Schaltgleichrichteranordnung mit zwei für gleiche Belastung ausgelegten Gleichrichtersystemen Die von Schaltgleichrichtern abgegebene Gleich spannung kann, wie es an sich bekannt ist, durch eine Steuerung der Einschaltzeitpunkte der einzelnen Pha senkontakte beeinflusst werden. Bei vorgegebener Wechselspannung wird die höchstmögliche Gleich spannung erreicht, wenn bei der Kommutierung die Folgephase in dem Augenblick eingeschaltet wird, in dem die vorhergehende Phase und die Folgephase gleiche Augenblicksspannung aufweisen (sog. volle Aussteuerung).
Wird der Einschaltvorgang dagegen auf einen späteren Zeitpunkt verlegt, so wird jeweils nur ein kleiner Teil jeder Spannungshalbwelle aus genutzt, so dass die abgegebene Gleichspannung gerin ger ist (sog. Teilaussteuerung). Die Aussteuerung kann durch eine Steuerung des Einschaltzeitpunktes bewirkt werden, also beispielsweise durch eine Pha sendrehung des die Kontakteinrichtungen antreibenden Synchronmotors. Bei Schaltgleichrichtern, bei denen eine Einschaltstufe vorgesehen ist, ist es jedoch auch üblich, den Einschaltzeitpunkt unverändert zu lassen und statt dessen die Dauer der Einschaltstufe zu steuern (sog. magnetische Aussteuerung). Mit Schalt einrichtungen dieser Art befasst sich die Erfindung.
Sie ist im besonderen darauf gerichtet, beim Parallel betrieb von zwei für gleiche Belastungsströme be stimmten, im wesentlichen selbständigen Gleichrichter systemen, insbesondere in Saugdrosselschaltung, eine Ausgleichsregelung vorzusehen, das heisst eine Einrich tung, die einer Abweichung der Belastungen der beiden Systeme voneinander entgegenwirkt. Die Erfindung geht dabei von der Erkenntnis aus, dass bei zwei parallel betriebenen, voll belasteten Systemen eine durch zu fällige Unsymmetrie der Anlage oder durch Netzober wellen verursachte Abweichung der beiden Einzel belastungen voneinander stets eine schädliche über- belastung des einen Systems bedeutet.
Insbesondere bei Saugdrosselschaltungen von zwei Systemen ist es wichtig, die Belastungen der beiden Systeme mög lichst gleich zu halten, da eine ungleiche Belastung zu einer Sättigung der Saugdrossel führen kann. Eine gesättigte Saugdrossel ist aber unwirksam; sie lässt einen unzulässig hohen Kreisstrom zwischen den bei den Systemen zu, der zu Zerstörungen an den Kon takteinrichtungen führen kann.
Im Interesse einer klaren Darstellung des Erfin dungsgedankens empfiehlt es sich, die bekannten Verfahren der magnetischen Aussteuerung zunächst einmal zu schildern.
Die Einschaltstufe wird in jedem Falle durch eine Drosselspule erzeugt, deren Kern bei kleinen Strö men ungesättigt ist, die also bei kleinen Strömen einen hohen induktiven Widerstand darstellt, wäh rend schon bei einem Bruchteil des Nennstromes eine vollständige Sättigung des Kerns eintritt, also der Widerstand der Drosselspule praktisch gleich Null ist. Diese Drosselspule kann entweder mit der Ausschalt drosselspule, die in bekannter Weise zur Erzeugung einer Ausschaltstufe dient, identisch sein; sie kann aber auch eine nur beim Einschaltvorgang wirksame Einschaltdrosselspule sein.
Die Fig. 1 und 2 zeigen eine etwas idealisierte Kennlinie des Kerns einer solchen gebräuchlichen Drosselspule, also die Induktion B des Kerns in Ab hängigkeit von dem Erregungsstrom i, Die Hysteresis- schleife eines solchen Kerns weist zwei verhältnis mässig steile Flanken la und 1b auf, die den ungesät tigten Zuständen des Kerns entsprechen, und im we sentlichen horizontal verlaufende Sättigungszweige 2a und 2b. Es sei nun angenommen, dass die Schaltdros sel im vorliegenden Falle sowohl eine Ausschaltstufe wie eine Einschaltstufe bildet.
Es sei ferner angenom men, dass sich der Schaltdrosselkern während der Stromführungszeit der Phase, der er angehört, in einem Zustand befindet, der auf dem Sättigungszweig 2b liegt. Gegen Ende der Stromführungszeit durch läuft dann der Schaltdrosselkern Zustände in Rich tung des Pfeiles 3, so dass er nach Erreichen der Flanke<I>1</I> ca eine Ausschaltstufe bildet. Es ist üblich, die Stromwerte der Ausschaltstufe durch eine Aus schaltvormagnetisierung i,'." etwas ins Positive zu heben.
Zu irgendeinem Zeitpunkt während der Strom stufe wird der Strom unterbrochen; die Schaltdrossel gelangt dann infolge der Ausschaltvormagnetisierung in den Zustand 4. Nach Wegfall der Ausschaltvor- magnetisierung wird der Zustand 5 erreicht. Sofern nun keine weiteren Massnahmen getroffen werden, muss der Schaltdrosselkern beim Einschalten die ge samte Flanke 1 b durchlaufen; er erzeugt dann also eine Einschaltstufe, die ebenso lang ist wie die Aus schaltstufe. Man kann jedoch einen Teil der Um magnetisierung in den Zeitraum vor dem Einschalten verlegen, so dass die Drosselspule beim Einschalten nur noch einen Teil der Flanke 1 b ihrer Kennlinie zu durchlaufen hat.
Es gibt nun zwei grundsätzlich ver schiedene Möglichkeiten, diese vor dem Einschalten ablaufende sog. Rückmagnetisierung zu bemessen und zu steuern.
An Hand von Fig. 1 sei ein Verfahren erläutert, bei dem ein nach dem Ausschaltzeitpunkt einsetzen der, im Einschaltzeitpunkt noch fliessender Vor magnetisierungsstrom durch eine Wicklung der Schalt drossel geschickt wird, dessen im Einschaltaugenblick herrschende Stromstärke vorbestimmbar ist. Für den Betrag der Rückmagnetisierung ist in jedem Falle das zeitliche Spannungsintegral massgebend, welches die Vormagnetisierung der Schaltdrossel vor dem Ein schaltzeitpunkt aufgeprägt hat; mit gewissen Ein schränkungen, die unten näher erläutert werden, kann dieses Spannungsintegral durch Begrenzung des Vor magnetisierungsstromes bestimmt werden.
Wird bei spielsweise ein Vormagnetisierungsstrom i,.1 angelegt, so ist nach Fig. 1 keinerlei Rückmagnetisierung mög lich, da der Strom nicht den erforderlichen Ummagne- tisierungsstrom erreicht, also eine Spannung an der Drosselspule überhaupt nicht auftreten kann.
Wird dagegen der Vormagnetisierungsstrom auf den Wert i" gesteigert, so wird die Schaltdrosselspule bis zu dem Induktionswert 6 rückmagnetisiert; eine weitere Rückmagnetisierung ist nicht möglich, da hierzu ein höherer Ummagnetisierungsstrom erforderlich wäre. Bei weiterer Steigerung des Vormagnetisierungsstro- mes auf den Wert i" wird der Induktionswert 7 er reicht; er entspricht etwa der vollen Aussteuerung, da man im allgemeinen bestrebt ist, eine kleine Ein schaltstufe zur Schonung der Kontakte in jedem Falle bestehen zu lassen.
Wie bereits betont, ist die oben gegebene Darstel lung nur mit Einschränkungen gültig. Die Kennlinie des Schaltdrosselkerns kann nämlich nicht als kon stant angesehen werden; sie hängt vielmehr von der Ummagnetisierungsgeschwindigkeit ab, und zwar ist die Hysteresisschleife bei grosser Ummagnetisierungs- geschwindigkeit, also bei hoher Ummagnetisierungs- spannung, breiter als bei kleiner Ummagnetisierungs- geschwindigkeit bzw. kleiner Spannung.
Das bedeutet aber, dass bei einem Vormagnetisierungsstrom von beispielsweise i", die Ummagnetisierung im Punkt 6 nicht aufhört. Beim Erreichen des Punktes 6 geht viel mehr zunächst die an der Vormagnetisierungswick- lung der Schaltdrossel liegende Spannung zurück. Das hat zur Folge, dass den weiteren Vorgängen eine schmälere Hysteresisschleife zugrunde zu legen ist, so dass also der Schnittpunkt der gestrichelten, dem Wert i" entsprechenden Graden nach Fig. 1 mit der Flanke 16 sich doch noch weiter nach oben ver schiebt.
Dieser Vorgang ist auch im Einschaltaugen blick noch nicht beendet; das hat aber wiederum zur Folge, dass im Einschaltaugenblick an den Kontakten eine durch die noch laufenden Ummagnetisierungs- vorgänge induzierte Spannung besteht.
Es sind später Rückmagnetisierungsverfahren be kanntgeworden, bei denen die Dauer der Einschalt stufe von der Grösse eines die Drosselspule zurück magnetisierenden, vor dem Einschalten beendeten zeit lichen Spannungsintegrals abhängt. Das Prinzip der artiger Verfahren sei an Hand von Fig. 2 erläutert. Die Drosselspule befindet sich nach Beendigung der Ausschaltvorgänge wiederum am Punkt 5. Sie erhält nun während der Strompause ein zeitliches Span nungsintegral, das sie bis zum Punkt 8 ihrer Kenn- linienflanke 1 b zurückmagnetisiert.
Das rückmagneti sierende zeitliche Spannungsintegral ist vor dem Ein schaltaugenblick beendet; der Schaltdrosselkern ge langt also zunächst in den Zustand 9. Damit nun der Einschaltstufenstrom nicht zu hoch ist, erhält die Schaltdrosselspule einen konstanten Vormagnetisie- rungsstrom i", der jedoch kleiner ist als der Ummagne- tisierungsstrom. Die Schaltdrossel hat daher vor dem Einschalten den Zustand 10.
Beim Einschalten durch läuft sie wiederum den Zustand 8 und den oberhalb von 8 liegenden Teil der Kennlinienflanke <B>l b.</B> Die Dauer der noch zu durchlaufenden Einschaltstufe ist damit eindeutig durch das vor dem Einschalten ab gelaufene zeitliche Spannungsintegral gegeben; ausser dem erfolgt das Einschalten spannungsfrei, da die Einschaltvormagnetisierung i" den zum Ummagneti- sieren der Drosselspule erforderlichen Stromwert nicht erreicht.
Gemäss der Erfindung wird nun bei einer Schalt gleichrichteranordnung mit zwei für gleiche Belastung ausgelegten Gleichrichtersystemen mit magnetischer Aussteuerung jedes Systems durch Änderung der Dauer der durch eine Drosselspule erzeugten Ein schaltstufe eine Regeleinrichtung vorgesehen, die im Falle ungleicher Belastung der Systeme die Einschalt- stufendauer mindestens eines Systems derart verän dert, dass die Belastungen der Systeme einander an geglichen werden. Dabei wird vorzugsweise die Ein schaltstufendauer des höher belasteten Systems ver- grössert und gleichzeitig die des niedriger belasteten Systems verringert.
Bei einer Schaltgleichrichteranordnung, bei der die Einschaltstufendauer von der Grösse des im Einschalt augenblick herrschenden Vormagnetisierungsstromes der Drosselspule abhängt, kann in jedem System die Stromstärke des Vormagnetisierungsstromes eine Komponente enthalten, die der Differenz der beiden Systemgleichströme proportional - ist, derart, dass bei dem System mit höherer (niedrigerer) Belastung die Stromstärke verkleinert (vergrössert) wird.
Zu diesem Zweck können in jedem System in Reihe mit den Vormagnetisierungswicklungen der Drosselspulen zwei Ohmsche Widerstände liegen, die von entgegen gesetzt gerichteten, jeweils der Belastung eines Sy stems proportionalen Hilfsgleichströmen durchflossen werden. Die beiden Widerstände können dabei auch den Vormagnetisierungskreisen beider Systeme ge meinsam sein. Zur Unterdrückung von Pendelungen der Regeleinrichtung kann jeder der Widerstände von einem Kondensator überbrückt sein.
Der Hilfsgleich strom kann in jedem System mindestens einem Strom wandler entnommen werden, dessen Ausgangsstrom durch eine Gleichrichteranordnung gleichgerichtet wird. Beispielsweise kann dafür ein Gleichstrom wandler verwendet sein, der von dem Gleichstrom des Systems vormagnetisiert ist. In bestimmten Fäl len, z. B. bei Systemen, die in Brückenschaltung ar beiten, ist die Verwendung von Wechselstromwand- lern zweckmässig, die durch Phasenströme des Sy stems erregt sind.
Ferner kann zwischen dem Aus gang der Wandler und der Gleichrichteranordnung ein Zwischenwandler mit einstellbarem übersetzungs- verhältnis vorgesehen sein. Die Einstellung des über setzungsverhältnisses beeinflusst den Proportionalitäts- faktor zwischen den Belastungsströmen und den zu gehörigen Hilfsgleichströmen.
Bei Schaltgleichrichtern, bei denen die Dauer der Einschaltstufe von der Grösse eines die Drosselspule zurückmagnetisierenden, vor dem Einschalten been deten zeitlichen Spannungsintegrales abhängt, wird zweckmässig in dem höher (niedriger) belasteten Sy stem das zeitliche Spannungsintegral verringert (ver grössert). Es sind insbesondere auch solche Anord nungen möglich, bei denen gemäss einem früheren Vorschlag die Rückmagnetisierungskreise der Schalt drosselspulen eine Hilfsdrosselspule enthalten und bei denen die Reihenschaltung aus der Rück magnetisierungswicklung der Schaltdrosselspule und der Wicklung der Hilfsdrosselspule an einer un symmetrischen Wechselspannung liegt.
Bei einer Rückmagnetisierung der geschilderten Art ist die Hilfsdrosselspule mit Vorteil so bemessen, dass der zu ihrer Ummagnetisierung erforderliche Ma gnetisierungsstrom kleiner ist als der Magnetisierungs- strom der Schaltdrosselspule, und dass sie den sym metrischen Anteil der unsymmetrischen Wechselspan nung zuzüglich der in dem Kreis auftretenden Schalt drosselspannungen aufnehmen kann, ohne dass ihr Kern gesättigt wird.
Wird nun an die oben beschrie- bene Reihenschaltung eine unsymmetrische Wechsel spannung gelegt, so ist die Hilfsdrosselspule während eines Teils der Wechselspannungsperiode gesättigt; beim Eintritt der Sättigung geht der von der Wick lung geführte Strom sprunghaft von dem kleineren Magnetisierungsstrom der Hilfsdrosselspule zu dem sehr viel grösseren Magnetisierungsstrom der Schalt drosselspule über. In diesem Teil der Periode liegt eine rückmagnetisierende Spannung an der Rück magnetisierungswicklung der Schaltdrosselspule.
Die Dauer dieses Teils und damit die Grösse des zeitlichen Spannungsintegrals können durch Änderung des Gra- des der Unsymmetrie der unsymmetrischen Wechsel spannung geregelt werden. Wird beispielsweise die Unsymmetrie der Rückmagnetisierungsspannung ge steigert, so vergrössert sich das für die Rückmagneti- sierung der Schaltdrosselspule zur Verfügung stehende zeitliche Spannungsintegral. Die unsymmetrische Wechselspannung ist dabei vorzugsweise aus einem reinen Wechselspannungsanteil und einem steuerbaren Gleichspannungsanteil zusammengesetzt.
Bei einer Rückmagnetisierungsanordnung der vor stehend geschilderten Art enthält vorteilhaft in jedem System der Gleichspannungsanteil der Rückmagneti- sierungsspannung eine der Differenz der System gleichströme proportionale Komponente, derart, dass bei dem System mit höherer (niedrigerer) Belastung der Gleichspannungsanteil verkleinert (vergrössert) wird.
Die Verkleinerung des Gleichspannungsanteils bei dem System mit höherer Belastung führt dann zu einer Herabsetzung der Unsymmetrie der Rück magnetisierungsspannung; damit wird auch das rück magnetisierende zeitliche Spannungsintegral verklei nert, also die Einschaltstufe vergrössert. Die Vergrö sserung der Einschaltstufe führt ihrerseits zu einer Verkleinerung der abgegebenen Spannung und damit zu einer Verringerung des abgegebenen Gleichstro mes.
Bei dem System mit niedrigerer Belastung ist es umgekehrt. Mit Vorteil kann die von der Differenz der Belastungen abhängige Gleichspannnngskompo- nente derart erzeugt werden, dass in den Rückmagne- tisierungskreisen jedes Systems ein Widerstand liegt, der von der Differenz zweier Hilfsgleichströme durch flossen ist, von denen jeder dem Gleichstrom eines Systems proportional ist.
Die Hilfsgleichströme kön nen dabei in ähnlicher Weise, wie es oben beschrie ben wurde, Gleichstromwandlern oder Wechselstrom wandlern entnommen werden, wobei je nach der vor liegenden Schaltung der Gleichrichter das eine oder das andere zweckmässig sein kann. Statt magnetisch arbeitender Gleichstromwandler können jedoch auch sog. mechanische Gleichstromwandler verwendet wer den. Ein solcher mechanischer Gleichstromwandler besteht aus einer durch einen Elektromotor angetrie benen Gleichstrommaschine, die eine konstante Feld erregung besitzt; der zu messende Gleichstrom wird durch das Feld der Maschine hindurchgeführt. Da durch wird das Erregerfeld des Generators geändert, so dass sich die EMK des Gleichstromankers propor tional mit dem zu messenden Hauptstrom ändert.
Eine weitere Möglichkeit zur Erzeugung der Hilfs- gleichströme besteht in der Verwendung von Hall effekt-Generatoren, die im Zuge der Gleichstrom schienen des jeweiligen Systems liegen.
Beim Betrieb von mehreren parallel auf einen Verbraucher arbeitenden Gleichrichtern ist es viel fach üblich, jedes System durch einen besonderen Schalter einzuschalten, da Schalter für den Gesamt strom beider Systeme unter Umständen nicht zur Verfügung stehen. Für diesen Fall ist es vorteilhaft, die Regeleinrichtung, vorzugsweise über Hilfskon takte der beiden Schalter, erst dann in Tätigkeit zu setzen, wenn beide Schalter geschlossen sind. Die Einschaltzeitpunkte der beiden Einzelschalter können nämlich, bedingt durch Ungenauigkeiten der Antriebs mechanismen, unter Umständen um mehrere Peri oden des Wechselstromes auseinander liegen. Das zuerst eingeschaltete System führt also bereits einen erheblichen Strom, während das noch nicht einge schaltete System den Strom Null führt.
Wenn nun die Ausgleichsregelung bereits in Tätigkeit ist, wird das zuerst eingeschaltete System auf die Belastung Null heruntergeregelt. Dieser Regelvorgang kann so schnell verlaufen, dass die Regelung der Ausschaltzeitpunkte des belasteten Systems der Belastungsänderung nicht folgen kann und daher Verbrennungen an den Kon takten auftreten können.
Die Fig. 3 bis 10 zeigen Ausführungsbeispiele der Erfindung. Die Fig. 3 und 4 erläutern die Ausgleichs regelung für solche Schaltgleichrichtersysteme, bei denen die Dauer der Einschaltstufe durch Bemessung des im Einschaltaugenblick herrschenden Vormagne- tisierungsstromes der Drosselspule gesteuert wird. Die Fig. 5 bis 10 beziehen sich auf Schaltgleichrichter, bei denen ein vor dem Einschalten beendetes zeitliches Spannungsintegral für die Dauer der Einschaltstufe massgebend ist.
Die Fig. 3 zeigt einen Schaltgleichrichter, der aus zwei Systemen in dreiphasiger Brückenschaltung be steht. Der Speisetransformator 11 dieser Anordnung besitzt eine in Stern geschaltete Primärwicklung 12, eine in Stern geschaltete Sekundärwicklung 13, die das System I speist, und eine im Dreieck geschaltete weitere Sekundärwicklung 14, die das System II speist. Von den Anschlüssen der Sekundärwicklung 13 führt jeweils eine Wechselstromleitung 15 zu zwei im Gegentakt arbeitenden Kontakteinrichtungen 17 und 18. Die Kontakteinrichtungen 17 sind beispiels weise jeweils bei positiver Phasenspannung, die Kon takteinrichtungen 18 jeweils bei negativer Phasen spannung geschlossen.
Unter dieser Voraussetzung erhält der Sammelleiter 21 ein positives Potential gegenüber dem Sammelleiter 22. Im System 1I gilt Entsprechendes bezüglich der Kontakteinrichtungen 19 und 20, so dass beispielsweise die Sammelschiene 23 gegenüber der Sammelschiene 24 positiv wird. In der Schaltung nach Fig. 3 sind die Sammelleitungen 22 und 24 unmittelbar miteinander verbunden; die posi tiven Sammelschienen 21 und 23 haben dann wegen der Spannungsoberwellen verschiedener Phasenlage verschiedenes Potential, so dass sie nur unter Zwi schenschaltung einer Saugdrossel 25 miteinander ver bunden werden können. Die von der Anlage abgege bene Gleichspannung wird bei 26 und 27 abgenom men.
In den wechselstromseitigen Zuleitungen zu den Kontakteinrichtungen 17, 18, 19, 20 sind Schaltdros seln 28 vorgesehen; sie dienen im vorliegenden Aus führungsbeispiel gleichzeitig zur Erzeugung einer Ausschaltstufe wie auch zur Erzeugung einer Ein schaltstufe. Die Schaltdrosselspulen 28 besitzen Hilfs wicklungen 29 (System I) bzw. 30 (System 1I; diese Hilfswicklungen dienen zur Steuerung der Einschalt- stufenlänge, beispielsweise nach einem der oben an Hand der Fig. 1 und 2 erläuterten Verfahren.
Die Ausschalt-Vormagnetisierungswicklungen und even tuell vorhandene weitere Hilfswicklungen der Schalt drosselspulen sind der Einfachheit halber nicht dar gestellt.
In Fig. 4 ist eine Schaltung zur steuerbaren Vor magnetisierung der in Fig.3 dargestellten Systeme nach dem an Hand von Fig. 1 erläuterten Verfahren gesondert dargestellt. Die Hilfswicklungen 29 des Sy stems I bzw. 30 des Systems 1I werden in an sich bekannter Weise aus Hilfsnetzen 31 bzw. 32, deren Spannung der Speisespannung des betreffenden Sy stems jeweils synchron ist, über Gleichrichter 33 bzw. 34 erregt. Die Grösse der Vormagnetisierungsströme ist durch jeweils einen festen Widerstand 35 bzw. 36 und je einen einstellbaren Widerstand 37 bzw. 38 bestimmt.
Die Schleifkontakte der einstellbaren Wi derstände 37 und 38 sind miteinander gekoppelt; sie dienen zur willkürlichen Einstellung der in den Ein schaltzeitpunkten herrschenden Vormagnetisierungs- ströme zum Zweck der Aussteuerung beider Systeme nach dem oben an erster Stelle erläuterten Verfahren.
Es sind nun ausser den bisher geschilderten Vor magnetisierungskreisen Einrichtungen zur Ausgleichs regelung zwischen beiden Systemen vorgesehen. Zu diesem Zweck liegen im Zuge der Wechselstrom schienen 15 des Systems 1 zwei Wechselstromwandler 39 in V-Schaltung, die einen Zwischenwandler 40 speisen. Der Zwischenwandler besitzt sekundär eine Reihe von Anzapfungen 41; er speist eine Gleich richter-Brückenschaltung 42. Der von der Gleich richteranordnung 42 gelieferte Gleichstrom fliesst über einen Ohmschen Widerstand 43.
Entsprechendes gilt für das System 1I. Die Wand- ler sind hier mit 44, der Zwischenwandler mit 45, seine Anzapfungen mit 46, die Gleichrichteranord- nung mit 47 und der Ohmsche Widerstand mit 48 bezeichnet. Die Schaltelemente in den beiden Syste men sind möglichst gleich bemessen.
Wenn die einzelnen Gleichrichtersysteme belastet sind, fliesst durch die Widerstände 43 bzw. 48 ein Gleichstrom, der der Belastung des betreffenden Sy stems proportional ist. Solange die Belastungen der Systeme, also auch die Ströme in den Widerständen 43 und 48, gleich sind, ändert sich nichts an den Vor- magnetisierungsverhältnissen der beiden Systeme, da die beiden Gleichströme in den Widerständen 43 und 48 einander entgegengesetzt sind.
Die Wirkungsweise der Ausgleichsregelung sei nun unter der Annahme erläutert, dass die Belastung des Systems Il aus irgendeinem Grunde höher wird als die des Systems I. Die Folge der Belastungserhö hung ist, dass der im Widerstand 48 fliessende Gleich strom grösser wird als der im Widerstand 43 flie ssende Gleichstrom. Damit tritt in den sämtliche Vormagnetisierungswicklungen enthaltenden Kreisen 49-50-51-52 eine zusätzliche Spannung auf, die einen vom Punkt 52 über die Punkte 51, 50 und 49 flie ssenden Zusatzstrom zur Folge hat. Dieser Strom vermindert die Vormagnetisierungsströme im System 11 und erhöht die Vormagnetisierungsströme im Sy stem 1, wie es sich aus der Figur ohne weiteres ergibt.
Eine Verminderung der Vormagnetisierungsströme des Systems 1I bewirkt aber eine Vergrösserung der Einschaltstufen dieses Systems, also eine Verringe rung der Aussteuerung. Das Umgekehrte gilt für das System 1. Die Regeleinrichtung wirkt also einer ge genseitigen Abweichung der Belastungen der beiden Systeme entgegen; da es sich um eine proportional wirkende Regelung handelt, bleibt eine kleine Dif ferenz der Belastungen bestehen. Die Grösse dieser Differenz kann durch Wahl verschiedener Anzapfun- gen 41 bzw. 46 an den Zwischenwandlern 40 bzw. 45 beeinflusst werden.
Die Kondensatoren 53 und 54, die die Widerstände 43 bzw. 48 überbrücken, haben den Zweck, ein Pendeln der Regelung zu verhindern.
Die Fig. 5 zeigt ebenfalls eine Ausgleichsregelung für zwei Systeme in dreiphasiger Brückenschaltung nach Fig. 3. Bei der Schaltung nach Fig. 5 wird je doch im Gegensatz zu der Schaltung nach Fig. 4 die Dauer der Einschaltstufe durch die Grösse eines die Schaltdrosselspule während der stromlosen Pause rückmagnetisierenden, im Einschaltaugenblick bereits beendeten Spannungsintegrals bemessen. Die Rück magnetisierungskreise bestehen nach Fig. 5 jeweils aus der Reihenschaltung einer Rückmagnetisierungs- wicklung 29 der Schaltdrosselspulen 28 und der Wick lung 55 einer Hilfsdrosselspule 56.
Der Einfachheit halber sind die Kerne 28 und 56 der Drosselspulen in der Zeichnung nur in den äusseren Rückmagneti- sierungskreisen dargestellt. Gegebenenfalls ist in je dem Rückmagnetisierungskreis ausserdem noch ein Abgleichwiderstand 57 vorhanden. Die Reihenschal tung aus den Wicklungen 55 und 29 liegt nun an einer unsymmetrischen Wechselspannung, die aus einem reinen Wechselspannungsanteil und einem ver änderbaren Gleichspannungsanteil zusammengesetzt ist.
Die Hilfsdrosselspule 56 ist so bemessen, dass der zu ihrer Ummagnetisierung erforderliche Magnetisie- rungsstrom kleiner ist als der Magnetisierungsstrom der Schaltdrosselspule, und dass sie den reinen Wech- selspannungsanteil der unsymmetrischen Wechsel spannung zuzüglich der in der Wicklung 29 induzier ten Spannungen aufnehmen kann, ohne dass ihr Kern ungesättigt wird.
Tritt nun jedoch der Gleichspan- nungsanteil hinzu, so wird die Hilfsdrosselspule wäh rend eines Teils der Wechselperiode gesättigt; wäh rend dieser Zeit liegt, wie oben bereits erläutert, die gesamte Spannung des Rückmagnetisierungskreises an der Wicklung 29 der Schaltdrosselspule, so dass ihr Kern, solange die Spannung anhält, rückmagnetisiert wird.
Der Zeitraum, in dem die rückmagnetisierende Spannung wirksam ist, dauert im wesentlichen vom Eintritt der Hilfsdrosselspule in die Sättigung bis zum folgenden Nulldurchgang der Rückmagnetisierungs- spannung. Er ist um so länger, je grösser die Unsym- metrie der angelegten Wechselspannung ist.
In der Schaltung nach Fig. 5 wird für jedes der beiden Systeme I und 1I der reine Wechselspannungs- anteil der Rückmagnetisierungsspannung durch je weils einen Transformator 57 bzw. 60 erzeugt. Beide Transformatoren 57 bzw. 60 besitzen je eine in Drei eck geschaltete Primärwicklung 58 bzw. 61 und eine sechsphasige Sekundärwicklung 59 bzw. 62. Die an den Primärwicklungen 58 bzw. 61 liegenden Span nungen stimmen in der Phase mit den Spannungen überein, die von den Sekundärwicklungen 13 bzw. 14 des Speisetransformators 11 der Anlage abgegeben werden, oder sie eilen ihnen um einen geringen Pha senwinkel voraus.
Jede Phase der Sekundärwicklun gen 59 bzw. 62 liefert den Wechselspannungsanteil für einen Rückmagnetisierungskreis der zwölf Schalt drosseln der Anordnung nach Fig. 3. Die Sternpunkte der beiden Sekundärwicklungen sind unmittelbar mit einander verbunden; die Reihenschaltungen aus Hilfs- drosselwicklung 55 und Schaltdrosselwicklung 29 sind jeweils zu Sternpunkten 63 bzw. 64 verbunden. Zwischen den Sternpunkten 63 und 64 liegt ein Ohm- scher Widerstand 65.
Zwischen den Sternpunkten der beiden Sekundärwicklungen 59 und 62 und einem einstellbaren Abgriff 66 des Widerstandes 65 liegt ein Ohmscher Widerstand 67. Der Gleichspannungsanteil der Rückmagnetisierungsspannung wird gemeinsam für alle Kreise von einer einstellbaren Gleichspan nungsquelle 68 geliefert, die an die Enden des Wider standes 67 angeschlossen ist.
Um nun eine Ausgleichsregelung zwischen den beiden Systemen I und II zu schaffen, sind an den Wechelstromschienen 15 des Systems I zwei Wechsel stromwandler 69 und an den Wechselstromschieneri 16 des Systems II zwei Wechselstromwandler 70, je weils in V-Schaltung, vorgesehen. Die von den Wand lern abgegebenen Ströme werden durch Gleichrichter 71 bzw. 72 gleichgerichtet; die sich ergebenden Gleichströme sind der Belastung des jeweiligen Sy stems proportional.
Die Ausgänge der Gleichrichter sind durch Leiter 73 und 74 miteinander in der Weise verbunden, dass beim Betrieb der Anlage ein Kreisstrom auftritt, der im Leiter 74 von rechts nach links, im Leiter 73 von links nach rechts fliesst. Die Leiter 73 und 74 sind mit den Enden des Ohmschen Widerstandes 65 verbunden. Sind nun die Belastun gen beider Systeme gleich, so geben beide Wandler- anordnungen den gleichen Strom ab, so dass über die Brücke 65 zwischen den Leitern 73 und 74 kein Strom fliessen kann. Erhöht sich jedoch die Belastung eines Systems aus irgendeinem Grunde, so fliesst über den Widerstand 65 ein Strom, der der Differenz der von beiden Systemen abgegebenen Gleichströme pro portional ist.
Infolge dieses Stromes ergibt sich am Widerstand 65 ein Spannungsabfall. Wenn angenom men wird, dass die Belastung des Systems I die grö ssere ist, so erhält das linke Ende des Widerstandes 65 ein höheres Potential als das rechte Ende. Der Gleichspannungsanteil der Rückmagnetisierungsspan- nungen im System I wird infolgedessen, wie sich aus der eingezeichneten Polarität der Quelle 68 ergibt, vermindert. Infolgedessen werden die zeitlichen Span nungsintegrale, die die Schaltdrosselkerne über die Wicklungen 29 rückmagnetisieren, ebenfalls kleiner.
Die Einschaltstufen im System I werden infolgedessen grösser, so dass die vom System 1 abgegebene Gleich spannung und damit auch seine Belastung zurück gehen. Für das System II gilt in allen Punkten das Umgekehrte. Die Regeleinrichtung wirkt also einer gegenseitigen Abweichung der beiden Systembelastun gen entgegen.
Mit Hilfe der Abgleichwiderstände 57a können Ungleichheiten innerhalb der einzelnen Rückmagneti- sierungskreise beseitigt werden; der etwa in der Mitte des Widerstandes 65 liegende Abgriff 66 dient zum Abgleich der Rückmagnetisierungskreise beider Sy steme gegeneinander.
Als Anhaltspunkte für die Bemessung der Schalt elemente können etwa folgende Angaben dienen: Bei einer Belastung von grössenordnungsmässig 10 000 Ampere pro System fliesst in dem Wandlerkreis 71, 73, 72, 74 ein Kreisstrom von etwa 10 Ampere; der Widerstand 65 hat etwa 2 Ohm.
Die Fig. 6 und 7 zeigen eine Ausgleichsregelung nach dem an Hand von Fig. 5 erläuterten Prinzip, je doch für zwei dreiphasige Systeme. in Saugdrosselschal- tung. Hier besitzt der Speisetransformator eine im Drei eck geschaltete Primärwicklung 80, eine Sekundärwick- lung 81 für das System I und eine Sekundärwicklung 82 für das System 1I. Die Sekundärwicklungen sind in Stern geschaltet und um 60 elektrisch gegeneinan der versetzt; ihre Sternpunkte sind über eine Saug drossel 83 miteinander verbunden.
In den Wechsel stromleitungen beider Systeme liegen in üblicher Weise Schaltdrosselspulen 84 und Kontakteinrichtun gen 85. Die Gleichstromschienen 86 bzw. 87 der bei den Systeme sind über je einen einpoligen Leistungs- Schnellschalter 88 bzw. 89 mit dem Verbraucher 90 verbunden. 91 ist eine Glättungsdrosselspule. Die ein poligen Schalter 88 und 89 besitzen Hilfskontakte 88a bzw. 89a. An jeder Schaltdrosselspule 84 ist eine Rückmagnetisierungswicklung 92 vorgesehen; even tuelle ausserdem vorhandene Vormagnetisierungs- und andere Hilfswicklungen sind hier nicht dargestellt.
Zum Zweck der Ausgleichsregelung zwischen den beiden Systemen sind im Zuge der Gleichstromschie nen 86 bzw. 87 Gleichstromwandler 93 bzw. 94 vorgesehen. Jeder dieser Wandler erzeugt in an sich bekannter Weise einen Gleichstrom, der dem von der betreffenden Gleichstromschiene geführten Gleich strom proportional ist. Wie aus der Zeichnung er sichtlich ist, sind die Wandlerausgänge so in einem Kreis mit den Verbindungsleitern 96 und 95 geschal tet, dass sich beim Betrieb beider Systeme ein im Leiter 95 von links nach rechts, im Leiter 96 von rechts nach links fliessender Kreisstrom ergibt.
So lange die Belastungen beider Systeme gleich sind, haben die Leiter 96 und 95 gleiches Potential; sind die Belastungen jedoch verschieden, so ergibt sich eine Potentialdifferenz zwischen ihnen, die an den Punkten<I>A</I> und<I>B</I> abgenommen werden kann. Die bei <I>A</I> und<I>B</I> abgenommene Spannung wird an eine Rück magnetisierungsschaltung geführt, die in Fig. 7 dar gestellt ist.
Ähnlich wie bei der Schaltung nach Fig. 5 liegen in Fig. 7 die Rückmagnetisierungswicklungen 92 der Schaltdrosselspulen 84 jeweils mit der Wicklung 97 einer Hilfsdrosselspule in Reihe. Diese Reihenschal tung wird von einer unsymmetrischen Wechselspan nung gespeist, deren reiner Wechselspannungsanteil von einem Transformator 98 geliefert wird. Die Rei henschaltungen der beiden Drosselspulen sind in je dem System zu einem Sternpunkt 99 bzw.<B>100</B> ver bunden; zwischen den Sternpunkten 99 und 100 lie gen zwei gleiche Ohmsche Widerstände 101 und 102.
An der Reihenschaltung der Widerstände 101 und 102 liegt die bei<I>A</I> und<I>B</I> in Fig. 6 abgegriffene Span nung; zwischen der Verbindungsstelle C der Wider stände und dem sekundären Sternpunkt des Trans formators 98 wird eine einstellbare Gleichspannung angelegt, die aus der Quelle 103 herrührt.
Solange die Belastungen beider Systeme gleich sind, haben die Punkte<I>A</I> und<I>B</I> gleiches Potential; der Gleichspannungsanteil der Rückmagnetisierungs- spannung ist dann also nur durch die Einstellung der Quelle 103 gegeben. Treten jedoch in der Belastung der beiden Systeme Unsymmetrien auf, so werden die beiden Widerstände 101 und 102 von einem Strom durchflossen, der der Differenz der Belastungen bei der Systeme proportional ist.
Ist beispielsweise die Belastung des Systems 1 höher als die des Systems 1I, so ist A positiv gegen B und demnach auch gegen C; bei der eingezeichneten Polarität der Quelle<B>103</B> wird demnach der Gleichspannungsanteil des Systems 1 um den Spannungsabfall zwischen C und A vermin dert. Der Symmetriegrad der Rückmagnetisierungs- spannung nimmt also zu, das rückmagnetisierende zeitliche Spannungsintegral wird kleiner und demzu folge die Einschaltstufe grösser. Die Belastung des Systems I wird auf diese Weise zurückgeregelt.
Je weils das Umgekehrte gilt für die Verhältnisse im System II.
Beim Einschalten der beiden Systeme durch die jedem System zugeordneten Leistungs-Schnellschalter 88 bzw. 89 kann es nun, wie bereits erwähnt wurde, vorkommen, dass das eine System mehrere Perioden vor dem anderen belastet wird. Wenn nun in diesem Zeitraum extrem unsymmetrischer Belastung der bei den Systeme die erfindungsgemässe Ausgleichsrege- Jung wirksam ist, so kann es vorkommen, dass die Belastung des bereits eingeschalteten Systems so schnell heruntergeregelt wird, dass die Schaltvorgänge ausserhalb der Stromstufen fallen und die Kontakte beschädigt werden. Es empfiehlt sich daher, die Re geleinrichtung erst dann wirksam zu machen, wenn beide Einzelschalter 88 bzw. 89 eingeschaltet sind.
Nach Fig.6 geschieht das in der Weise, dass die Wechselerregung der Hilfstransformatoren 93a bzw. 94a für die Wandler 93 bzw. 94 durch in Reihe lie gende Hilfskontakte 88a und 89a der Schalter 88 bzw. 89 so lange unterbrochen ist, als diese Schalter geöffnet sind. Erst wenn beide Schalter geschlossen sind, sind die Transformatoren 93a und 94a mit der Wechselspannungsquelle 104 verbunden.
Statt Gleichstromwandlern können bei der Schal tung nach Fig. 6 auch Wechselstromwandler zur Ge winnung eines der Belastung des jeweiligen Systems proportionalen Gleichstromes verwendet werden. Die Schaltung eines derartigen Wechselstromwandlers ist bei 105 gestrichelt dargestellt; wie man erkennt, sind zwei Wechselstromschienen in entgegengesetzter Richtung durch den Wandler geführt. Statt durch Wandler können die belastungsproportionalen Hilfs- gleichströme auch durch sog. Halleffekt-Generatoren erzeugt werden. Eine derartige Schaltung zeigt Fig. B.
Die Gleichstromschienen 86 und 87 der beiden Sy steme 1 und 1I nach Fig. 6 sind hier im Querschnitt dargestellt; jede Schiene ist von einem Eisenkreis 120 bzw. 121 umgeben, der bei 122 bzw. 123 einen Luft spalt besitzt. Innerhalb der Luftspalte ist je ein Hall- effekt-Generator 124 bzw. 125 angeordnet. Diese Halleffekt-Generatoren bestehen aus einem Material, vorzugsweise einem Halbleiter, mit besonders hoher Hallkonstante; sie sind plattenförmig ausgebildet. Die Hall-Generatorplatten 124 und 125 werden senkrecht zur Zeichenebene, und zwar beide in gleicher Rich tung, von einem Gleichstrom durchflossen.
Da die Schienen 86 und 87 ebenfalls Gleichströme gleicher Richtung führen, haben auch die magnetischen Fel der in den Luftspalten 122 und 123 gleiche Rich tung. Die an den Elektroden<I>124a</I> und 124b bzw. den Elektroden 125a und 125b abgenommenen Hall- Spannungen sind daher gleichgerichtet, so dass also beispielsweise<I>124a</I> gegenüber<I>124b</I> positiv und 125a gegenüber 125b ebenfalls positiv ist.
Die Elektroden der beiden Hall-Generatoren sind über einen Wider stand 126 derart gegeneinandergeschaltet, dass sich ihre Spannungen ganz oder teilweise ausgleichen; der über den Widerstand 126 fliessende Hall-Strom ist demnach proportional der Differenz der Hall-Span- nungen beider Generatoren, also auch proportional der Differenz der von den Schienen 86 und 87 ge führten Gleichströme. Die am Widerstand 126 auf tretende Spannung wird durch einen Verstärker 127 verstärkt und den Anschlüssen<I>A</I> und<I>B</I> der Rück magnetisierungsschaltung (Fig.7) zugeführt.
Die Ausgleichsregelung kann nicht nur bei zwei Systemen, sondern auch bei vier, acht, sechzehn usw. Systemen verwendet werden, wobei dann mit jeder Verdoppelung die Einführung einer weiteren Ver gleichsschaltung verbunden ist. Ein Beispiel für eine derartige Mehrfach-Ausgleichsregelung zeigen die Fig. 9 und 10.
Die in Fig. 9 vereinfacht dargestellte Gesamtanlage besteht aus zwei Doppelsystemen X und<I>Y,</I> von denen das Doppelsystem<I>X</I> aus zwei dreiphasigen Systemen I und 1I, das Doppelsystem Y aus zwei dreiphasigen Systemen III und IV, jeweils in Saugdrosselschaltung, zusammengesetzt ist. In Fig. 9 sind die vier positiven Gleichstromschienen der vier Systeme mit P1 bis P4, die beiden negativen Sammelschienen mit N1 und N2 bezeichnet. Bei P und N wird der Verbraucher angeschlossen.
Es. ist vorausgesetzt, dass die Rückmagnetisierung der Schalt drosseln der vier Systeme, wie das an Hand der Fig. 5 und 7 gezeigt wurde, mit Hilfe einer unsymmetrischen Wechselspannung erfolgt.
In Fig. 10 ist die Zusammensetzung der Gleich spannungskomponente der Rückmagnetisierungsspan- nung für die Schaltdrosseln aller vier Systeme dar gestellt. Im Zuge der positiven Sammelschienen P1 bis P4 liegen die Gleichstromwandler 111, 112, 113, 114, im Zuge der negativen Sammelschienen N1 und N2 liegen die Gleichstromwandler 115 und 116. Die einstellbare Gleichspannung stammt wiederum aus einer Gleichspannungsquelle 103.
An dem Wider stand 117 liegt eine Gleichspannung, die der Dif ferenz der von den Stromschienen P1 und P2 ge führten Ströme proportional ist; die gleiche Aufgabe hat der Widerstand 118 beim Vergleich der in P3 und P4 fliessenden Ströme, ebenso der Widerstand 119 beim Vergleich der in den negativen Stromschie nen fliessenden Ströme. An den Klemmen R (I) wer den die Rückmagnetisierungskreise der Schaltdros seln des Systems I angeschlossen, die in gleicher Weise wie die Rückmagnetisierungskreise der Fig. 7 ausgebildet sind; entsprechendes gilt für die Klem men R (I1), R (11I) und R (IV).
Aus der Schaltung nach Fig. 10 ist erkennbar, dass die an diesen Klem men abgenommenen Gleichspannungen drei Anteile enthalten, nämlich einen einstellbaren, konstanten Anteil, einen von der Belastungsunsymmetrie im Dop pelsystem<I>X</I> bzw. <I>Y</I> abhängigen Anteil und einen von der Belastungsdifferenz zwischen den Doppelsystemen <I>X</I> und<I>Y</I> abhängigen Anteil.
Ein Ausgleich zwischen den Systemen<I>X</I> und<I>Y</I> kann auch durch Vergleich der Ströme je einer posi tiven Sammelschiene von X mit einer positiven Sam melschiene von Y erfolgen.
Sinngemäss kann bei einer Verdoppelung der Sy stemzahl auf acht, sechzehn usw. Systeme verfahren werden.
Switching rectifier arrangement with two rectifier systems designed for the same load The direct voltage output by switching rectifiers can, as is known per se, be influenced by controlling the switch-on times of the individual phase contacts. With a given alternating voltage, the highest possible direct voltage is achieved if, during commutation, the following phase is switched on at the moment when the preceding phase and the following phase have the same instantaneous voltage (so-called full modulation).
If, on the other hand, the switch-on process is postponed to a later point in time, only a small part of each voltage half-cycle is used, so that the direct voltage output is lower (so-called partial modulation). The modulation can be brought about by controlling the switch-on time, for example by a phase rotation of the synchronous motor driving the contact devices. In the case of switching rectifiers in which a switch-on stage is provided, however, it is also common to leave the switch-on time unchanged and instead to control the duration of the switch-on stage (so-called magnetic modulation). The invention is concerned with switching devices of this type.
It is particularly aimed at the parallel operation of two for the same load currents be certain, essentially independent rectifier systems, especially in suction throttle circuit, to provide a compensation control, that is, a device that counteracts a deviation in the loads of the two systems from each other. The invention is based on the knowledge that with two fully loaded systems operated in parallel, a deviation of the two individual loads from one another, caused by any asymmetry in the system or by network harmonics, always means a harmful overload of one system.
Particularly in the case of suction throttle circuits of two systems, it is important to keep the loads on the two systems as equal as possible, since an unequal load can lead to saturation of the suction throttle. A saturated suction throttle is ineffective; it allows an impermissibly high circulating current between the systems, which can lead to destruction of the contact devices.
In the interests of a clear presentation of the concept of the invention, it is advisable to first describe the known methods of magnetic control.
The switch-on stage is generated in each case by a choke coil, the core of which is unsaturated with small currents, which means that it represents a high inductive resistance with small currents, while complete saturation of the core occurs at a fraction of the rated current, i.e. the resistance of the Choke coil is practically zero. This choke coil can either be identical to the switch-off throttle coil, which is used in a known manner to generate a switch-off stage; however, it can also be a switch-on inductor that is effective only during the switch-on process.
1 and 2 show a somewhat idealized characteristic curve of the core of such a common choke coil, i.e. the induction B of the core as a function of the excitation current i. The hysteresis loop of such a core has two relatively steep flanks la and 1b, which correspond to the unsaturated states of the core, and we sentlichen horizontally extending saturation branches 2a and 2b. It is now assumed that the switching throttle forms both a switch-off stage and a switch-on stage in the present case.
It is also assumed that the switching inductor core is in a state during the current-carrying time of the phase to which it belongs, which is on the saturation branch 2b. Towards the end of the current-carrying time, the switching reactor core then runs through states in the direction of arrow 3, so that it forms a switch-off stage after reaching the edge <I> 1 </I> approx. It is customary to raise the current values of the switch-off stage somewhat to the positive by means of a switch-off pre-magnetization i, '. "
At any point during the power stage, the power is interrupted; As a result of the switch-off bias, the switching choke then enters state 4. After the switch-off bias has ceased, state 5 is reached. If no further measures are taken, the switching reactor core must go through the entire edge 1b when switched on; it then generates a switch-on stage that is just as long as the switch-off stage. However, part of the magnetization order can be relocated to the period before switching on, so that the choke coil only has to pass through part of the flank 1b of its characteristic curve when it is switched on.
There are now two fundamentally different ways of measuring and controlling this so-called reverse magnetization, which takes place before switching on.
Referring to Fig. 1, a method will be explained in which a use after the switch-off time, still flowing at the switch-on time before magnetizing current is sent through a winding of the switching throttle, the current strength prevailing at the moment of switching can be predetermined. For the amount of the back magnetization, the time voltage integral is decisive, which has impressed the premagnetization of the switching inductor before the switching time; with certain restrictions, which are explained in more detail below, this voltage integral can be determined by limiting the pre-magnetization current.
If, for example, a bias current i, .1 is applied, no reverse magnetization is possible according to FIG. 1, since the current does not reach the required re-magnetization current, that is to say a voltage cannot occur at the choke coil at all.
If, on the other hand, the premagnetization current is increased to the value i ", the switching inductor is remagnetized up to the induction value 6; further remagnetization is not possible because this would require a higher remagnetization current. If the premagnetization current is increased further to the value i" the induction value 7 he reaches; it corresponds approximately to the full modulation, since one generally strives to have a small switching stage to protect the contacts in any case.
As already emphasized, the presentation given above is only valid with restrictions. The characteristic of the switching throttle core cannot be viewed as constant; Rather, it depends on the rate of reversal of magnetization, namely the hysteresis loop is wider at a high rate of reversal, that is to say at a high reversal voltage, than at a low reversal rate or low voltage.
This means, however, that with a bias current of i ", for example, the magnetization reversal does not stop at point 6. When point 6 is reached, the voltage on the bias winding of the switching inductor initially decreases Processes are based on a narrower hysteresis loop, so that the intersection of the dashed degrees corresponding to the value i "according to FIG. 1 with the flank 16 moves even further upwards.
This process is not yet finished even when it is switched on; However, this in turn means that at the moment of switch-on there is a voltage at the contacts that is induced by the ongoing magnetization reversal processes.
Reverse magnetization methods have become known later, in which the duration of the switch-on stage depends on the size of a time-dependent voltage integral that magnetizes the choke coil and ends before switching on. The principle of this type of method is explained with reference to FIG. After the switch-off process has ended, the choke coil is again at point 5. During the power break, it now receives a voltage integral over time, which it magnetizes back up to point 8 of its characteristic edge 1b.
The Rückmagneti-sizing temporal voltage integral is ended before the switch-on instant; the switching inductor core thus first reaches state 9. So that the switch-on stage current is not too high, the switching inductor receives a constant bias current i ", which is, however, smaller than the remagnetisation current. The switching inductor therefore has the state before it is switched on 10.
When it is switched on, it again runs through state 8 and the part of the characteristic edge lying above 8 <B> l b. </B> The duration of the switch-on stage still to be run through is thus clearly given by the voltage integral that had elapsed before switching on; In addition, the switch-on takes place without voltage, since the switch-on bias i ″ does not reach the current value required to remagnetize the choke coil.
According to the invention, a control device is now provided in a switching rectifier arrangement with two rectifier systems designed for the same load with magnetic modulation of each system by changing the duration of the switching stage generated by a choke coil which, in the event of unequal loading of the systems, the switching stage duration of at least one system changed in such a way that the loads on the systems are balanced out. The switch-on stage duration of the more heavily loaded system is thereby preferably increased and at the same time that of the less loaded system is reduced.
In a switching rectifier arrangement in which the switch-on stage duration depends on the magnitude of the bias current prevailing at the moment of switch-on of the choke coil, the current strength of the bias current in each system can contain a component that is proportional to the difference between the two system direct currents, such that in the system with higher (lower) load the current intensity is reduced (increased).
For this purpose, two ohmic resistances can be in each system in series with the bias windings of the choke coils, which are flowed through by oppositely directed auxiliary direct currents proportional to the load on a system. The two resistors can also be common to the premagnetization circuits of both systems. To suppress oscillations in the control device, each of the resistors can be bridged by a capacitor.
The auxiliary direct current can be taken from at least one current converter in each system, the output current of which is rectified by a rectifier arrangement. For example, a direct current converter can be used for this, which is premagnetized by the direct current of the system. In certain cases, z. B. In systems that work in a bridge circuit, it is advisable to use AC transformers that are excited by phase currents of the system.
Furthermore, an intermediate converter with an adjustable transmission ratio can be provided between the output of the converter and the rectifier arrangement. The setting of the transmission ratio influences the proportionality factor between the load currents and the associated auxiliary direct currents.
In switching rectifiers, in which the duration of the switch-on stage depends on the size of a temporal voltage integral that remagnetizes the choke coil and ended before switching on, the temporal voltage integral is expediently reduced (increased) in the higher (lower) loaded system. In particular, such arrangements are also possible in which, according to an earlier proposal, the reverse magnetization circuits of the switching choke coils contain an auxiliary choke coil and in which the series connection of the rearward magnetization winding of the switching choke coil and the winding of the auxiliary choke coil is connected to an unsymmetrical AC voltage.
In the case of reverse magnetization of the type described, the auxiliary choke coil is advantageously dimensioned in such a way that the magnetization current required for its remagnetization is smaller than the magnetization current of the switching choke coil, and that it uses the symmetrical component of the asymmetrical AC voltage plus the switching occurring in the circuit can absorb choke voltages without their core becoming saturated.
If an asymmetrical alternating voltage is now applied to the series circuit described above, the auxiliary choke coil is saturated during part of the alternating voltage period; When saturation occurs, the current guided by the winding changes abruptly from the smaller magnetizing current of the auxiliary choke coil to the much larger magnetizing current of the switching choke coil. In this part of the period there is a reverse magnetizing voltage on the reverse magnetizing winding of the switching inductor.
The duration of this part and thus the size of the voltage integral over time can be regulated by changing the degree of asymmetry of the asymmetrical AC voltage. If, for example, the asymmetry of the reverse magnetization voltage is increased, the time integral voltage available for reverse magnetization of the switching inductor increases. The asymmetrical AC voltage is preferably composed of a pure AC voltage component and a controllable DC voltage component.
In a reverse magnetization arrangement of the type described above, the direct voltage component of the reverse magnetization voltage advantageously contains a component proportional to the difference between the system direct currents in each system, such that the direct voltage component is reduced (increased) in the system with a higher (lower) load.
The reduction in the DC voltage component in the system with a higher load then leads to a reduction in the asymmetry of the reverse magnetization voltage; this also reduces the magnetizing voltage integral over time, i.e. the switch-on level is increased. The enlargement of the switch-on level in turn leads to a reduction in the output voltage and thus to a reduction in the output DC current.
The reverse is true for the system with lower loads. The direct voltage component dependent on the difference in the loads can advantageously be generated in such a way that there is a resistance in the reverse magnetization circuits of each system through which the difference between two auxiliary direct currents flows, each of which is proportional to the direct current of a system.
The auxiliary direct currents can be removed in a manner similar to that described above, direct current converters or alternating current converters, one or the other of which may be appropriate depending on the circuit in front of the rectifier. Instead of magnetically operating direct current converters, so-called mechanical direct current converters can also be used. Such a mechanical DC converter consists of a DC machine driven by an electric motor, which has a constant field excitation; the direct current to be measured is passed through the field of the machine. Since the excitation field of the generator is changed, so that the EMF of the DC armature changes proportionally with the main current to be measured.
Another possibility for generating the auxiliary direct currents is the use of Hall effect generators, which are located in the course of the direct current rails of the respective system.
When operating several rectifiers working in parallel on one load, it is often customary to switch on each system with a special switch, since switches for the total current of both systems may not be available. In this case, it is advantageous to put the control device, preferably via auxiliary contacts of the two switches, into action only when both switches are closed. The switch-on times of the two individual switches can namely, due to inaccuracies in the drive mechanisms, under certain circumstances lie apart by several periods of the alternating current. The system that was switched on first already carries a considerable current, while the system that has not yet been switched on carries zero current.
If the compensation control is already in operation, the system that was switched on first is reduced to zero. This control process can proceed so quickly that the control of the switch-off times of the loaded system cannot follow the change in load and therefore burns can occur on the contacts.
FIGS. 3 to 10 show exemplary embodiments of the invention. 3 and 4 explain the compensation scheme for switching rectifier systems in which the duration of the switch-on stage is controlled by measuring the pre-magnetization current of the choke coil that prevails at the moment of switch-on. FIGS. 5 to 10 relate to switching rectifiers in which a voltage integral over time that ended before switching on is decisive for the duration of the switch-on stage.
Fig. 3 shows a switching rectifier, which consists of two systems in a three-phase bridge circuit BE. The supply transformer 11 of this arrangement has a star-connected primary winding 12, a star-connected secondary winding 13 which feeds system I, and a further secondary winding 14 connected in a delta which feeds system II. From the terminals of the secondary winding 13 an alternating current line 15 leads to two push-pull contact devices 17 and 18. The contact devices 17 are, for example, each closed with a positive phase voltage, the contact devices 18 each closed with a negative phase voltage.
Under this condition, the busbar 21 receives a positive potential with respect to the busbar 22. In system 1I, the same applies to the contact devices 19 and 20, so that, for example, the busbar 23 becomes positive with respect to the busbar 24. In the circuit according to FIG. 3, the bus lines 22 and 24 are directly connected to one another; the positive busbars 21 and 23 then have different potentials because of the voltage harmonics of different phase positions, so that they can only be connected to one another with the interposition of a suction throttle 25. The DC voltage output by the system is decreased at 26 and 27.
In the AC supply lines to the contact devices 17, 18, 19, 20 switching throttles 28 are provided; In the present exemplary embodiment, they are used to generate a switch-off stage as well as to generate a switch-on stage. The switching inductor coils 28 have auxiliary windings 29 (system I) or 30 (system 1I; these auxiliary windings are used to control the switch-on stage length, for example according to one of the methods explained above with reference to FIGS. 1 and 2.
The switch-off bias windings and any additional auxiliary windings of the switching inductor coils are not provided for the sake of simplicity.
In Fig. 4, a circuit for controllable before magnetization of the systems shown in Figure 3 is shown separately according to the method explained with reference to FIG. The auxiliary windings 29 of the Sy stems I and 30 of the system 1I are excited in a known manner from auxiliary networks 31 and 32, the voltage of which is synchronous with the supply voltage of the relevant Sy stems, via rectifiers 33 and 34, respectively. The magnitude of the bias currents is determined by a fixed resistor 35 or 36 and an adjustable resistor 37 or 38.
The sliding contacts of the adjustable Wi resistors 37 and 38 are coupled to one another; they serve for the arbitrary setting of the pre-magnetization currents prevailing at the switch-on times for the purpose of modulating both systems according to the method explained in the first place above.
There are now in addition to the previously described before magnetization circuits for balancing control provided between the two systems. For this purpose, in the course of the alternating current rails 15 of the system 1, there are two alternating current converters 39 in a V circuit, which feed an intermediate converter 40. The intermediate converter has a number of taps 41 secondarily; it feeds a rectifier bridge circuit 42. The direct current supplied by the rectifier arrangement 42 flows through an ohmic resistor 43.
The same applies to system 1I. The converters are denoted by 44, the intermediate converter by 45, its taps by 46, the rectifier arrangement by 47 and the ohmic resistor by 48. The switching elements in the two syste men are sized as equally as possible.
When the individual rectifier systems are loaded, a direct current flows through the resistors 43 and 48, which is proportional to the load on the relevant Sy stems. As long as the loads on the systems, including the currents in resistors 43 and 48, are the same, nothing changes in the pre-magnetization ratios of the two systems, since the two direct currents in resistors 43 and 48 are opposite to one another.
The mode of operation of the equalization control will now be explained under the assumption that the load on system II for some reason will be higher than that of system I. The consequence of the increase in load is that the direct current flowing in resistor 48 becomes greater than that in resistor 43 flowing direct current. This results in an additional voltage in the circles 49-50-51-52 containing all the premagnetization windings, which results in an additional current flowing from point 52 via points 51, 50 and 49. This current reduces the bias currents in the system 11 and increases the bias currents in the system 1, as is readily apparent from the figure.
A reduction in the bias currents of the system 1I, however, causes an increase in the switch-on stages of this system, i.e. a reduction in the modulation. The opposite applies to system 1. The control device thus counteracts a mutual deviation in the loads on the two systems; Since this is a proportional regulation, a small difference in the loads remains. The size of this difference can be influenced by selecting different taps 41 and 46 on the intermediate converters 40 and 45, respectively.
The capacitors 53 and 54, which bridge the resistors 43 and 48, respectively, have the purpose of preventing the regulation from oscillating.
5 also shows a compensation control for two systems in a three-phase bridge circuit according to FIG. 3. In the circuit according to FIG. 5, however, in contrast to the circuit according to FIG. 4, the duration of the switch-on stage is determined by the size of the switching inductor during the de-energized pause measured back magnetizing voltage integral that has already ended at the moment of switch-on. According to FIG. 5, the reverse magnetization circuits each consist of the series connection of a reverse magnetization winding 29 of the switching choke coils 28 and the winding 55 of an auxiliary choke coil 56.
For the sake of simplicity, the cores 28 and 56 of the choke coils are shown in the drawing only in the outer reverse magnetization circuits. If necessary, a balancing resistor 57 is also present in each reverse magnetization circuit. The series circuit from the windings 55 and 29 is now due to an asymmetrical AC voltage, which is composed of a pure AC voltage component and a ver changeable DC voltage component.
The auxiliary choke coil 56 is dimensioned such that the magnetization current required for its remagnetization is smaller than the magnetization current of the switching choke coil and that it can absorb the pure alternating voltage component of the asymmetrical alternating voltage plus the voltages induced in the winding 29 without its core becomes unsaturated.
However, if the DC voltage component is added, the auxiliary choke coil is saturated during part of the alternating period; During this time, as already explained above, the entire voltage of the reverse magnetization circuit is applied to winding 29 of the switching inductor, so that its core is reverse magnetized as long as the voltage persists.
The period in which the reverse magnetizing voltage is effective essentially lasts from the point at which the auxiliary choke coil enters saturation until the next zero crossing of the reverse magnetizing voltage. The greater the asymmetry of the applied alternating voltage, the longer it is.
In the circuit according to FIG. 5, for each of the two systems I and 1I, the pure alternating voltage component of the reverse magnetization voltage is generated by a transformer 57 and 60, respectively. Both transformers 57 and 60 each have a triangle-connected primary winding 58 and 61 and a six-phase secondary winding 59 and 62. The voltages across the primary windings 58 and 61 are in phase with the voltages from the Secondary windings 13 and 14 of the supply transformer 11 of the system are released, or they rush ahead of them by a small Pha senwinkel.
Each phase of the secondary windings 59 and 62 supplies the alternating voltage component for a reverse magnetization circuit of the twelve switching throttles of the arrangement according to FIG. 3. The star points of the two secondary windings are directly connected to one another; the series circuits comprising auxiliary choke winding 55 and switching choke winding 29 are each connected to star points 63 and 64, respectively. An ohmic resistor 65 is located between the star points 63 and 64.
Between the star points of the two secondary windings 59 and 62 and an adjustable tap 66 of the resistor 65 is an ohmic resistor 67. The DC component of the reverse magnetization voltage is supplied together for all circuits by an adjustable DC voltage source 68 which is connected to the ends of the counter 67 .
In order to create a compensation control between the two systems I and II, two alternating current converters 69 are on the alternating current rails 15 of the system I and two alternating current converters 70 are provided on the alternating current rails 16 of the system II, each in a V circuit. The currents delivered by the wall learners are rectified by rectifiers 71 and 72; the resulting direct currents are proportional to the load on the respective system.
The outputs of the rectifiers are connected to one another by conductors 73 and 74 in such a way that when the system is in operation, a circulating current occurs which flows from right to left in conductor 74 and from left to right in conductor 73. The conductors 73 and 74 are connected to the ends of the ohmic resistor 65. If the loads on both systems are now the same, both converter arrangements emit the same current, so that no current can flow over the bridge 65 between the conductors 73 and 74. However, if the load on a system increases for any reason, a current flows through the resistor 65 which is proportional to the difference between the direct currents emitted by the two systems.
As a result of this current, there is a voltage drop across resistor 65. If it is assumed that the load on system I is the greater, then the left end of the resistor 65 receives a higher potential than the right end. As a result, the direct voltage component of the back magnetization voltages in system I is reduced, as can be seen from the polarity of source 68 shown. As a result, the temporal voltage integrals that magnetize the switching reactor cores back via the windings 29 are also smaller.
As a result, the switch-on levels in system I become larger, so that the direct voltage emitted by system 1 and thus also its load are reduced. For System II, the opposite applies in all points. The control device thus counteracts a mutual deviation between the two system loads.
With the help of the balancing resistors 57a, inequalities within the individual back magnetization circuits can be eliminated; the approximately in the middle of the resistor 65 located tap 66 is used to balance the back magnetization circuits of both Sy systems against each other.
The following information can serve as a guide for the dimensioning of the switching elements: With a load of the order of magnitude of 10,000 amperes per system, a circulating current of about 10 amperes flows in the converter circuit 71, 73, 72, 74; resistor 65 is about 2 ohms.
FIGS. 6 and 7 show a compensation control according to the principle explained with reference to FIG. 5, but for two three-phase systems. in suction throttle circuit. Here, the feed transformer has a triangular primary winding 80, a secondary winding 81 for system I and a secondary winding 82 for system 1I. The secondary windings are connected in star and electrically offset against each other by 60; their star points are connected to one another via a suction throttle 83.
Switching inductors 84 and contact devices 85 are usually located in the alternating current lines of both systems. The direct current rails 86 and 87 of the systems are connected to the consumer 90 via a single-pole high-speed circuit breaker 88 and 89, respectively. 91 is a smoothing reactor. The single pole switches 88 and 89 have auxiliary contacts 88a and 89a, respectively. A reverse magnetization winding 92 is provided on each switching inductor 84; any premagnetization and other auxiliary windings also present are not shown here.
For the purpose of balancing control between the two systems, 86 and 87 direct current converters 93 and 94 are provided in the course of the direct current rails. Each of these converters generates a direct current in a manner known per se, which is proportional to the direct current carried by the relevant direct current rail. As can be seen from the drawing, the converter outputs are connected in a circle with the connecting conductors 96 and 95 that when both systems are operated, a circular current flows in the conductor 95 from left to right and in conductor 96 from right to left.
As long as the loads on both systems are the same, conductors 96 and 95 have the same potential; however, if the loads are different, there is a potential difference between them, which can be taken at points <I> A </I> and <I> B </I>. The voltage removed at <I> A </I> and <I> B </I> is fed to a reverse magnetization circuit, which is shown in FIG. 7.
Similar to the circuit according to FIG. 5, in FIG. 7 the reverse magnetization windings 92 of the switching choke coils 84 are each in series with the winding 97 of an auxiliary choke coil. This series circuit is fed by an asymmetrical AC voltage, the pure AC voltage component of which is supplied by a transformer 98. The series circuits of the two choke coils are each connected to a star point 99 or <B> 100 </B> in the system; Two equal ohmic resistances 101 and 102 lie between the star points 99 and 100.
The voltage tapped at <I> A </I> and <I> B </I> in FIG. 6 is applied to the series connection of resistors 101 and 102; Between the junction C of the resistors and the secondary neutral point of the transformer 98, an adjustable DC voltage, which comes from the source 103, is applied.
As long as the loads on both systems are the same, points <I> A </I> and <I> B </I> have the same potential; the direct voltage component of the back magnetization voltage is then only given by the setting of the source 103. If, however, asymmetries occur in the load on the two systems, a current flows through the two resistors 101 and 102 which is proportional to the difference in the loads in the systems.
For example, if the load on system 1 is higher than that of system 1I, A is positive against B and therefore also against C; With the polarity of the source 103 drawn in, the DC voltage component of system 1 is accordingly reduced by the voltage drop between C and A. The degree of symmetry of the reverse magnetization voltage increases, the reverse magnetization voltage integral becomes smaller and consequently the switch-on level is larger. The load on system I is reduced in this way.
The reverse is true for the conditions in System II.
When the two systems are switched on by the high-speed circuit breakers 88 and 89 assigned to each system, it can now happen, as already mentioned, that one system is loaded several periods before the other. If in this period of extremely asymmetrical load the compensatory system according to the invention is effective in the systems, it can happen that the load on the system that is already switched on is reduced so quickly that the switching processes fall outside the current levels and the contacts are damaged. It is therefore advisable to make the Re gel device effective only when both individual switches 88 and 89 are switched on.
According to FIG. 6, this is done in such a way that the alternating excitation of the auxiliary transformers 93a and 94a for the converters 93 and 94 by auxiliary contacts 88a and 89a of the switches 88 and 89 in series is interrupted as long as these switches are open are. The transformers 93a and 94a are connected to the alternating voltage source 104 only when both switches are closed.
Instead of direct current converters, alternating current converters can also be used in the circuit according to FIG. 6 to obtain a direct current proportional to the load on the respective system. The circuit of such an AC converter is shown in dashed lines at 105; As you can see, two AC rails run through the converter in opposite directions. Instead of converters, the load-proportional auxiliary direct currents can also be generated by so-called Hall-effect generators. Such a circuit is shown in Fig. B.
The direct current rails 86 and 87 of the two systems 1 and 1I according to FIG. 6 are shown here in cross section; each rail is surrounded by an iron circle 120 and 121, which has an air gap at 122 and 123, respectively. A Hall effect generator 124 or 125 is arranged within each of the air gaps. These Hall effect generators consist of a material, preferably a semiconductor, with a particularly high Hall constant; they are plate-shaped. The Hall generator plates 124 and 125 are perpendicular to the plane of the drawing, both in the same direction, flowed through by a direct current.
Since the rails 86 and 87 also carry direct currents in the same direction, the magnetic fields in the air gaps 122 and 123 also have the same direction. The Hall voltages picked up at electrodes <I> 124a </I> and 124b or electrodes 125a and 125b are therefore rectified, so that for example <I> 124a </I> compared to <I> 124b </I> positive and 125a versus 125b is also positive.
The electrodes of the two Hall generators are connected to one another via a resistor 126 in such a way that their voltages are fully or partially balanced; the Hall current flowing through the resistor 126 is accordingly proportional to the difference between the Hall voltages of the two generators, that is to say also proportional to the difference between the direct currents carried by the rails 86 and 87. The voltage appearing at resistor 126 is amplified by an amplifier 127 and fed to the connections <I> A </I> and <I> B </I> of the reverse magnetization circuit (FIG. 7).
The equalization control can be used not only with two systems, but also with four, eight, sixteen, etc. systems, in which case the introduction of a further comparison circuit is associated with each duplication. FIGS. 9 and 10 show an example of such a multiple compensation control.
The overall system shown in simplified form in FIG. 9 consists of two double systems X and <I> Y, </I> of which the double system <I> X </I> consists of two three-phase systems I and 1I, and the double system Y consists of two three-phase systems III and IV, each in a suction throttle circuit, is composed. In FIG. 9, the four positive direct current rails of the four systems are designated by P1 to P4, the two negative busbars by N1 and N2. At P and N the consumer is connected.
It. it is assumed that the reverse magnetization of the switching chokes of the four systems, as was shown with reference to FIGS. 5 and 7, takes place with the aid of an asymmetrical AC voltage.
FIG. 10 shows the composition of the direct voltage component of the back magnetization voltage for the switching reactors of all four systems. Direct current converters 111, 112, 113, 114 are located in the course of the positive busbars P1 to P4, and direct current converters 115 and 116 are located in the course of the negative busbars N1 and N2. The adjustable direct voltage comes from a direct voltage source 103.
At the counter was 117 there is a DC voltage that is proportional to the difference between the currents carried by the busbars P1 and P2; Resistor 118 has the same task when comparing the currents flowing in P3 and P4, as does resistor 119 when comparing currents flowing in the negative busbars. At the terminals R (I) who the back magnetization circuits of Schaltdros seln the system I connected, which are designed in the same way as the back magnetization circuits of FIG. 7; the same applies to the terminals R (I1), R (11I) and R (IV).
From the circuit according to FIG. 10 it can be seen that the direct voltages tapped at these terminals contain three components, namely an adjustable, constant component, one from the load asymmetry in the double system <I> X </I> or <I> Y </I> dependent portion and a portion dependent on the load difference between the double systems <I> X </I> and <I> Y </I>.
A balance between the systems <I> X </I> and <I> Y </I> can also be made by comparing the currents of a positive busbar from X with a positive busbar from Y
The same procedure can be followed when the number of systems is doubled to eight, sixteen, etc. systems.