CH635214A5 - Static converter - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen statischen Umrichter gemäss dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Die Schaltung eines solchen Umrichters, der bereits früher vorgeschlagen wurde, ist in der einzigen Figur gezeigt. Die zwei Teildirektumrichter DUR 1 und DUR 2 sind drehstromseitig parallelgeschaltet (wobei selbstverständlich darauf geachtet werden muss, dass sich ihre Kommutierungsvorgänge nicht gegenseitig beeinflussen). Ihre 16%-Hz-Ausgänge werden einerseits über eine Induktivität XL und andererseits über eine Reihenschaltung XLC einer Kapazität und einer Induktivität einem gemeinsamen Transformator T zugeführt; dieser speist in das Betriebsnetz ein, das zum Beispiel ein Bahnnetz sein kann.

Zufriedenstellend - das heisst mit völliger Vermeidung von Wirkleistungspulsationen - funktioniert diese Schaltung jedoch nur bei voller Leistung (100%) und ist daher ohne Zusatzmassnahmen nicht allgemein brauchbar.

Im folgenden sollen zunächst die Gleichungen für den zeitlichen Verlauf der Wirkleistung und der 50-Hz-seitigen Blindleistung in einer solchen Schaltung betrachtet werden.

Die 16%-Hz-seitigen Ströme ii; ii und Spannungen ui; U2 der Direktumrichter DURI und 2 seien rein sinusförmig und mögen folgenden zeitlichen Verlauf haben:

Ul = Ur COS ( Cöt+ Cpui). il = Ii COS ( (0t+ <pn) (1)

U2 = U2 COS ( <öt+ (PU2). 12 = I2 cos ( cot4- cpi2) (2)

Unter der Annahme, dass die Direktumrichter

- verlustfrei arbeiten

- und keine Speicher beinhalten,

ist der ein- und ausgangsseitige zeitliche Verlauf der Wirkleistung identisch. Sie berechnet sich nach den folgenden Gleichungen:

pi = Ul il = Ul Ii COS ( (öt+ cpui) cos ( Ü)t+ (pü)

= UiIi/2[cos(2ct>t+ «pui + (pu) + cos ( <pui~ <Pii)] (3)

P2 = U2 Ì2 = U212 cos ( (Dt+ (pU2) cos ( (0t+ <Pj2)

= U2I2/2 [cos (2 cot+ (pU2+ <pi2) + cos ( (pu2- Cpi2)] W

Die Wirkleistung besteht also aus einem konstanten und einem pulsierenden Anteil. Als Summenleistung p erhält man:

p = pi + p2 = UiIi/2 cos (2 cot+ <pui+ (pu)

+ U2I2/2 COS (2 Cöt+ <pu2+ <Pi2)+ UlIl/2 cos(<pul- <Pi,)

+U2I2/2 cos ( q>u2— <Pi2> (5)

Bei symmetrischen Drehstromsystemen ergibt sich bekanntlich ein kontinuierlicher Leistungsfluss. Bei einphasigen Wechselstromsystemen hingegen ist die Wirkleistung prinzipiell pulsierend.

Bei Direktumrichtern, die ein Drehstromsystem mit einem einphasigen Wechselstromsystem verbinden, kann man daher die Übertragung der pulsierenden Wirkleistung auf die Drehstromseite nur dann verhindern, wenn die Netzkupplüng noch zusätzliche, in geeigneter Weise angeordnete Speicher enthält.

Zu diesem Zweck werden die Ausgangsspannungen der bereits erwähnten 2 Direktumrichter (DUR 1 und DUR 2 in der Figur) über eine Induktivität (XL) bzw. über eine Kapazität und Induktivität (XLC) einem gemeinsamen, das Bahnnetz speisenden Transformator T zugeführt. Diese Induktivitäten und Kapazitäten übernehmen die Funktion des Speicherns.

Die Induktivitäten und Kapazitäten sind so bemessen, dass man zunächst einmal bei 100%iger Leistung die Umrichterausgangsspannungen ui und U2 in ihrer Amplitude gleich und in ihrer Phasenlage um 90° gegeneinander versetzt steuern kann. Dabei sind die Umrichterausgangsströme ii und Ì2 jeweils in

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10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

Phase mit ihren zugehörigen Spannungen ui und U2 und ebenfalls in ihren Amplituden gleich.

Auf diese Weise entsteht 16%-Hz-seitig ein Drehfeld mit kontinuierlichem Wirkleistungsfluss.

Wie oben schon bemerkt, funktioniert dieses Prinzip zunächst nur bei voller Leistung (100%) und ist daher nicht ohne weiteres allgemein verwertbar.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die aufgrund dieses allgemeinen Prinzips aufgebaute Schaltung so auszubilden und zu dimensionieren, dass eine Wirkleistungspulsation über den vollen Leistungsbereich 0-100% vermieden wird.

Die Erfindung wird in Verbindung mit den Merkmalen des Oberbegriffs gemäss dem kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 gelöst. Weiterbildungen der Erfindung sind in den abhängigen Patentansprüchen beschrieben.

Wie sich leicht zeigen lässt, entfällt unter diesen Bedingungen der pulsationsabhängige Anteil der Wirkleistung; setzt man noch (pui - <Pii = -( <Pu2~ <Pi2) = A<pui und substituiert die obigen Ausdrücke in der Gleichung (.5) für die Wirkleistung, so erhält man:

p = UI/2 [cos (2 cot- 7t/2) + cos (2 o)t+ 7t/2)]

+ UI/2 cos A(pui + Ul/2 cos (- Acpuu)

Der in der eckigen Klammer stehende erste Term verschwindet offenbar, so dass sich ergibt:

p = UI cos A<pui das heisst die Pulsationsabhängigkeit ist beseitigt.

Man kann es auch so ausdrücken, dass mit abnehmender Leistung - wobei wegen des geringen Spannungsabfalls an XL und XLC die beiden Umrichter-Ausgangsspannungsanzeiger Ui und U2 zunehmend in der Phasenlage aufeinander zurücken -eine Steuerung möglich ist, bei der die Umrichterausgangs-stromzeiger Ii und I2 in dem Masse in ihrer Phasenlage auseinanderrücken, wie die Spannungszeiger zusammenrücken, und dass dabei der Wirkleistungsfluss kontinuierlich bleibt.

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Ein besonders wichtiges Anwendungsgebiet der Erfindung sind die Bahnantriebe (vollstatische Bahnnetzkupplungsumfor-mer). Man kann ohne weitere Massnahmen nicht vermeiden, dass die 50-Hz-seitige Blindleistung zunächst einmal pulsierend s ist.

In dieser Beziehung ist ein Betrieb des Netzkupplungsumformers als Trapezumrichter günstig. Hierbei ergibt sich eine starke Reduktion der Blindleistung und Blindleistungspulsation (max. von 100 auf 20% im oberen Leistungsbereich). Ferner ist 10 dadurch auch eine bessere Ausnützung der installierten Stromrichterleistung (um bis max. 20% möglich. Als Nachteil tritt in Erscheinung, dass die Wirkleistungspulsationen nicht mehr voll unterdrückt werden können. Überdies ergeben sich auf der 16%-Hz-Seite mehr Stromoberschwingungen.

's Um im ganzen Leistungsbereich im Trapezbetrieb fahren zu können, muss entweder ein Stufentransformator (auf der 50-Hz- oder 16y3-Hz-Seite) vorgesehen werden, der entsprechend der verlangten Umrichterausgangsspannung verstellt werden kann (hinzu käme noch ein Verstellbereich, um die 20 Spannungsänderungen des 50-Hz-und 16y3-Hz-Netzes kompensieren zu können), - oder man lässt die Umrichterausgangs-spannungsamplitude unabhängig von der Leistung konstant (während die Phase geschwenkt wird).

Statt der Speicherserienschaltung XLC wäre theoretisch nur 25 eine Kapazität notwendig. Sie hätte allerdings zur Folge, dass der Oberschwingungsstrom des betreffenden Direktumrichters auf der 16%-Hz-Seite stark ansteigen würde. Deswegen ist es aus praktischen Gründen notwendig, der Kapazität noch eine Induktivität in Reihe zu schalten. Dabei muss die Kapazität 30 allerdings entsprechend vergrössert werden.

Schliesslich sei noch bemerkt, dass die gleiche Methode, wie sie hier für die Unterdrückung der Wirkleistungspulsation für den vollstatischen Netzkupplungsumformer beschrieben wurde, auch für die Beseitigung der Zwischenkreis-Leistungs-35 pulsationen bei Lokomotiven mit netzseitigem zwangskommu-tiertem Wechselrichter mit Gleichspannungszwischenkreis angewendet werden kann. Für diesen Fall ist die bisher übliche Lösung ein Filter im Gleichspannungszwischenkreis.

G

1 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

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1. Statischer Umrichter zur Kopplung eines mehrphasigen Primärnetzes mit einem einphasigen Sekundärnetz, insbesondere zur Kopplung eines dreiphasigen 50-Hz-Netzes mit einem einphasigen 16%-Hz-Netz, wobei der statische Umrichter aus zwei Direktumrichtern besteht, die drehstromseitig parallelgeschaltet sind, wobei der eine Direktumrichter (DURi) am einphasigen Ausgang über eine Induktivität und der andere Direktumrichter (DUR2) am einphasigen Ausgang über eine Reihenschaltung einer Kapazität und einer Induktivität einem gemeinsamen Transformator (T) zugeführt sind, der in das einphasige Sekundärnetz einspeist, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Impedanzen XL, XLc der Netzkupplung dem Betrage nach gleich gross gewählt sind:

XL = XLC = X ,

dass die Amplituden Ui, U2 der beiden Direktumrichter-Ausgangsspannungen gleich und ihre Phasenlagen <pui, <Pu2 gegenüber dem Sekundärnetz-Spannungszeiger entgegengesetzt gleich gewählt sind:

Ui = U2 = U ; «pui = — <Pu2 .

worin U die Ausgangsspannung des aus den beiden parallelgeschalteten Direktumrichtern bestehenden statischen Umrichters bedeutet, womit auch die entsprechenden Ströme ii, Ì2 einander gleich werden:

ii = Ì2 = i ,

worin i den Ausgangsstrom des aus den beiden parallelgeschalteten Direktumrichtern bestehenden statischen Umrichters bedeutet, und der Phasenlagen in der Beziehung

<Pil = - <Pi2

zueinander stehen.

2. Umrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die einander gleichen Impedanzen XL = Xlc = X so gewählt sind, dass ihr Spannungsabfall ii • X dem Betrag nach gleich der Umrichterausgangsspannung U ist:

U = ii • X

und dass die Phasenwinkel der Ströme und Spannungen so gewählt sind, dass die Beziehungen

<Pui + <Pn = ~ n/2 , <Pu2 + <Pi2 = n/2 erfüllt sind.

2

PATENTANSPRÜCHE

3. Umrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die einander gleichen Impedanzen Xl = XLc = X so gewählt sind, dass die Amplitude der Umrichterausgangsspannung unabhängig von der Leistung konstant gehalten wird, während ihre Phase geschwenkt wird.

4. Umrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass er ein Trapezumrichter ist.

5. Umrichter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass auf der Primär- oder Sekundärseite ein Stufentransformator vorgesehen ist.

6. Verwendung des Umrichters nach einem der Ansprüche 1 bis 5 als Bahnnetzkupplungsumformer.