Die Erfindung bezieht sich auf eine Verstärkerschaltung gemäss dem Oberbegriff des Patentanspruches.
Auf dem Gebiet der Eisenbahnsicherungstechnik werden in zunehmenden Masse Schaltwerke eingesetzt mit logischen Schaltungen, die aufgebaut sind aus passiven und aktiven Bauteilen, von deren ordnungsgerechten Arbeiten die Sicherheit des Zugverkehrs abhängt. Da mit irgendwelchen Defekten an den Bauteilen gerechnet werden muss, werden die Schaltungen im allgemeinen so aufgebaut, dass sich Bauteilfehler im Sinne der Eisenbahnsicherungstechnik höchstens betriebshemmend und nicht betriebsgefährdend auswirken.
Für die sogenannte sicherungstechnische Ausgabe von Informationen aus einem elektronischen Schaltwerk werden im allgemeinen Wechselspannungsverstärker verwendet, die ihre Energie zum Steuern von beliebigen Verbrauchern, z. B. Relais, über einen Transformator und einen nachgeschalteten Gleichrichter ausgeben. Derartige Schaltungen haben den Vorteil, dass beliebige Defekte, insbesondere ein Kurzschluss in der Schaltstrecke von Verstärkertransistoren, stets zu einer Herabsetzung der Ausgangsspannung, nie aber zu einer hohen Ausgangsspannung führen, die das nachgeschaltete Relais zur Unzeit anschalten und damit ein falsches Signal oder eine nichtgewollte Weichenverstellung herbeiführen würde.
Die beschriebenen Ausgabeschaltungen werden also dahingehend eingesetzt, dass deren Ausgangsspannung mit dem Wert 0 der sicheren und betriebshemmenden Aussage zugeordnet werden, so dass hierdurch eine Sicherheit im Sinne der Eisenbahnsignaltechnik vorausgesetzt werden kann.
Die deutsche Offenlegungsschrift Nr. 2 113 546 beschreibt eine Ausgabe-Einheit für ein logisches System, bei dem elektrische Verbraucher in einer Aussenanlage über verschiedene Nahtstellen zwischen der Aussenanlage und dem Schaltwerk durch Schütze gesteuert werden. Da hierzu die von den Schaltgliedern des logischen Systems abgegebene Ausgangsleistung nicht ausreicht, werden zur sicheren Steuerung der Schütze Verstärker vorgesehen mit einer gleichstrommässigen Entkopp lung durch Übertrager.
In der genannten Veröffentlichung wird darauf hingewiesen, dass die Verwendung von herkömmlichen Verstärkern ohne die galvanische Trennung mit Hilfe von Transformatoren die für den Fehlerfall zu erfüllenden Bedingungen nicht gewährleisten, da diese Schaltverstärker bei einem Defekt des verstärkenden
Bauelementes ein nicht erwünschtes Ausgangssignal unabhän gig vom Eingangssignal abgeben können.
Die og. Schaltungen unter Verwendung von Wechselspan nungsverstärkern haben jedoch den Nachteil, dass Unter brechungen in den Ausgabestromkreisen erst dann entdeckt werden können, wenn derartige Defekte zu einer Betriebs störung führen. Ferner ist nachteilig, dass derartige Ausgabe schaltungen mit traasformatorischer Entkopplung sehr aufwendig sind und viel Platz benötigen, insbesondere dann, wenn viele Informationen auf verschiedenen Leitungen aus gegeben werden sollen zum Ansteuern von Relais oder
Schützen und ähnlichem.
Zur Erhöhung der Sicherheit von Schaltkreissvstemen ist es bekannt (DAS 1 537 379), wesentliche Anlagenteile zweikana-l lig auszuführen. Das bekannte Schaltkreissystem löst die Aufgabe, logische Verknüpfungen mit hoher Fehlersicherheit durchzuführen, ohne dass eine sogenannte Fail-Safe-Technik angewandt werden muss. Bei dem genannten Schaltkreissystem werden die Verknüpfungsglieder nicht fehlersicher gestaltet.
Um jedoch die beispielsweise auf dem Gebiet derEisenbahnsicherungstechnik und der Reaktorsteuerung in hohem Masse geltenden Sicherheitsanforderungen ausreichend zu gewährleisten, müssen die Ausgangssignale der einzelnen Verknüpfungsglieder ständig auf Fehlerfreiheit überwacht werden.
Dieses erfolgt mit Hilfe eines jedem zweikanaligen Verknüpfungsglied zugeordneten Überwachungsgliedes, das nur bei bestehender Antivalenz der anstehenden Ausgangssignale der beiden Verknüpfungsglieder einen dem Überwachungsglied zugeführten Testpuls weiterleitet.
Jedes Überwachungsglied enthält einen Schaltverstärker dessen Stromversorgung über eine Brückengleichrichterschaltung, aus bei bestehender Antivalenz der dann gegebenen Signalpegeldifferenz erfolgt.
Die einzelnen Überwachungsglieder sind in Reihe geschaltet, so dass bei ordnungsgerechtem Arbeiten, also bei bestehender Antivalenz der Ausgangssignale an jedem zweikanaligen Glied des Schaltwerkes, der Testpuls alle Überwachungsglieder durchläuft und schliesslich beispielsweise eine Meldeeinrichtung steuert.
Aus dem DBP Nr. 2 135 683 ist eine Taktstromversorgung für ein zweikanaliges Schaltkreissystem bekannt, bei dem der og. Testpuls, der alle in Reihe geschalteten Überwachungsglieder durchlaufen hat, so mit in die Taktversorgung des gesamten Schaltkreissystems eingezogen ist, dass bei einem Defekt die gesamte Taktstromversorgung abgeschaltet wird.
Das Problem der gesicherten Ausgabe von Informationen mit einem ausreichenden Leistungspegel zum Steuern von Verbrauchern, insbesondere von Relais und Schützen, ist durch keine der beiden letztgenannten vorbekannten Einrichtungen gelöst.
Dies trifft auch für andere bekannte Einrichtungen zu. Bei diesen besteht jede kontrollierte Einheit aus zwei Kanälen, von denen die Signale im einen Kanal gegenüber denjenigen des anderen Kanals invertiert werden und zusammen mit den letztgenannten Signalen eine die Antivalenz überwachende Schaltung speisen. Diese Schaltung enthält einen Verstärker, der nur bei bestehender Antivalenz unabhängig davon zugeführte Testimpulse durchschaltet.
Die Kontrollschaltungen einer Vielzahl derartiger Baugruppen werden in Reihe geschaltet, die bei ordnungsgerechtem Arbeiten aller Bausteine, also bei bestehender Antivalenz, vom Testpuls durchlaufen wird. Dieser steuert einen Abschaltteil für die Versorgungsspannung. Bei einem Defekt wird die Versorgungsspannung für alle kontrollierten Einheiten abgeschaltet.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, Schaltungen zur Ausgabe sicherungstechnischer Informationen mit einem ausreichenden Leistungspegel zum Steuern von Verbrauchern, wie Relais und Schütze, zu erstellen unter Verzicht auf die Anwendung von Transformatoren zur galvanischen Ent kopplung. Ferner soll die Schaltung so aufgebaut sein, dass ein Defekt eines erforderlichen Verstärkerelements nicht zur Ausgabe einer gefährlichen Information führt. Ausserdem soll ohne zusätzlichen Aufwand eine betriebsmässige Überwachung auf Unterbrechung der Verbindung zwischen der Verstärker schaltung und dem nachgeschalteten Verbraucher gegeben sein.
Erfindungsgemäss wird die Aufgabe durch die im Patentan spruch angegebenen Merkmale gelöst.
Die erfindungsgemässe Verstärkerschaltung für Binär
Signale erfordert in vorteilhafter Weise nur einen geringen
Aufwand, wenn man berücksichtigt, dass die Leistungstransi storen im Hinblick auf einen Defekt überwachbar sind, so dass bei einem Kurzschluss in der Schaltstrecke oder auch bei einer Unterbrechung kein gefährlicher Zustand erzeugt werden kann. Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Verstärkerschaltung ist darin zu sehen, dass die zwischen jeweils einem Leistungstransistor und einem diesem nachgeschalteten Verbraucher, z. B. ein Relais, vorgesehene Leitung bei nicht durckgesteuer- tem Leistungstransistor auf Bruch überwacht wird. Ein eventueller Leitungsbruch macht sich also nicht erst bei einem betriebsmässigen Anschalten des Verbrauchers bemerkbar, sondern bereits vorher.
Auch bei diesem Defekt wird der Spannungswandler abgeschaltet.
Wie bereits in der Beschreibungseinleitung ausführlich erläutert wurde, werden zur Erhöhung der Sicherheit von Schaltwerken diese oft zweikanalig ausgeführt. Dabei muss nicht unbedingt eine antivalente Signalverarbeitung vorgenommen werden, sondern es ist auch möglich, ein zweikanaliges Schaltwerk zu erstellen, bei dem jeweils Paare von Leitungen gleichartige Binär-Signale entsprechend derselben Information führen.
Besonders vorteilhaft ist die Anwendung der erfindungsge mässen Verstärkerschaltung bei den letztgenannten Schaltwerken mit Kanalverdopplung.
Wenn zweikanalige Schaltwerke mit antivalenten Signalen auf den Parallelkanälen vorhanden sind, kann in der einen Leitung jedes Leitungspaares eine zusätzliche Invertierung vorgesehen werden. Dann ist die Erfindung auch bei diesen Schaltwerktypen anwendbar.
Die Anwendung des Erfindungsgedankens ist bei zweikanaligen Schaltwerkausgängen grundsätzlich besonders vorteilhaft, weil über die bereits genannten Vorteile hinaus bei jedem Leitungspaar mit im Normalfall übereinstimmenden Binär Signal-Werten eine Prüfung auf Übereinstimmung erfolgt, ohne dass hierfür ein zusätzlicher Aufwand erforderlich ist.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird nachstehend näher erläutert.
Es zeigen:
Fig. 1 mehrere Ausgangskanäle eines Schaltwerkes mit je einem überwachten Verstärker zum Steuern eines zugeordneten Verbrauchers und
Fig. 2 die Schaltung eines Vergleichers zum Einsatz in die Schaltungsanordnung nach Fig. 1.
Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 ist angenommen worden, dass ein Schaltwerk (nicht dargestellt) mit einer Anzahl von DatenausgabeKanälen, DL1, DL2 bis DLn ausgestattet ist.
Die auf den einzelnen Datenausgabekanälen durch Binär Signale dargestellten Informationen sollen im Endeffekt einen dem jeweiligen Datenkanal DL1 bzw. DL2 oder DLn zugeord neten Verbraucher VB1, VB2 bzw. VBn steuern. Als Verbraucher können beispielsweise Relais, Schütze, Meldelampen oder andere Einrichtungen angeschaltet werden. Jedem Datenausgabekanal ist als Verstärkerelement ein Leistungstransistor LR1, LR2 bzw. LRn zugeordnet.
Weiterhin ist jeweils ein Vergleicher VR1 bzw. VR2 und schliesslich VRn vorgesehen. Diese Vergleicher enthalten unter anderem einen Schaltverstärker, dessen Stromversorgung über die Speiseeingänge VR11 und VR12 beim Vergleicher VR1, VR21 und VR22 beim Vergleicher VR2 und VRn 1 und VRn 2 beim Vergleicher VRn dann erfolgt, wenn an den genannten Speiseeingängen des betreffenden Vergleichers aufgrund vorhandener unterschiedlicher Binär-Signalwerte eine Potentialdifferenz vorliegt.
Im Anschluss an die Beschreibung zu Fig. 1 wird ein bekanntes Ausführungsbeispiel eines Vergleichers anhand von Fig. 2 noch näher erläutert.
An den Vergleicher VR1 ist ein Testimpulsgenerator TR angeschlossen, dessen fortlaufend abgegebene Testimpulse vom Schaltverstärker des Vergleichers VR1 solange über den Ausgang VR13 abgegeben werden, wie an den Speiseeingängen VR11 und VR12 aufgrund einer bestehenden Signalpegeldifferenz bei antivalenten Eingangssignalen der Schaltverstärker des Vergleichers VR1 mit Strom versorgt wird. Die Vergleicher VR1, VR2 usw. bis VRn bilden über ihre Ein- und Ausgänge für die Testimpulse eine Reihenschaltung, die im Endeffekt über den Ausgang VRn 3 die eingangs zugeführten Testimpulse wieder ausgibt, die einen fremdgesteuerten Spannungswandler SR steuern.
Dieser fremdgesteuerte Spannungswandler ist so aufgebaut, dass dessen Ausgangsspannung AS nur solange erhalten bleibt, wie auf dessen Steuereingang SR1 Testimpulse vom in der Reihenschaltung letzten Vergleicher VRn zugeführt werden. Die Ausgangs spannung AS des fremdgesteuerten Spannungswandlers SR dient zur Stromversorgung der Leistungstransistoren LR1, LR2 usw. bis LRn und damit auch der Verbraucher VB 1, VB2 usw.
bis VBn.
Für die Datenausgabekanäle DL1 und DLn ist angenommen worden, dass die über diese Kanäle auszugebenden Informationen einkanalig durch entsprechende Binär-Signale von dem nicht dargestellten Schaltwerk über Klemmen K1 bzw.
Kn zugeführt werden. Dagegen ist für den Datenausgabekanal DL2 angenommen worden, dass die auszugebenden Informationen vom Schaltwerk (nicht dargestellt) zweikanalig ermittelt und über die Klemmen K20 bzw. K21 des Datenausgabekanals DL2 zugeführt werden.
Die vom Schaltwerk (nicht dargestellt) auf den jeweiligen Datenausgabekanal DL1 bzw. DLn führende Leitung bzw. die eine Leitung für den Datenausgabekanal DL2, in den einzelnen Fällen repräsentiert durch die Klemme K1 bzw. Kn oder K20 ist einerseits über einen Widerstand R1 bzw. Rn oder R2 mit der Steuerelektrode des Leistungstransistors LR1 bzw. LRn oder LR2 des betreffenden Datenkanales DLl, DLn bzw. DL2 verbunden. Andererseits ist die Klemme K1 bzw. Kn mit dem Speiseeingang VRl 1 bzw. VRn 1 des Vergleichers VR1 bzw.
VRn verbunden. Die entsprechende Verbindung mit dem Speiseeingang VR21 des Vergleichers VR2 im mittleren Datenausgabekanal DL2 führt zur Klemme K21. Die eine Elektrode der Schaltstrecke der Leistungstransistoren LRl, LR2 und LR3 liegt gegenüber Masse, mit der die Verbraucher VB1, VB2 und VBn sowie die nicht dargestellte Datenverarbeitungsanlage verbunden sind, auf positivem Potential des fremdgesteuerten Spannungswandlers SR. Ausgangsseitig sind die Leistungstransistoren LR1, LR2 bzw. LRn mit dem zweiten Speiseeingang Voll, bzw. VR22 oder VRn 2 des jeweils zugeordneten Vergleichers VR1, bzw. VR2 bzw. VRn 3 sowie mit dem dem jeweiligen Datenausgabekanal DL1, DL2 bzw.
DLn zugeordneten Verbraucher VB 1, VB2 bzw. VBn verbunden.
Für die Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 sei zunächst angenommen, dass an den den einzelnen Datenausgabekanälen DL1, DL2 und DLn zugeordneten Klemmen solche Informationen anstehen, die den jeweiligen Verbraucher VB 1 bzw. VB2 oder VBn im abgeschalteten Zustand belassen. Hierzu liegt an den Klemmen K1 bzw. K20, K21 und an der Klemme Kn positives Signalpotential, das den im jeweiligen Datenausgabekanal DL1, DL2 bzw.
DLn als Verstärker vorgesehenen Leistungstransistor LR 1, LR2 bzw. LRn sperrt.
Damit liegt am Speiseeingang Val 1 des Vergleichers VR1 hohes positives Potential und am anderen Speiseeingang VR12 über den Verbraucher VB 1 Null-Potential.
Aufgrund der bestehenden Signalpegeldifferenz an den Speiseeingängen des Vergleichers VR1 werden die diesem zugeführten Testimpulse vom Testimpulsgenerator TR durchgeschaltet und auf den in der Reihenschaltung folgenden Vergleicher VR2 gegeben. Wäre der Anschluss des Verbrauchers VB 1 zu diesem Zeitpunkt unterbrochen gewesen, würde an dem Speiseeingang VR12 das für die Signalpegeldifferenz erforderliche Null-Potential fehlen, so dass derVergleicherVR1 die ihm zugeführten Testimpulse nicht durchgeschaltet hätte.
Dies hätte zur Folge, dass der Spannungswandler SR die zur Erzeugung der Ausgangsspannung AS erforderlichen Impulse zur Fremdsteuerung nicht erhalten würde, so dass die Ausgangsspannung AS in dem Fall zu Null wird. Dieser Spannungszusammenbruch könnte beispielsweise durch ein Signalgerät SG gemeldet werden.
Da im Datenausgabekanal DL2 die Steuerelektrode des Leistungstransistors LR2 und der Speiseeingang VR21 des Vergleichers VR2 nicht mit derselben Klemme, sondern mit verschiedenen Klemmen K20, K21 verbunden sind, die bei ordnungsgerecht arbeitendem Schaltwerk voraussetzungs gemäss übereinstimmende Signale führen müssen, also beim angenommenden Beispiel jeweils positives Potential führen, kann diese Gleichartigkeit der Signale ohne zusätzlichen Aufwand mit überwacht werden. Wenn nämlich aufgrund eines Defektes beispielsweise das der Klemme K21 zugeführte Signal zu Null würde, würden die den Vergleicher VR2 steuernden Testimpulse von diesem nicht weitergeleitet, was ebenfalls zu einer Abschaltung des Spannungswandlers SR führen würde.
Macht sich dagegen die angenommene Störung so bemerkbar, dass die Klemme K20 Null-Potential und die Klemme K21 positives Potential führt, würde der Leistungstransistor LR2 durchschalten. Dies hätte zur Folge, dass beide Speiseeingänge VR21 und VR22 des Vergleichers VR2 auf demselben hohen Potential liegen würden, so dass die für die Testimpulsweiterleitung erforderliche Signalpegeldifferenz ebenfalls nicht vorhanden wäre.
Zum Anschalten eines Verbrauchers in den Datenausgabekanälen, z.B. des Verbrauchers VB1 im Datenausgabekanal DL1, gelangt auf die Klemme K1 vom Schaltwerk her eine Information, derart, dass die Klemme K1 und damit auch der Speiseeingang VR11 Null-Potential führt,
Durch dieses Potential wird der Leistungstransistor LR1 durchgeschaltet. Hierdurch liegt am Speiseeingang VR12 und auch am Verbraucher VB 1 die Ausgangsspannung AS (positives Potential) des fremdgesteuerten Spannungswandlers SR.
Damit liegt an den Speiseeingängen des Vergleichers VR1 die für das Durchschalten der Testimpulse erforderliche Signalpegeldifferenz und am Verbraucher VB1 die zu dessen Anschalten erforderliche Spannung.
Hätte sich beim letztgenannten Arbeitsbeispiel der Leistungstransistor LR1 nicht durchschalten lassen, so würden in dem Fall beide Speiseeingänge VR11 und VR12 auf Null Potential liegen. Dies hätte zur Folge, dass die dem Vergleicher VR1 zugeführten Testimpulse nicht durchgeschaltet worden wären, was im Endeffekt zur Spannungsabschaltung durch den Spannungswandler SR geführt hätte.
Bei einem Transistordurchschlag, bei dem also beispielsweise der Leistungstransistor LR1 auch bei einem an der Klemme K1 befindlichen positiven Potential durchgeschaltet bliebe, würden die beiden Speiseeingänge VR11 und VR12 des Vergleichers VR1 auf hohem positiven Potential liegen, so dass ebenfalls die zum Durchschalten der zugeführten Testimpulse erforderliche Signalpegeldifferenz fehlen würde.
Die Schaltungsanordnung nach Fig. 2 zeigt eine Schaltungsanordnung eines Vergleichers VRO, der in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 Anwendung finden kann. Dieser Vergleicher besteht im wesentlichen aus einem Schaltverstärker T1, dessen Stromversorgung über eine aus vier Dioden D1 bis D4 gebildete Brückengleichrichterschaltung erfolgt. Die Speiseeingänge der Brückengleichrichterschaltung sind mit VRO1 und VRO2 bezeichnet. Über den Eingang VRT werden die vom Testimpulsgenerator TR in Fig. 1 abgegebenen Testimpulse zugeführt.
Aufgrund der Brückengleichrichterschaltung D 1/D4 ist es gleichgültig, ob am Speiseeingang VRO1 oder am anderen Speiseeingang VRO2 gegenüber dem jeweils anderen Speiseeingang höheres Potential liegt.
Auf jeden Fall wird der Schaltverstärker T1 bei einer an den Speiseeingängen VRO1 und VRO2 bestehenden Signalpegeldifferenz mit Strom versorgt, so dass die über den Eingang VRT zugeführten Testimpulse durchgeschaltet werden und am Ausgang VRO3 des Vergleichers VRO zur Verfügung stehen.
The invention relates to an amplifier circuit according to the preamble of the patent claim.
In the field of railway safety technology, switching mechanisms with logic circuits that are built up from passive and active components, on whose proper work the safety of train traffic depends, are being used to an increasing extent. Since any defects in the components must be expected, the circuits are generally set up in such a way that component faults in the sense of railway safety technology have at most an operational inhibition and not endanger the operation.
For the so-called safety-related output of information from an electronic switchgear, AC voltage amplifiers are generally used, which use their energy to control any loads, eg. B. Relay, output via a transformer and a downstream rectifier. Such circuits have the advantage that any defects, in particular a short circuit in the switching path of amplifier transistors, always lead to a reduction in the output voltage, but never to a high output voltage, which switches on the downstream relay at an inopportune time and thus an incorrect signal or an undesired switch adjustment would bring about.
The output circuits described are used in such a way that their output voltage is assigned the value 0 to the safe and operationally inhibiting statement, so that safety in the sense of railway signaling technology can be assumed.
The German Offenlegungsschrift No. 2 113 546 describes an output unit for a logical system in which electrical consumers in an outdoor system are controlled by contactors via various interfaces between the outdoor system and the switchgear. Since the output power emitted by the switching elements of the logic system is not sufficient for this purpose, amplifiers are provided with direct current decoupling through transformers for safe control of the contactors.
In the cited publication it is pointed out that the use of conventional amplifiers without galvanic isolation with the aid of transformers does not guarantee the conditions to be met in the event of a fault, since these switching amplifiers in the event of a defect in the amplifying
Component can emit an undesired output signal regardless of the input signal.
The above Circuits using AC voltage amplifiers, however, have the disadvantage that interruptions in the output circuits can only be discovered when such defects lead to an operating fault. Another disadvantage is that output circuits of this type with traasformatory decoupling are very complex and require a lot of space, especially when a lot of information is to be given out on different lines to control relays or
Protect and the like.
In order to increase the security of circuit systems, it is known (DAS 1 537 379) to design essential system parts with two channels. The well-known circuit system solves the task of performing logical links with a high level of fail-safety, without the need to use so-called fail-safe technology. In the circuit system mentioned, the logic elements are not designed to be fail-safe.
However, in order to adequately guarantee the safety requirements that apply to a high degree, for example in the field of railway safety technology and reactor control, the output signals of the individual logic elements must be constantly monitored for faultlessness.
This is done with the aid of a monitoring element assigned to each two-channel logic element, which only forwards a test pulse fed to the monitoring element when the pending output signals of the two logic elements are present.
Each monitoring element contains a switching amplifier whose power is supplied via a bridge rectifier circuit, from which the signal level difference then given is provided if there is no equivalence.
The individual monitoring elements are connected in series so that if the work is done properly, i.e. if the output signals at each two-channel element of the switching mechanism are non-equivocal, the test pulse passes through all monitoring elements and finally controls a signaling device, for example.
From DBP no. 2 135 683 a clock power supply for a two-channel circuit system is known in which the above. Test pulse, which has passed through all monitoring elements connected in series, is drawn into the clock supply of the entire circuit system in such a way that the entire clock power supply is switched off in the event of a defect.
The problem of the secure output of information with a sufficient power level for controlling loads, in particular relays and contactors, is not solved by any of the two last-mentioned previously known devices.
This also applies to other known facilities. In these, each controlled unit consists of two channels, of which the signals in one channel are inverted compared to those in the other channel and, together with the last-mentioned signals, feed a circuit that monitors the non-equivalence. This circuit contains an amplifier that only switches through test pulses that are supplied regardless of the non-equivalence.
The control circuits of a large number of such assemblies are connected in series, through which the test pulse traverses when all components are working properly, i.e. when there is no equivalence. This controls a switch-off part for the supply voltage. In the event of a defect, the supply voltage for all controlled units is switched off.
The invention is based on the object of creating circuits for outputting safety information with a sufficient power level for controlling loads such as relays and contactors, dispensing with the use of transformers for galvanic decoupling. Furthermore, the circuit should be constructed in such a way that a defect in a required amplifier element does not lead to dangerous information being output. In addition, an operational monitoring for interruption of the connection between the amplifier circuit and the downstream consumer should be given without additional effort.
According to the invention the object is achieved by the features specified in the patent claim.
The inventive amplifier circuit for binary
Signals advantageously requires only a small one
Effort, if one takes into account that the power transistors can be monitored with regard to a defect, so that no dangerous state can be generated in the event of a short circuit in the switching path or an interruption. Another advantage of the present amplifier circuit can be seen in the fact that between each power transistor and a downstream consumer, e.g. B. a relay, the line provided is monitored for breakage if the power transistor is not controlled. A possible line break is not only noticeable when the consumer is switched on for normal operation, but rather beforehand.
The voltage converter is also switched off if this defect occurs.
As already explained in detail in the introduction to the description, switching mechanisms are often designed with two channels to increase the safety. Complementary signal processing does not necessarily have to be carried out, but it is also possible to create a two-channel switching mechanism in which pairs of lines carry similar binary signals corresponding to the same information.
The use of the amplifier circuit according to the invention is particularly advantageous in the case of the latter switching mechanisms with channel doubling.
If there are two-channel switchgear with complementary signals on the parallel channels, an additional inversion can be provided in one line of each line pair. Then the invention can also be used with these types of switchgear.
The application of the inventive concept is particularly advantageous in the case of two-channel switchgear outputs, because, in addition to the advantages already mentioned, each line pair with normally matching binary signal values is checked for correspondence without additional effort being required.
An embodiment of the invention is shown in the drawing and is explained in more detail below.
Show it:
Fig. 1 several output channels of a switching mechanism, each with a monitored amplifier for controlling an associated consumer and
FIG. 2 shows the circuit of a comparator for use in the circuit arrangement according to FIG. 1.
In the circuit arrangement according to FIG. 1, it has been assumed that a switching mechanism (not shown) is equipped with a number of data output channels, DL1, DL2 to DLn.
The information represented by binary signals on the individual data output channels should ultimately control a consumer VB1, VB2 or VBn assigned to the respective data channel DL1 or DL2 or DLn. For example, relays, contactors, signal lamps or other devices can be switched on as consumers. A power transistor LR1, LR2 or LRn is assigned to each data output channel as an amplifier element.
A comparator VR1 or VR2 and finally VRn are also provided. These comparators contain, among other things, a switching amplifier whose power supply is provided via the feed inputs VR11 and VR12 in the comparators VR1, VR21 and VR22 in the comparators VR2 and VRn 1 and VRn 2 in the comparator VRn when the mentioned feed inputs of the comparator in question are due to different binary Signal values there is a potential difference.
Following the description of FIG. 1, a known exemplary embodiment of a comparator is explained in more detail with reference to FIG. 2.
A test pulse generator TR is connected to the comparator VR1, the continuously emitted test pulses of which are emitted by the switching amplifier of the comparator VR1 via the output VR13 as long as the switching amplifier of the comparator VR1 is supplied with power at the feed inputs VR11 and VR12 due to an existing signal level difference with complementary input signals . The comparators VR1, VR2, etc. to VRn form a series circuit via their inputs and outputs for the test pulses, which in the end outputs the test pulses fed in again via the output VRn 3, which control an externally controlled voltage converter SR.
This externally controlled voltage converter is constructed in such a way that its output voltage AS is only maintained as long as test pulses from the last comparator VRn in the series connection are fed to its control input SR1. The output voltage AS of the externally controlled voltage converter SR is used to supply power to the power transistors LR1, LR2, etc. to LRn and thus also the loads VB 1, VB2, etc.
to VBn.
For the data output channels DL1 and DLn it has been assumed that the information to be output via these channels is single-channel through corresponding binary signals from the switching mechanism (not shown) via terminals K1 or
Kn are supplied. In contrast, it has been assumed for the data output channel DL2 that the information to be output is determined by the switching mechanism (not shown) in two channels and fed via the terminals K20 and K21 of the data output channel DL2.
The line leading from the switching mechanism (not shown) to the respective data output channel DL1 or DLn or the one line for the data output channel DL2, represented in the individual cases by terminal K1 or Kn or K20, is on the one hand via a resistor R1 or Rn or R2 is connected to the control electrode of the power transistor LR1 or LRn or LR2 of the relevant data channel DL1, DLn or DL2. On the other hand, the terminal K1 or Kn is connected to the supply input VRl 1 or VRn 1 of the comparator VR1 or
VRn connected. The corresponding connection to the feed input VR21 of the comparator VR2 in the middle data output channel DL2 leads to terminal K21. One electrode of the switching path of the power transistors LR1, LR2 and LR3 is opposite to ground, to which the loads VB1, VB2 and VBn and the data processing system (not shown) are connected, at the positive potential of the externally controlled voltage converter SR. On the output side, the power transistors LR1, LR2 or LRn are connected to the second feed input Voll, or VR22 or VRn 2 of the respectively assigned comparator VR1, or VR2 or VRn 3 and to the respective data output channel DL1, DL2 or
DLn associated consumer VB 1, VB2 or VBn connected.
To explain the mode of operation of the circuit arrangement according to FIG. 1, it is initially assumed that the terminals assigned to the individual data output channels DL1, DL2 and DLn contain such information that leaves the respective consumer VB 1 or VB2 or VBn in the switched-off state. For this purpose, there is a positive signal potential at terminals K1 or K20, K21 and at terminal Kn, which corresponds to the data output channel DL1, DL2 or
DLn as an amplifier blocks power transistor LR 1, LR2 or LRn.
This means that there is a high positive potential at the feed input Val 1 of the comparator VR1 and zero potential at the other feed input VR12 via the consumer VB 1.
Due to the existing signal level difference at the feed inputs of the comparator VR1, the test pulses supplied to it are switched through by the test pulse generator TR and sent to the comparator VR2 following in the series connection. If the connection of the consumer VB 1 had been interrupted at this point in time, the zero potential required for the signal level difference would be missing at the supply input VR12, so that the comparator VR1 would not have switched through the test pulses supplied to it.
The consequence of this would be that the voltage converter SR would not receive the pulses for external control required to generate the output voltage AS, so that the output voltage AS would then be zero. This voltage breakdown could for example be reported by a signal device SG.
Since in the data output channel DL2 the control electrode of the power transistor LR2 and the feed input VR21 of the comparator VR2 are not connected to the same terminal, but to different terminals K20, K21 which, if the switchgear is working properly, must carry corresponding signals, i.e. positive potential in the example given lead, this similarity of the signals can be monitored without additional effort. If, for example, the signal fed to terminal K21 would become zero due to a defect, the test pulses controlling comparator VR2 would not be forwarded by it, which would also lead to voltage converter SR being switched off.
If, on the other hand, the assumed disturbance becomes so noticeable that terminal K20 has zero potential and terminal K21 has positive potential, power transistor LR2 would switch through. This would have the consequence that both feed inputs VR21 and VR22 of the comparator VR2 would be at the same high potential, so that the signal level difference required for the test pulse forwarding would also not be present.
To switch on a consumer in the data output channels, e.g. of the consumer VB1 in the data output channel DL1, information arrives at terminal K1 from the switching mechanism in such a way that terminal K1 and thus also the supply input VR11 have zero potential,
The power transistor LR1 is switched through by this potential. As a result, the output voltage AS (positive potential) of the externally controlled voltage converter SR is present at the feed input VR12 and also at the consumer VB 1.
The signal level difference required for switching through the test pulses is thus applied to the feed inputs of the comparator VR1 and the voltage required to switch it on is applied to the consumer VB1.
If the power transistor LR1 could not have been switched through in the last-mentioned working example, then both supply inputs VR11 and VR12 would be at zero potential. This would have the consequence that the test pulses fed to the comparator VR1 would not have been switched through, which would ultimately have led to the voltage being switched off by the voltage converter SR.
In the event of a transistor breakdown, in which, for example, the power transistor LR1 would remain switched through even with a positive potential at the terminal K1, the two feed inputs VR11 and VR12 of the comparator VR1 would be at a high positive potential, so that the test pulses required to switch through the supplied test pulses would also be Signal level difference would be missing.
The circuit arrangement according to FIG. 2 shows a circuit arrangement of a comparator VRO which can be used in the circuit arrangement according to FIG. This comparator consists essentially of a switching amplifier T1, the power supply of which is provided via a bridge rectifier circuit formed from four diodes D1 to D4. The feed inputs of the bridge rectifier circuit are labeled VRO1 and VRO2. The test pulses emitted by the test pulse generator TR in FIG. 1 are supplied via the input VRT.
Because of the bridge rectifier circuit D 1 / D4, it does not matter whether there is a higher potential at the feed input VRO1 or at the other feed input VRO2 compared to the respective other feed input.
In any case, the switching amplifier T1 is supplied with current when there is a signal level difference at the supply inputs VRO1 and VRO2, so that the test pulses supplied via the input VRT are switched through and are available at the output VRO3 of the comparator VRO.