergab sich dadurch der Nachteil, dass pro Kanalfrequenz und Übertragungsgeschwindigkeit je eine verschiedene Sendertype vorhanden sein müsste. In der Praxis bedeutete das bei einer typischen Anzahl von 24 Kanalfrequenzen bei 50 Baud und 5 verschiedenen Taktraten (50, 100, 200, 600 und 1200 Baud), dass insgesamt 46 verschiedene Sendertypen hergestellt und auf Lager gelegt werden müssten. Auch für den Anwender war diese grosse Typenvielfalt mit Nachteilen verbunden, da bereits bei der Projektierung einer Anlage die endgültige Konfiguration festgelegt werden musste und im Nachhinein nur sehr schwer veränderbar war. For the manufacturer of such transmission systems, this resulted in the disadvantage that a different transmitter type would have to be present for each channel frequency and transmission speed. In practice, with a typical number of 24 channel frequencies at 50 baud and 5 different clock rates (50, 100, 200, 600 and 1200 baud), this meant that a total of 46 different transmitter types would have to be manufactured and stored. This large variety of types was also associated with disadvantages for the user, since the final configuration had to be defined when projecting a system and was very difficult to change afterwards.

Eine Vereinfachung bei der Projektierung von derartigen Übertragungssystemen ergab sich daraus, dass sogenannte «frequenzneutrale» Senderschaltungen konstruiert wurden, bei denen der Anwender die Sendefrequenz durch Umlegen von Schalt-Brücken am fertigen Gerät einstellen konnte. Durch die Massnahme war die Reduktion des Typenspektrums auf eine Type pro Übertragungsgeschwindigkeit, unabhängig von der A simplification in the planning of such transmission systems resulted from the fact that so-called "frequency-neutral" transmitter circuits were constructed in which the user could set the transmission frequency by switching switching bridges on the finished device. As a result of the measure, the type spectrum was reduced to one type per transmission speed, regardless of the

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

65 65

3 3rd

669 488 669 488

Kanalfrequenz, möglich. Die Übertragungsgeschwindigkeit selbst ist auch bei diesen Senderschaltungen fest, da die Filterschaltungen nur jeweils für eine bestimmte Übertragungsgeschwindigkeit ausgelegt werden konnten. Die Änderung der Übertragungsgeschwindigkeit ist auch bei diesen Geräten nur durch Austausch der gesamten Senderschaltung oder zumindest eines Teils davon möglich. Channel frequency, possible. The transmission speed itself is also fixed in these transmitter circuits since the filter circuits could only be designed for a specific transmission speed. In these devices, too, the transmission speed can only be changed by exchanging the entire transmitter circuit or at least part of it.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Senderschaltung zu realisieren, bei welcher die Trägerfrequenz des Sendersignals kontinuierlich und/oder in Stufen einstellbar ist und bei der die Taktrate des zu übertragenden Modulationssignals variabel ist. The object of the invention is to implement a transmitter circuit in which the carrier frequency of the transmitter signal can be set continuously and / or in stages and in which the clock rate of the modulation signal to be transmitted is variable.

Dies wird bei einer Senderschaltung zur Erzeugung frequenzmodulierter Signale erfindungsgemäss erreicht durch eine Modulatorschaltung, an deren Eingang das Modulationssignal (Ue) anliegt und bei welcher an zwei Ausgängen jeweils ein Ausgangssignal der Form This is achieved according to the invention in a transmitter circuit for generating frequency-modulated signals by means of a modulator circuit, at the input of which the modulation signal (Ue) is present and in which an output signal of the form is present at two outputs

UAi(t) = sin ^ wH • J UE (t) dx + y 1 ^ UAi (t) = sin ^ wH • J UE (t) dx + y 1 ^

bzw. respectively.

Ua2(t) = sin ^ wH • J UE (x) dx + v|/ 2 ^ Ua2 (t) = sin ^ wH • J UE (x) dx + v | / 2 ^

abgreifbar ist, wobei wh eine beliebig wählbare, den Modulationsindex festlegende Hilfskreisfrequenz der Modulatorschaltung, can be tapped, where wh is an arbitrary auxiliary circuit frequency of the modulator circuit which defines the modulation index,

Ue (x) das Modulationssignal, Ue (x) the modulation signal,

xj/i, \j/2 beliebig wählbare, konstante Phasenwinkel sind, wobei gilt xj / i, \ j / 2 are arbitrarily selectable, constant phase angles, where

Vi =£ V2 + n • 7t mit n = ...0, + /—1, + /-2, + /-3,... usw., Vi = £ V2 + n • 7t with n = ... 0, + / —1, + / -2, + / -3, ... etc.,

durch eine an jeden Ausgang der Modulatorschaltung angeschlossene Multiplizierschaltung, welche jeweils das Ausgangssignal der Modulatorschaltung mit einer harmonischen Schwingung einer Kreisfrequenz multipliziert, wobei die harmonische Schwingung der einen Multiplizierschaltung gegenüber der harmonischen Schwingung der anderen Multiplizierschaltung eine konstante Phasenverschiebung aufweist, und durch eine Summierschaltung, bei welcher an den zwei Eingängen je der Ausgang einer Multiplizierschaltung angeschlossen ist und an deren Ausgang das frequenzmodulierte Sendersignal (UA) anliegt. by a multiplier circuit connected to each output of the modulator circuit, which multiplies the output signal of the modulator circuit by a harmonic oscillation of an angular frequency, the harmonic oscillation of one multiplier circuit having a constant phase shift with respect to the harmonic oscillation of the other multiplier circuit, and by a summing circuit in which the output of a multiplier circuit is connected to each of the two inputs and the frequency-modulated transmitter signal (UA) is applied to the output.

Die Frequenz wk der harmonischen Schwingungen, mit welchen die Ausgangssignale der Modulatorschaltung in den Multiplizierschaltungen verknüpft werden, gibt die Trägerfrequenz des erzeugten frequenzmodulierten Signals an. The frequency wk of the harmonic oscillations with which the output signals of the modulator circuit in the multiplier circuits are linked indicates the carrier frequency of the frequency-modulated signal generated.

Eine Ausführungsform der Erfindung kann daher darin bestehen, dass jede Multiplizierschaltung einen Schwingungsgenerator umfasst, welcher eine harmonische Schwingung mit der Kreisfrequenz w« erzeugt. One embodiment of the invention can therefore consist in that each multiplier circuit comprises an oscillation generator which generates a harmonic oscillation with the angular frequency w 1.

Eine andere Ausführungsform der Erfindung kann darin bestehen, dass bei jeder Multiplizierschaltung der jeweils zweite Eingang herausgeführt ist, und dass an jeden dieser Eingänge eine extern erzeugte harmonische Schwingung mit der Kreisfrequenz wk angelegt wird. Dadurch kann auf besonders einfache Weise eine Variation der Trägerfrequenz erreicht werden. Another embodiment of the invention can consist in that the respective second input is led out in each multiplier circuit and that an externally generated harmonic oscillation with the angular frequency wk is applied to each of these inputs. In this way, a variation of the carrier frequency can be achieved in a particularly simple manner.

Der Modulationsindex des erzeugten frequenzmodulierten Signals, bzw. der Frequenzhub bei digitalen Modulationssignalen wird durch die Hilfskreisfrequenz wh der Modulatorschaltung bestimmt. Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung kann daher darin bestehen, dass die Modulatorschaltung einen Steuereingang aufweist, über welchen die Hilfskreisfrequenz wh des Modulators steuerbar ist, wodurch der Modulationsindex einstellbar ist, und somit in weiten Grenzen beliebige Übertragungsgeschwindigkeiten bei einer erfindungsgemässen Senderschaltung möglich sind. The modulation index of the frequency-modulated signal generated, or the frequency swing in the case of digital modulation signals, is determined by the auxiliary circuit frequency wh of the modulator circuit. A preferred embodiment of the invention can therefore consist in the modulator circuit having a control input via which the auxiliary circuit frequency wh of the modulator can be controlled, as a result of which the modulation index can be set, and thus any transmission speeds are possible in a transmitter circuit according to the invention.

Nachstehend ist die Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beispielsweise beschrieben. The invention is described below with reference to the drawings, for example.

Es zeigt: It shows:

Fig. 1 das Blockschaltbild einer erfindungsgemässen Senderschaltung; 1 shows the block diagram of a transmitter circuit according to the invention;

Fig. 2a Liniendiagramme der Ausgangssignale der Modulatorschaltung einer Senderschaltung nach Fig. 1; FIG. 2a line diagrams of the output signals of the modulator circuit of a transmitter circuit according to FIG. 1;

Fig. 2b die Zeitfunktion des Ausgangssignals einer Senderschaltung nach Fig. 1 für bevorzugte Eingangssignale; 2b shows the time function of the output signal of a transmitter circuit according to FIG. 1 for preferred input signals;

Fig. 3 eine mögliche Ausführungsform einer erfindungsgemässen Modulatorschaltung in Analogtechnik; 3 shows a possible embodiment of a modulator circuit according to the invention in analog technology;

Fig. 4 Liniendiagramme der Ein- und Ausgangssignale einer Schaltung nach Fig. 3; FIG. 4 line diagrams of the input and output signals of a circuit according to FIG. 3;

Fig. 5a, b digitale Realisierungen einer erfindungsgemässen Modulatorschaltung und 5a, b digital implementations of a modulator circuit according to the invention and

Fig. 6 den Zeitverlauf zweier interner Signale und der Ausgangssignale einer Schaltung nach Fig. 5a. Fig. 6 shows the timing of two internal signals and the output signals of a circuit according to Fig. 5a.

Die Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild einer erfindungsgemässen Senderschaltung zur Erzeugung eines frequenzmodulierten Sendersignals. 1 shows the block diagram of an inventive transmitter circuit for generating a frequency-modulated transmitter signal.

Das zu übertragende Signal UE wird an einen Eingang E einer Modulatorschaltung 1 geführt, welche zwei Ausgangssignale UAi und UA2 erzeugt. Über einen weiteren Eingang Si der Modulatorschaltung kann der Frequenzhub des in der Senderschaltung erzeugten frequenzmodulierten Sendersignals eingestellt werden. Der Steuereingang Si kann entfallen, wenn der Frequenzhub des Sendesignals nicht veränderbar sein muss. The signal UE to be transmitted is fed to an input E of a modulator circuit 1, which generates two output signals UAi and UA2. The frequency deviation of the frequency-modulated transmitter signal generated in the transmitter circuit can be set via a further input Si of the modulator circuit. The control input Si can be omitted if the frequency deviation of the transmission signal does not have to be changeable.

Jeder Ausgang Ai bzw. A2 der Modulatorschaltung 1 ist jeweils über eine Filterschaltung 2 bzw. 3 an den Eingang einer Multiplizierschaltung 4 bzw. 5 geführt. Die gleichartigen Tiefpassfilterschaltungen 2, 3 dienen zur Begrenzung des Spektrums des frequenzmodulierten Signals und sind i.a. nur notwendig, um Vorschriften der Fernmeldebehörden zu erfüllen; kommen derartige Vorschriften bezüglich der maximalen spektralen Breite des Sendesignals nicht zur Anwendung, oder wenn das Eingangssignal Ue gewisse Kriterien erfüllt, so können die Filterschaltungen 2, 3 entfallen. Each output Ai or A2 of the modulator circuit 1 is led through a filter circuit 2 or 3 to the input of a multiplier circuit 4 or 5. The similar low-pass filter circuits 2, 3 serve to limit the spectrum of the frequency-modulated signal and are generally only necessary to comply with telecommunications regulations; If such regulations regarding the maximum spectral width of the transmission signal are not used, or if the input signal Ue fulfills certain criteria, the filter circuits 2, 3 can be omitted.

In der Multiplizierschaltung 4 bzw. 5 wird das Produkt aus dem jeweiligen Eingangssignal der Multiplizierschaltung und je einer zu der der anderen Multiplizierschaltung phasenverschobenen, jedoch gleichfrequenten harmonischen Schwingung gebildet; das jeweilige Produktsignal liegt am Ausgang AMf bzw. Am2 an. Die harmonische Schwingung kann dabei entweder in der Multiplizierschaltung 4 bzw. 5 selbst erzeugt werden, wobei gegebenenfalls über jeweils einen Steuereingang Smi bzw. Sm2 die Frequenz der Schwingung eingestellt werden kann, oder sie kann extern in einem gemeinsamen, wiederum steuerbaren Generator erzeugt und über eine nachgeschaltete Phasensplitter-schaltung über den Steuereingang Smi bzw. Smî an die Multiplizierschaltung 4 bzw. 5 geführt sein. In the multiplication circuit 4 or 5, the product is formed from the respective input signal of the multiplication circuit and one harmonic oscillation, which is phase-shifted but equal in frequency to that of the other multiplication circuit; the respective product signal is present at the AMf or Am2 output. The harmonic oscillation can either be generated in the multiplier circuit 4 or 5 itself, the frequency of the oscillation possibly being set via a respective control input Smi or Sm2, or it can be generated externally in a common, again controllable generator and via a downstream phase splitter circuit can be routed to the multiplier 4 or 5 via the control input Smi or Smî.

Die beiden Ausgänge Ami, Am2 der Multiplizierschaltungen 4, 5 werden an die Eingänge einer Summierschaltung 6 geführt und dort zum Ausgangssignal der Senderschaltung UA additiv verknüpft, welches am Ausgang A der Summierschaltung 6 anliegt. The two outputs Ami, Am2 of the multiplier circuits 4, 5 are fed to the inputs of a summing circuit 6 and there are additively linked to the output signal of the transmitter circuit UA, which is present at the output A of the summing circuit 6.

Im folgenden soll zuerst die Gesamtfunktion der Senderschaltungen anhand des Blockschaltbildes in Fig. 1 beschrieben werden. The overall function of the transmitter circuits will first be described below with reference to the block diagram in FIG. 1.

Das Eingangssignal Ue soll allgemein durch die Zeitfunktion Ue (t) beschrieben sein. Für die Übertragung von digitalen Signalen kann die Eingangsfunktion Ue, je nach dem Logikzustand mit Ue = 1 oder Ue = —1 angenommen werden. The input signal Ue should generally be described by the time function Ue (t). For the transmission of digital signals, the input function Ue can be assumed to be Ue = 1 or Ue = —1, depending on the logic state.

In der Modulatorschaltung werden zwei Ausgangssignale erzeugt, die den Gleichungen Two output signals are generated in the modulator circuit, which correspond to the equations

UAi = sin (wh • JT UE (t) dx + v|/ 1) UAi = sin (wh • JT UE (t) dx + v | / 1)

o i- o i-

Ua2 = sin (wH * i ue (t) dx + \|/ 2) gehorchen. Oa2 = sin (wH * i ue (t) dx + \ | / 2) obey.

o O

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

65 65

669 488 669 488

4 4th

Dabei ist Wh eine beliebig wählbare, konstante Hilfskreisfrequenz, welche den Modulationsindex ti des frequenzmodulierten Signals, bzw. im Falle von digitalen Eingangssignalen Ue, den Frequenzhub des erzeugten FSK Signals angibt. Wh is a freely selectable, constant auxiliary circuit frequency, which specifies the modulation index ti of the frequency-modulated signal, or in the case of digital input signals Ue, the frequency deviation of the FSK signal generated.

Die beiden Phasenwinkel \j/i, \|/2 sind prinzipiell frei wählbar, solange sie sich nicht um ganzzahlige Vielfache von n voneinander unterscheiden. Vereinfachend werden für die folgende Beschreibung die beiden Phasenwinkel mit \(/i = o und i|/ = jt/2 angenommen. In principle, the two phase angles \ j / i, \ | / 2 can be freely selected as long as they do not differ from one another by integer multiples of n. For simplification, the two phase angles with \ (/ i = o and i | / = jt / 2 are assumed for the following description.

Damit berechnen sich die Ausgangssignale der Modulatorschaltung (1) zu The output signals of the modulator circuit (1) are thus calculated

Uai = sin (wH ■ f UE (x) dt) Uai = sin (wH ■ f UE (x) dt)

*6 * 6

t t

Ua2 = COS (wH • f UE (t) dt) Ua2 = COS (wH • f UE (t) dt)

*5 * 5

Wird für die nachfolgende Betrachtung der Einfluss der Tiefpassfilterschaltung 2, 3 vernachlässigt, so liegen diese Signale an den Eingängen der Multiplizierschaltung 3, 4 an. An deren Ausgängen werden die Signale Uami und Uam2 abgegeben. If the influence of the low-pass filter circuit 2, 3 is neglected for the following consideration, these signals are present at the inputs of the multiplier circuit 3, 4. The signals Uami and Uam2 are emitted at their outputs.

Uami = Uai (t) • cos wkt = cos (wkt • sin (wH • / UE (x) dx) Uami = Uai (t) • cos wkt = cos (wkt • sin (wH • / UE (x) dx)

o O

Uam2 = Ua2 (t) • sin wkt = sin (wkt) • cos (wH • f UE (x) dx) Uam2 = Ua2 (t) • sin wkt = sin (wkt) • cos (wH • f UE (x) dx)

Damit ergibt sich das Ausgangssignal des Summierers 6 zu: The output signal of summer 6 thus results in:

UA (t) = Uami (t) + UAm2 (t) = sin (wkt + wH I UE (x) dx) UA (t) = Uami (t) + UAm2 (t) = sin (wkt + wH I UE (x) dx)

In obiger Gleichung kann UE jede beliebige Abhängigkeit von t haben. Nachstehend werden die in der erfindungsgemässen Schaltung bevorzugt auftretenden konstanten Logikzustände Ue = +1 und Ue = —1 eingesetzt. In the above equation, UE can have any dependence on t. In the following, the constant logic states Ue = +1 and Ue = −1 that preferably occur in the circuit according to the invention are used.

Bei UE = +1 für t grösser to wird Ua (t) = With UE = +1 for t greater than Ua (t) =

sin [(wk + wH) • t + (j)0] sin [(wk + wH) • t + (j) 0]

Bei UE = —1 für t grösser to wird Ua (t) = With UE = —1 for t greater than to Ua (t) =

sin [(wk-wH) • t + vJ sin [(wk-wH) • t + vJ

Anhand obiger Gleichungen ist zu erkennen, dass es sich bei der Ausgangsspannung Ua um ein frequenzmoduliertes Signal handelt. Die Mittenfrequenz des Signals (= Kanalfrequenz) wird durch die Frequenz der im Multiplizierer 4 bzw. 5 verwendeten harmonischen Schwingung mit der gegebenenfalls über die Steuereingänge Smi, Sm2 veränderlichen Kreisfrequenz wk bestimmt. Der symmetrische Frequenzhub wird durch die im Modulator verwendete und gegebenenfalls über den Steuereingang Si veränderbare Kreisfrequenz Wh bestimmt. Im Modulator wird durch die Eingangsspannung UE = + /—I der Frequenzhub um die Mittenfrequenz wk = 0 erzeugt. Bei dieser Umschaltung zwischen + wh und —Wh entstehen im Signalverlauf der Ausgangssignale Uai und Ua2 des Modulators zwar Unstetigkeiten aber keine Sprünge. It can be seen from the above equations that the output voltage Ua is a frequency-modulated signal. The center frequency of the signal (= channel frequency) is determined by the frequency of the harmonic oscillation used in the multiplier 4 or 5 with the angular frequency wk which may be variable via the control inputs Smi, Sm2. The symmetrical frequency deviation is determined by the angular frequency Wh used in the modulator and possibly changeable via the control input Si. The frequency swing around the center frequency wk = 0 is generated in the modulator by the input voltage UE = + / —I. With this switchover between + wh and —Wh, there are discontinuities in the signal curve of the output signals Uai and Ua2 of the modulator, but no jumps.

Um die Vorgänge im Modulator 1 und der gesamten Senderschaltung besser verständlich zu machen, werden in den Fig. 2aa bis 2ac die Liniendiagramme der Ausgangssignale Uai und Ua2 der Modulatorschaltung für die Schaltzeitpunkte n, 7n/4 und 5 îi/4 gezeigt. To make the processes in the modulator 1 and the entire transmitter circuit easier to understand, the line diagrams of the output signals Uai and Ua2 of the modulator circuit for the switching times n, 7n / 4 and 5 îi / 4 are shown in FIGS. 2aa to 2ac.

Weiters wird in Fig. 2b, entsprechend der Phasenlage nach dem Umschaltzeitpunkt von Ue = + 1 auf UE = —1 die Ausgangsspannung Ua entsprechend der oben angeführten Gleichung angegeben. Furthermore, in Fig. 2b, corresponding to the phase position after the switchover from Ue = + 1 to UE = -1, the output voltage Ua is given in accordance with the equation given above.

Es soll hier angeführt werden, dass die erfindungsgemässe Senderschaltung nicht auf Modulatorschaltungen beschränkt ist, deren Ausgangssignale Uai und Ua2 90° Phasenverschiebung zueinander aufweisen; auch von 90° abweichende, jedoch konstante Phasenverschiebungen der beiden Signale sind möglich. Ebenso ist die Phasendifferenz der harmonischen Schwingungen, mit denen die Signale Uai bzw. Ua2 in den Modulatorschaltungen 4 bzw. 5 verknüpft werden nicht auf den Wert 90° eingeschränkt. Dieser Wert führt jedoch zu einer besonders anschaulichen mathematischen Beschreibung der Funktion der erfindungsgemässen Senderschaltung. It should be stated here that the transmitter circuit according to the invention is not limited to modulator circuits whose output signals Uai and Ua2 have a 90 ° phase shift with respect to one another; phase shifts of the two signals that deviate from 90 ° but are constant are also possible. Likewise, the phase difference of the harmonic oscillations with which the signals Uai and Ua2 in the modulator circuits 4 and 5 are linked is not restricted to the value 90 °. However, this value leads to a particularly descriptive mathematical description of the function of the transmitter circuit according to the invention.

In Fig. 3 zeigt das detaillierte Blockschaltbild einer beispielhaften Realisierung einer Modulatorschaltung in Analogtechnik. 3 shows the detailed block diagram of an exemplary implementation of a modulator circuit in analog technology.

Das Eingangssignal Ue wird an den Integrationseingang eines Integrators 7 und an einen Vorzeicheneingang eines Kom-parators 8 geführt. An zwei weiteren Eingängen des Kompara-tors liegen zwei feste Werte Uk+ und Uk- an, die die Grenzen des Integrationsbereichs des Integrators angeben. Der Ausgang des Integrators ist an den Vergleichseingang des Komparators geführt, der Ausgang des Komparators ist mit dem Rückstelleingang des Integrators verbunden. An den Ausgang des Integrators sind weiters die Eingänge zweier Funktionsgeneratoren 9, 10 angeschlossen, deren Ausgänge die Ausgangssignale Uai und Ua2 liefern. The input signal Ue is fed to the integration input of an integrator 7 and to a sign input of a comparator 8. At two further inputs of the comparator there are two fixed values Uk + and Uk- which indicate the limits of the integration range of the integrator. The output of the integrator is led to the comparison input of the comparator, the output of the comparator is connected to the reset input of the integrator. The inputs of two function generators 9, 10, whose outputs deliver the output signals Uai and Ua2, are also connected to the output of the integrator.

Die Fig. 4a zeigt einen typischen Zeitverlauf eines digitalen Eingangssignals Ue; Fig. 4b zeigt das Ausgangssignal Ui des Integrators 7 und Fig. 4c bzw. 4d stellen die entsprechenden Ausgangssignale der Funktionsgeneratoren 9, 10 dar. 4a shows a typical time profile of a digital input signal Ue; 4b shows the output signal Ui of the integrator 7 and FIGS. 4c and 4d show the corresponding output signals of the function generators 9, 10.

Im folgenden wird anhand von Fig. 3 und Fig. 4 die grundsätzliche Funktion des Modulators beschrieben: The basic function of the modulator is described below with reference to FIGS. 3 and 4:

Das Eingangssignal Ue (Eingangsdaten) wird dem Integrator 7 und als Vorzeichenerkennungssignal dem Komparator 8 zugeführt. Die Integrationsrichtung wird durch das Vorzeichen der Eingangsspannung festgelegt. Die Grenzen für die Ausgangsspannung des Integrators werden durch die am Komparator fest anliegenden Spannungen Uk+ und Uk- vorgegeben. Bei positiver Eingangsspannung Ue wird vor Uk+ bis Uk- integriert, bei negativer Eingangsspannung wird von Uk- bis Uk+ integriert (Fig. 4a, b). The input signal Ue (input data) is fed to the integrator 7 and as a sign recognition signal to the comparator 8. The direction of integration is determined by the sign of the input voltage. The limits for the output voltage of the integrator are specified by the voltages Uk + and Uk- which are fixed to the comparator. With a positive input voltage Ue is integrated before Uk + to Uk-, with a negative input voltage from Uk- to Uk + (Fig. 4a, b).

Die Eingangsspannung Ue, die Zeitkonstante des Integrators und die Grenzen des Integrationsbereichs Uk+ und Uk-werden so abgestimmt, dass die gewünschte Periodendauer 2k/wh der vom Integrator abgegebenen Sägezahnspannung Ui erreicht wird. The input voltage Ue, the time constant of the integrator and the limits of the integration range Uk + and Uk-are matched in such a way that the desired period duration 2k / wh of the sawtooth voltage Ui output by the integrator is achieved.

Die periodische Sägezahnspannung Ui wird vorzugsweise zwei Funktionsgeneratoren zugeführt, welche die periodische Sägezahnspannung Ui in periodische Ausgangsspannungen Uai, Ua2 mit gleicher Periodendauer wie Ui umwandeln und Ua2 phasenverschoben ist. Vorzugsweise wird, wie in Fig. 4c und Fig. 4d dargestellt, die Spannung Ui in einem Funktionsgenerator 9 (10) in eine Sinusspannung Uai und in einem anderen Funktionsgenerator 10 (9) in eine Cosinusspannung Ua2 umgewandelt. The periodic sawtooth voltage Ui is preferably fed to two function generators, which convert the periodic sawtooth voltage Ui into periodic output voltages Uai, Ua2 with the same period as Ui and Ua2 is out of phase. 4c and 4d, the voltage Ui is preferably converted into a sine voltage Uai in a function generator 9 (10) and into a cosine voltage Ua2 in another function generator 10 (9).

Die Fig. 5a zeigt eine beispielsweise Realisierung einer Modulatorschaltung in Digitaltechnik. 5a shows a realization of a modulator circuit in digital technology, for example.

Das (digitale) Eingangssignal Ue wird an den Zählrichtungs-eingang eines Vorwärts-Rückwärts-Zählers 11 angelegt; am Takteingang des Zählers liegt ein Taktsignal S1 an, das entweder in einem internen Taktgenerator 12 erzeugt wird, oder extern erzeugt und über den Steuereingang S1 zugeführt wird. The (digital) input signal Ue is applied to the count direction input of an up-down counter 11; A clock signal S1 is present at the clock input of the counter, which is either generated in an internal clock generator 12 or generated externally and supplied via the control input S1.

Die parallelen Ausgangsleitungen des Zählers 11 bilden den Datenbus B1 der an den Adresseingängen eines ersten Analog-Multiplexers 13 anliegt und über eine Addierschaltung 15 an die Adresseingänge eines zweiten Analog-Multiplexers 14 geführt ist. In der Addierschaltung 15 wird zu dem jeweiligen Digital5 The parallel output lines of the counter 11 form the data bus B1 which is present at the address inputs of a first analog multiplexer 13 and is routed to the address inputs of a second analog multiplexer 14 via an adder circuit 15. In the adding circuit 15 to the respective digital5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

65 65

5 5

669 488 669 488

wort auf dem Bus B1 ein fester Wert, der von dem Kodierschalter 18 erzeugt wird und an den zweiten Eingängen der Addierschaltung 15 anliegt, addiert. word on bus B1 adds a fixed value, which is generated by coding switch 18 and is applied to the second inputs of adder circuit 15.

Jeder der Analogeingänge des einen Multiplexers ist mit dem entsprechenden Eingang des anderen Multiplexers paarweise verbunden und an einen Abgriff einer Widerstands-Span-nungsteilerkette 17 geführt, welche von einer Spannungsquelle 16 gespeist wird. Each of the analog inputs of one multiplexer is connected in pairs to the corresponding input of the other multiplexer and is led to a tap of a resistance voltage divider chain 17, which is fed by a voltage source 16.

Im folgenden wird anhand von Fig. 5a und Fig. 6 die Funktion des Modulators in digitaler Ausführung beschrieben. The function of the modulator in a digital embodiment is described below with reference to FIGS. 5a and 6.

Der Zähler 11 zählt in Abhängigkeit von der Polarität der Eingangsspannung Ue aufwärts oder abwärts und erfüllt somit die Funktion eines Integrators. Die Integrationszeitkonstante kann mit der Taktfrequenz des Taktgebers 12 festgelegt werden. The counter 11 counts up or down depending on the polarity of the input voltage Ue and thus fulfills the function of an integrator. The integration time constant can be set with the clock frequency of the clock generator 12.

Durch das Überlaufen des Zählers nach der Periodendauer By overflowing the counter after the period

27t 27t

— wird in einfacher Weise am Datenbus B1 eine quasi-Säge-wH - becomes a quasi-saw-wh on the data bus B1 in a simple manner

zahnfunktion erreicht, weil nach der Binärzahl IUI der Zähler wieder mit der Binärzahl 0000 zu zählen beginnt. Funktionell entspricht die Signalfolge am Datenbus B1 dem Signal Ui in Fig. 4b. tooth function reached because after the binary number IUI the counter starts counting again with the binary number 0000. Functionally, the signal sequence on data bus B1 corresponds to signal Ui in FIG. 4b.

Das Datenbussignal B1 wird einerseits einem Multiplexer 13 und andererseits einem Addierer 15 zugeführt. Der Multiplexer 13 wandelt dieses Signal in bekannter Weise in eine periodische Ausgangsspannung Uai um, welche vorzugsweise als Sinusspan- The data bus signal B1 is supplied on the one hand to a multiplexer 13 and on the other hand to an adder 15. The multiplexer 13 converts this signal in a known manner into a periodic output voltage Uai, which is preferably a sinusoidal voltage

27t nung mit der Periodendauer — ausgebildet wird. 27t with the period - is formed.

wH wh

Um am Ausgang des zweiten Multiplexers 14 eine zu Uai phasenverschobene Spannung Ua2 zu erreichen, wird am Eingang des Multiplexers 14 über den Datenbus B2 ein Zahlenwert eingegeben, der sich von dem Zahlenwert des Datenbus B1 um jenen Wert unterscheidet, der die gewünschte Phasenverschiebung bewirkt. In einfacher Weise wird dies dadurch erreicht, dass zu dem Wert in B1 mit dem Addierer 15 jene gewünschte In order to achieve a voltage Ua2 phase-shifted to Uai at the output of the second multiplexer 14, a numerical value is entered at the input of the multiplexer 14 via the data bus B2, which differs from the numerical value of the data bus B1 by the value which effects the desired phase shift. This is achieved in a simple manner by adding the desired value to the value in B1 with the adder 15

Zahl addiert wird, die durch den Codierschalter 18 vorgegeben wird. Number is added, which is specified by the coding switch 18.

In Fig. 6 ist dargestellt, wie entsprechend den Datenbussignalen B1 und B2 die quasi-Sinusspannung an Uai bzw. die 5 quasi-Cosinusspannung an Ua2 gebildet wird. Es ist weiters erkennbar, dass der Phasenverschiebung zwischen Uai und Ua2 eine Zahlenwertdifferenz von binär 0100 zwischen B1 und B2 entspricht. FIG. 6 shows how the quasi-sine voltage at Uai and the 5 quasi-cosine voltage at Ua2 are formed in accordance with the data bus signals B1 and B2. It can also be seen that the phase shift between Uai and Ua2 corresponds to a numerical value difference of binary 0100 between B1 and B2.

Auch ist in Fig. 6 ähnlich wie in Fig. 4c und 4d dargestellt, io wie die Ausgangsspannungen Uai und Ua2 verlaufen, wenn Also in FIG. 6, as in FIGS. 4c and 4d, it is shown how the output voltages Uai and Ua2 run, if

27t zum Zeitpunkt —, das Eingangssignal UE von +1 auf —1 wH 27t at the time -, the input signal UE from +1 to -1 wH

wechselt. changes.

15 27t 15 27t

Bis zum Zeitpunkt — zählt der Zähler 11 in Aufwärtsrich- Up to the point in time - the counter 11 counts in upward direction

wH wh

tung und an dem Ausgang Uai entsteht eine quasi-Sinusspan-27t tion and at the exit Uai a quasi-sinusoidal 27t is created

20 nung. Ab dem Zeitpunkt —zählt der Zähler 11 in Abwärts- 20 voltage. From that point in time, the counter 11 counts downwards.

wH wh

richtung und an dem UA entsteht eine quasi-minus-Sinusspan-nung. direction and at the UA there is a quasi-minus sine voltage.

Dabei ist die in Fig. 5a gezeigte Schaltung nur beispielhaft. 25 Das gleiche Prinzip kann in digitaler Technik auch anders gelöst werden. Zum Beispiel können entsprechend der Fig. 5b anstelle der beiden Multiplexer 13 und 14 Digital-Analogwandler 20, 21 eingesetzt werden, welche über vorgeschaltete, in einem Speicher abgelegte Konversionstabellen 18, 19 das Datenbussi-30 gnal B1 in das gewünschte Ausgangssignal Uai bzw. Ua2 umformen. The circuit shown in FIG. 5a is only an example. 25 The same principle can also be solved differently in digital technology. For example, according to FIG. 5b, instead of the two multiplexers 13 and 14, digital-to-analog converters 20, 21 can be used, which convert the data bus B1 into the desired output signal Uai or Ua2 via upstream conversion tables 18, 19 stored in a memory reshape.

Nicht zuletzt kann sowohl die Grundschaltung nach Fig. 1, die Modulatorgrundschaltung nach Fig. 3 als auch eine digitale ]Modulatorschaltung nach Fig. 5a bzw. b als Grundlage für die 35 Programmierung eines Mikroprozessors herangezogen und somit eine Realisierung der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung in Mikroprozessortechnik erreicht werden. Last but not least, both the basic circuit according to FIG. 1, the basic modulator circuit according to FIG. 3 and a digital modulator circuit according to FIGS. 5a and b can be used as the basis for programming a microprocessor and thus the circuit arrangement according to the invention can be implemented in microprocessor technology .

v v

5 Blätter Zeichnungen 5 sheets of drawings

Claims

669 488

2. Transmitter circuit according to claim 1, characterized in that the modulator circuit (1) has an integrator (7) and a comparator (8) arranged in parallel therewith, the input of a first being connected to the output (Ui) of the integrator (7) and the input of a second function generator (9 or 10) is connected, the one output signal (Uai) of the modulator circuit at the output of the one function generator and the other output signal (UA2) of the modulator circuit (UA2) at the output of the other function generator (10) 1) is present (Fig. 3).

2nd

PATENT CLAIMS 1. Transmitter circuit for generating frequency-modulated signals characterized by a modulator circuit (1), at the input of which the modulation signal (Ue) is present and at which two outputs each have an output signal of the form

UAi (t) = sin wH • J UE (t) dx + \ | / 1 or

UA2 (t) = sin wH • f UE (t) dx + \ | / 2

is tapped, whereby

Wh an arbitrary selectable auxiliary circuit frequency of the modulator circuit which defines the modulation index,

Ue (t) the modulation signal,

Vi, V2 are arbitrarily selectable, constant phase angles, whereby applies

Vi = £ ¥ 2 + n • 7tmitn = ... 0, + / —1, + / —2, + / —3, ... etc.,

by a multiplier circuit (4 or 5) connected to each output of the modulator circuit (1), which multiplies the output signal (Uai or Uaî) of the modulator circuit (1) by a harmonic oscillation of an angular frequency wk, the harmonic oscillation of the one multiplier circuit (4) has a constant phase shift with respect to the harmonic oscillation of the other multiplier circuit (5), and by a summing circuit (6), in which the output of a multiplier circuit (4 or 5) is connected to the two inputs and the output of which frequency-modulated transmitter signal (UA) is present.

3. Transmitter circuit according to claim 1, characterized in that the modulator circuit (1) has a clocked up-down counter (11), at the direction changeover input of which the modulation signal (Ue) is present, the output data bus (Bi) of the Up-down counter (11), a first analog multiplexer circuit (13) and via an adder circuit (15) a second analog multiplexer circuit (14) is connected, the analog inputs of the multiplexer circuits at different voltages , which are preferably implemented by tapping on a voltage divider circuit (14), and the output signals (UAi or Ua2) of the modulator circuit (1) can be tapped at the analog outputs of the analog multiplexer circuit (13 or 14) ( Fig. 5a).

4. Transmitter circuit according to claim 1 or 3, characterized in that the modulator circuit (1) has a clocked up-down counter (11) and that on the output data bus (Bl) of the up-down counter two digi-tal-analog Converter circuits (20 or 21) are connected via an upstream conversion circuit (18 or 19) and the output signals (UAi or Ua2) of the modulator circuit can be tapped at the analog outputs of the digital-analog converter circuits (20, 21) (Fig 5b).

5. Transmitter circuit according to one of claims 1 to 4, characterized in that the modulator circuit (1) one

Control input (Sl), via which the auxiliary circuit frequency Wh of the modulator can be controlled.

6. Transmitter circuit according to one of claims 1 to 5, characterized in that with each multiplier circuit (4 or 5) the respective second input (SMi or Sm2) is brought out and that a harmonic oscillation with the angular frequency wk is present at each of these inputs .

7. Transmitter circuit according to one of claims 1 to 5, characterized in that each multiplier circuit (4 or 5) comprises an oscillation generator which generates a harmonic oscillation with the angular frequency wk.

8. Transmitter circuit according to one of claims 1 to 7, characterized in that a low-pass filter circuit (2 or 3) is arranged between each output (UAi, Ua2) of the modulator circuit (1) and the multiplier circuit (4 or 5).

9. Transmitter circuit according to one of claims 1 to 8, characterized in that it is realized in microprocessor technology.