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Stromversorgungsgerät Die Erfindung bezieht sich auf Stromversorgungsgeräte, bei welchen der Verbraucher von einem Wechselstromnetz über eine Stromrichterschaltung in Form einer zwei-oder mehrphasigen Sternpunktschaltung odermshrphasigen Polygonschaltung, z. B. Dreieckschaltung, oder einer ein- oder mehrphasigen Brückenschaltung gespeist wird und die Steuerung der Speisung des Verbrauchers unter Benutzung mindestens einer steuerbaren Halbleiteranordnung vorgenommen wird.
Es ist bereits eine Mittelpunktgleichrichterschaltung bekanntgeworden, bei welcher zwischen der Mittelanzapfung des Transformators und dem gemeinsamen Pol der in den aufeinanderfolgenden Halbwellen für die Stromführung wirksam werdenden elektrischen Ventile ein in seiner Durchlässigkeit steuerbarer Transistor vorgesehen ist, der auch nach Art eines Schalttransistors betrieben werden kann. So ist beispielsweise (Schweizer Patentschrift Nr. 328880) eine Schaltungsanordnung zur Steuerung der von einer Wechselstromspeisequelle gelieferten Leistung mit Hilfe von Transistoren bekanntgeworden, bei der in Eintaktschaltung nur eine, in Gegentaktschaltung beide Halbwellen in untereinander gleicher Weise durch Änderung der Dauer der Stromdurchlasszeit der Transistoren die über den Verbraucher geführte Leistung auf verschiedene Werte gebracht werden soll.
Nach der Erfindung kann ein Stromversorgungsgerät mit getrennten Strompfaden für die verschiedenen Halbwellen zur Speisung eines Gleichstromverbrauchers aus einem Wechselstromnetz über Gleichrichter dadurch verbessert werden, dass in einem dieser Strompfade eine steuerbare Halbleiteranordnung vorgesehen ist, mit der die über diesen Strompfad geführte Halbwelle derart ausgesteuert wird, dass der Ver-
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sondern auch zeitliche Abschnitte, in denen der Strom über verschiedene Pfade fliesst, wie beispielsweise bei einer an ein Einphasennetz angeschlossenen Mittelpunktschaltung, zu verstehen. Auf diese Weise kann bei geringem Aufwand die Regelzeit sehr kurz gehalten werden. Eine weitere Verringerung des Aufwandes kann hiebei dadurch erreicht werden, dass nur in einzelnen Phasenleitungen bzw.
Halbwellenstromwegen einer Gleichrichterschaltung steuerbare Halbleiteranordnungen, in den restlichen Phasenleitungen (Halbwellenstromwegen) jedoch nichtsteuerbare Halbleiteranordnungen vorgesehen werden. Soweit es sich hiebei um eine Regelung auf konstante Werte handelt, ist es dann z. B. möglich, eine Änderung in den steuerbaren Halbwellenstromwegen schon innerhalb der einzelnen Perioden, u. zw. in einem solchen Sinne durchzuführen, dass diese den in den andern Stromwegen auftretenden Abweichungen entgegenwirkt. Auf diese Weise kann also bereits innerhalb der einzelnen Perioden, in denen z. B. einzelne Halbwellenstromwege gerade einen grösseren Strom führen, durch Herabdrücken des Stromes in den andern Stromwegen eine Ausregelung auf einen praktisch konstanten Mittelwert erreicht werden.
Unter Umständen kann es Vorteile bringen, zum Zwecke einer Regelung die steuerbaren Halbleiteranordnungen in Abhängigkeit von einer elektrischen Grösse der Stromversorgung, also beispielsweise der Ausgangsspannung oder dem Ausgangsstrom, zu steuern. Es kann sich auch eine solche Anordnung als zweckmässig erweisen, in welcher sowohl eine Regelung abhängig von der Spannung als auch eine solche abhängig vom Strom erfolgt, wenn es erwünscht ist, in der Anlage ausser der Regelung auf eine vorbestimm-
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te bzw. konstante Spannung auch eine Regelung auf Begrenzung des von der Anlage gelieferten Stromes herbeizuführen, sofern der Strom dazu neigt, einen gewissen als oberen Grenzwert anzusehenden Betrag zu überschreiten.
Für manche Fälle kann es von Vorteil sein, der Einrichtung eine solche Charakteristik zu geben, dass die Begrenzung auf einen Maximalstrom nicht plötzlich, sondern allmählich entsprechend einer vorbestimmten Charakteristik einsetzt.
Eine solche erfindungsgemässe Anordnung bringt den Vorzug mit sich, dass über einen der Halbwel- lenzweigederbenutztenGleichrichterbrückeoderüber einender Aussenleiter bzw. Phasenleiter der Gleich- richterschaltung auch dauernd ein Strom geliefertwerdenkann, während gleichzeitig in dem andern Aussen- leiter bzw. Phasenleiter oder dem andem Halbwellenstromdurchgangsweg der Gleichrichterbrücke eine entsprechende Steuerung der Stromführung stattfindet. Das Wesen des Erfindungsgegenstandes läuft in sei- ner allgemeinsten Form also darauf hinaus, dass der Formfaktor der jeweilig benutzten Gleichrichterschaltung verändert werden kann, wobei aber keine Unterbrechung der Stromführung in Kauf genommen zu werden braucht.
Nach einer Weiterbildung der Erfindung kann für einen vereinfachten Aufbau und eine vereinfachte
Arbeitsweise der Anordnung, wenn in ihr als steuerbare Halbleiteranordnung ein Halbleiterstromtor benutzt wird, welches also in einem bestimmten Zeitwert während des Verlaufes einer Spannungshalbwelle die S'-romführung während dieser übernimmt, damit für die Durchführung der Regelung kein besonderer Verstärker benutzt zu werden braucht, aus dem Arbeitsverhalten einer Zenerdiode Nutzen gezogen werden, indem ihr steiler Kennlinienteil benutzt wird für die Erzeugung des Spannungsabfalles an einem zu ihr in Reihe liegenden Widerstand, an welchem die Regelabweichung bzw. ein dieser proportionaler Wert für die Durchführung der Regelung abgenommen wird.
Bekanntermassen haben Zenerdioden, wie auch steuerbare Halbleiteranordnungen, wie Transistoren, einen gewissen Temperaturgang, so dass also ihre Kennlinie temperaturabhängig verändert bzw. verlagert wird. Sollte diese Erscheinung im Rahmen einer erfindungsgemässen Lösung unerwünscht sein, so kann eine entsprechende Kompensationsanordnung vorgesehen werden, wobei entweder je eine Kompensationseinrichtung für jedes in seinem Temperaturgang zu kompensierende Schaltelement oder für alle in ihrem Temperaturgang zu beherrschenden Schaltelemente eine entsprechende gemeinsame Kompensationseinrichtung benutzt wird.
Gegebenenfalls kann im Rahmen der Erfindung der Aufbau der Anlage derart gewählt werden, dass bereits im System an sich vorhandene Schaltelemente als integrierende Bestandteile einer solchen Kompensationseinrichtung bemessen und ausgenutzt werden.
Zur näheren Erläuterung der Erfindung an Hand einiger Ausführungsbeispiele wird nunmehr auf die Figuren der Zeichnung Bezug genommen, bei deren Erläuterung sich noch weitere technisch vorteilhafte in Verbindung mit der grundsätzlichen Erfindung benutzbare Einzelmerkmale ergeben werden.
In Fig. 1 bezeichnet 1 die Sekundärwicklung eines Transformators. Dieser bildet ein Element einer zweiphasigen Sternpunkts-bzw. einer Mittelpunktsgleichrichterschaltung. Zu diesem Zwecke sind als elektrische Ventile die nicht steuerbaren Halbleiteranordnungen 2a und das steuerbare Halb'leiterelement 3 vorgesehen, dem eine nicht steuerbare Halbleiteranordnung 2b vorgeschaltet ist, die einen Strom in der Richtung von der Transformatorwicklung nicht durchlässt. In der gemeinsamen Leitung für die beiden Halbwellen des Wechselstromes zwischen dem Punkt 4 der Schaltung und der Mittelanzapfung 5 der Sekun- därwicklung l des Transformators liegen in Reihe der zu speisende Belastungswiderstand bzw. Verbraucher 6 sowie gegebenenfalls eine Glättungsdrossel 7.
Zur Steuerung des Durchlassverhaltens der Halbleiteran- ordungenbzw. desFlächentransistors S wird eine Spannung benutzt, die mittels der verstellbaren Kontakte 8 bzw. 9 an dem Potentiometerwiderstand 10 abgenommen wird, der an seinen Klemmen 11 und 12 von einer Hilfsgleichspannung gespeist wird.
Zur näheren Erläuterung der Wirkungsweise einer solchen Schaltung wird nunmehr auf die Kurvenschaubilder nach den Fig. 2 - 7 Bezug genommen. Die Fig. 2,4, 6 veranschaulichen jeweils ein entsprechendes Spannungskurvenschaubild, die Fig. 3,5, 7 ein entsprechendes Stromkurvenschaubild.
Die Fig. 4 und 5 veranschaulichen die Verhältnisse, wenn an die Stromrichterschaltung vom Wechsel- stromnetz die normale Wechselspannung geliefert wird, die Fig. 2 und 3, wenn von dem Wechselstrom- letz eine gegenüber der normalen niedrigere Spannung bzw. Unterspannung geliefert wird, und schliesslich die Fig. 6 und 7, wenn von dem Wechselstromnetz gegenüber dem Normalwert ein höherer Spanlungswert geliefert wird bzw. in jenem Überspannung besteht.
In diesen Kurvenschaubildern sind jeweils die nachfolgenden Bezeichnungen gewählt. U, bezeichnet lie Wechselspannung der einen Halbwelle, und Ug bezeichnet die Wechselspannung der andern Halbwel- e, welche allerdings jeweils beide in dem Kurvenschaubild schon im Zustand ihrer Gleichrichtungge-
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zeigt sind. In Anlehnung an die Fig. 1 ist jeweils die Spannungshalbwelle, welche zu einem Strom in Durchlassrichtung über das obere Ventil 2a führt, durch den Index 2 gekennzeichnet, und diejenige Spannungshalbwelle, welche zu einem Stromfluss über die steuerbare elektrische Halbleiteranordnung 3 führt, ist mit dem Index 3 gekennzeichnet.
Die gleiche sinngemässe Kennzeichnung ist auch für die Ströme gewählt, die ihren Weg über die elektrischen Ventileinrichtungen 2 bzw. 3 nehmen. Die Gleichspannungsmittelwerte, welche den in der Flussrichtung der Ventile treibenden Wechselspannungen über eine Wech-
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chende über eine Periode sich ergebende mittlere Gleichstrom mit J gekennzeichnet.
Wie bereits ausgeführt, veranschaulichen die Fig. 4 und 5 nach Spannung bzw. Strom denjenigen Zu- stand der Anlage, in welchem für die Lieferung der vorbestimmten konstanten Ausgangsspannung U vom Wechselstromnetz die angenommene Normalspannung geliefert wird. Damit die erfindungsgem ; e An- ordnung sowohl den Fall der wechselstromseitigen Unterspannung als auch den Fall der wechselstromsei- tigen Überspannung beherrschen kann, damit am Ausgang der Stromrichteranordnung der vorbestimmte bzw. konstante Gleichspannungswert geliefert wird, muss also in dem Zustand gemäss dem Kurvenschaubild nach Hg. 4 die Anordnung auf einen mittleren Gleichspannungswert mit Hilfe der steuerbaren Halbleiter- anordnungen 3 gesteuert sein. Das ist in dem Kurvenschaubild nach Fig. 4 auch eindeutig zu erkennen.
In der Darstellung ist die vereinfachte Annahme gemacht, dass das Ventil 2 in seiner Durchlassrichtung praktisch keinen Widerstand aufweist, so dass also die von der Sekundärwicklung 1 des Transformators ge- lieferte Wechselspannung identisch ist mit der Spannung, die zwischen der Kathode des Ventils 2 und dem
Mittelpunkt der Transformatorwicklung 1 auftritt. In der Fig. 4 ist daher die volle Wechselspannungshalb- welle Us zu erkennen, die dann auftritt, wenn am oberen Ende der Sekundärwicklung 1 positive Polarität besteht.
In der nachfolgenden Halbperiode, in welcher am unteren Ende der Transformatorwicklung 1 positive Polarität herrscht, wird von dieser die Spannungshalbwelle geliefert, welche durch die Steuerung der steuerbaren Halbleiteranordnungen 3 auf einen vorbestimmten Widerstandswert in seiner Durchlassrichtung auf den Wert herabgesetzt ist, wie er in Form der Spannungskurve U3 in Fig. 4 veranschaulicht ist. Jeder der beiden Spannungshalbwellen Ubzw. U ; entspricht ein bestimmter mittlerer Gleichspannungswert, bezogen auf den Zeitwert der Periode des Wechselstromes, wie sie durch die beiden Werte
Ug2 und Ug3 veranschaulicht sind.
Beide Gleichspannungswerte Ug2 und Ug3, bezogen auf die gesamte
Periode, ergeben die Summenspannung Ut6, dise zwischen den Ausgangsleitungen der Ventile und dem Mittelpunkt der Transformatorwicklung 5 auftritt und die Spannung am Gleichstromverbraucherbestimmt.
Im Stromschaubild nach Fig. 5 sind die entsprechenden Verhältnisse für den Strom J über das Ventil 2, den Strom J3 über die steuerbaren Halbleiteranordnungen 3 und die diesen Wschselstromhalbwellen entsprechenden auf den Zeitwert der Periode des Wechselstromes bezogenen Gleichstrommittelwerte Jg2 und Jg3 sowie den auf den Zeitwert der Periode mit seinem Mittelwert bezogenen Gesamtstrom, der über die Anordnung fliesst, zu erkennen. Diese Verhältnisse nach den Fig. 4 und 5 wurden erreicht, indem gemäss Fig. 1 mittels der am Potentiometer 10 abgenommenen Steuerspannung die steuerbare elektrische Halbleiteranordnung 3 auf einen entsprechenden Widerstandswert ausgesteuert wurde. Es ist in diesem Falle an eine stetige Aussteuerung des Transistors 3 gedacht worden.
Im Rahmen der Erfindung kann jedoch gegebenenfalls als steuerbare elektrische Halbleiteranordnung 3 auch eine solche vom Charakter eines Halbleiterstromtores benutzt werden, worauf im Verlaufe der Beschreibung noch näher eingegangen werden wird.
Wie bereits ebenfalls angeführt, veranschaulicht die Fig. 2 denjenigen Zustand einer Stromrichteranlage, in welchem vom Wechselstromnetz eine geringere Spannung als die angenommene normale Spannung geliefert wird oder, kurz gesagt, das Netz also gegenüber seinem Normalwert Unterspannung hat.
Offensichtlich muss also in diesem Falle dafür Sorge getragen werden, dass nunmehr der über die steuerbare elektrische Halbleiteranordnung 3 gelieferte Spannungsbetrag U'3 und Strombetrag f3 einen entsprechend grösseren anteiligen Wert annehmen, damit am Ausgang der Anordnung der Normalwert oder konstante erwünschte Wert der Gleichspannung Ug6 und der diesem entsprechende, Wert des Gleichstromes Ig6 geliefert werden.
Die Wechselspannung U'2 nach Fig. 2 hat nach der Annahme also in diesemFalle einen geringeren Scheitelwert als die Wechselspannung U2 im Falle der Fig. 4. Ihr entspricht ein geringerer mittlerer Gleichspannungswert U'gn. Da nach wie vor der auf die Zeit einer Periode bezogene mittlere Gleichspannungswert den Wert Ug6 haben muss, muss nunmehr zwischen dem Ausgang der steuerbaren elektri-
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sehen Halbleiteranordnung 3 und dem Mittelpunkt 5 der Sekundärwicklung 1 des Transformators eine Wechselspannungshalbwelle auftreten, die die Kurvenform U 3'hat, damit sich dieser entsprechend ein mittlerer Gleichspannungswert, bezogen auf die Periode des Wechselstromes, vom Wert U'g3 ergibt,
so dass die Summe aus U'g2 und U'g3 gleichder erwünschten Gleichspannung U"ist, die sich, bezogen auf die Periode des Wechselstromes, als die mittlere Gleichspannung ergibt, welche die Speisung des Gleichstromverbrauchers bestimmt.
Sinngemäss ergeben sich im Stromschaubild nach Fig. 3 die entsprechenden Verhältnisse für die Ströme. J* ! veranschaulicht die Stromhalbwelle des Wechselstromes über das Ventil 2, J'3 die entsprechende Halbwelle des Wechselstromes über die steuerbare elektrische Halbleiteranordnung 3. Jeder dieser Stromhalbwellen entspricht ein auf die Periode des Wechselstromes bezogener Gleichstrommittelwert Jgg und gg. Die Summe dieser Gleichstrommittelwerte ergibt den Strom Ja als Verbraucherstrom.
In den Fig. 6 bzw. 7 sind, wie bereits angeführt, diejenigen Verhältnisse kurvenmässig veranschaulicht, welche sich dann ergeben, wenn auf der Wechselstromseite eine entsprechende Überspannung auftritt. Die Wechselspannungshalbwelle, die zur Stromführung über das Ventil 2 Anlass gibt, hat nunmehr einen grösseren Scheitelwert als die Wechselspannung U2 nach der Fig. 4.
Da nunmehr dieser Wechsel- spannungshalbwelle U'x, bezogen auf den Zeitwert der Periode des Wechselstromes, eine höhere mittlere Gleichspannung vom Wert ouzo entspricht, braucht zur Erreichung des Ausgangswertes Ug6 der Gleichspannung über die steuerbare elektrische Halbleiteranordnung 3 nur noch zwischen dem Ausgang dieser elektrischen Halbleiteranordnung 3 und. der Mittelanzapfung 5 der Sekundärwicklung des Transformators 1
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als der Summenwert aus UH g2 und U"g3 ergibt. Im Stromschaubild nach Fig. 7 ergeben sich solche Verhältnisse, dass JHZ einen grösseren Wert als nach Fig. 5 hat.
Dieser Stromhalbwelle entspricht somit bereits ein grösserer Gleichstrommittelwert J'go als nach der Fig. 5. Es braucht somit sinngemäss nur noch ein entsprechend kleinerer Betrag als Gleichstrommittelwert J"gg geliefert zu werden, damit sich der erwünschte Gleichstrom Jg6 über den Verbraucher ergibt.
Bei einer solchen erfindungsgemässen Anordnung wird die elektrische Halbleiteranordnung 3 nur mit einer relativ geringen Verlustleistung beansprucht. Um das zu veranschaulichen, sind ausser den bisher bereits in den Kurvenschaubildern benutzten Bezeichnungen in diese noch in den Fig. 4 und 6 die Differenzspannungswerte der Scheitelwerte der beiden Spannungshalbwellen eingetragen. Für die Betrachtung wird der Einfachheit halber in gleicher Weise, wie es für das obere elektrische Ventil 2 angenommen worden ist, unterstellt, dass an der Halbleiteranordnung 3 im Zustand seiner vollen Durchlässigkeit praktisch ebenfalls kein Spannungsabfall auftritt. Für die elektrische Belastung der Halbleiteranordnung 3 sind in jedem Falle der an ihm auftretende Spannungsabfall und der ihn durchfliessende Strom, also das Produkt beider, bestimmend.
Aus den Kurvenschaubildernnach den Fig. 2 und 3 ist bei der angenommenen Vereinfachung zu erkennen, dass die Sekundärspannung des Transformators so gewählt wurde, dass sich gerade die erforderliche Ausgangsspannung Ug6 ergibt, wenn die elektrische Halbleiteranordnung 3 auf den Wert ihrer grössten Durchlässigkeit ausgesteuert ist, also nach der Annahme praktisch den Spannungsabfall Null in Durchlassrichtung aufweist. Besteht aber an der elektrischen Halbleiteranordnung 3 in ihrer Durchlassrichtung praktisch der Spannungsabfall Null, so ist auch die Durchgangsleistung, die von ihr zu beherrschen ist, praktisch sehr klein.
Im Falle einer Netzüberspannung, wie sie an Hand der Fig. 6 und 7 erläutert worden ist, ergibt sich ebenfalls nur eine geringe Verlustleistung an dem elektrischen Ventil 3, denn obwohl nunmehr der von der elektrischen Halbleiteranordnung 3 zu übernehmende Spannungswert grösser geworden ist, ist gleichzeitig der über dieses Ventil fliessende mittlere Gleichstromwert JH g3 kleiner geworden, so dass sich also als Produkt ein relativ kleiner Verlustleistungswert an der Halbleiteranordnung 3 ergibt.
Der Verlustleistungswert, der sich im Falle der Fig. 4 ergibt, hat einen entsprechenden Mittelwert zwischen diesen beiden äussersten Grenzwerten, welche sich dann ergeben, wenn der höchste durch eine. erfindungsgemässe Schaltung zu beherrschende Überspannungswert und der nach ihr zu beherrschende geringste Unterspannungswert der Netzspannung auftreten.
Um den technischen Fortschritt, der durch die Erfindung erreicht wird, gegenüber der erwähnten bekannten Schaltung zu erläutern, wird auf die in Fig. 8 gezeigte Schaltung Bezug genommen. In dieser bezeichnet wieder 1 die Sekundärwicklung eines Transformators. Von dieser wird über die beiden Gleichrichterventile 2a und 2b der Verbraucher 6 über die steuerbare Halbleiteranordnung 3a gespeist, wobei wieder gegebenenfalls in Reihe mit dem Verbraucher eine Drossel 7 benutzt sein kann. Bei einer solchen Schaltung ergeben sich die Verhältnisse, wie sie in den Kurvenschaubildern nach den Fig. 9 - 12 veran-
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schaulicht sind. In den Fig. 9,11 und 12 sind wieder die gleichartigen Spannungsverhältnisse bezüglich der speisenden Wechselspannung angenommen.
Fig. 11 soll also den Zustand veranschaulichen, in welchem durch eine entsprechende Steuerung der elektrischen Halbleiteranordnung 3a der Ausgangswert der Gleichspannung bei einem vorausgesetzten normalen Wechselspannungswert geliefert wird. Fig. 9 veranschaulicht wieder den Fall, wobei im Netz gegenüber dem angenomrnenen Normalwert Unterspannung, und Fig. 12 den Fall, wo im Netz gegenüber dem angenommenen Normalwert Überspannung besteht. Die Bezeichnungen für die Spannungen und die Ströme, die jeweils entweder als Durchlassströme in den einzelnen Ventilen auftreten bzw. als Spannungen zwischen der Kathode des einzelnen Ventils und dem Mittelpunkt der Schaltung bzw. der Mittelanzapfung des Transformators geliefert werden, sind jeweils wieder in gleichartiger Weise sinngemäss gekennzeichnet, wie es in den Fig. 2 - 7 der Fall war.
Zusätzlich ist in diese Schaubilder noch der Spannungswert eingetragen, der nunmehr als Spannungsabfall Ug3a an der elektrisch steuerbaren Halbleiteranordnung 3a in Reihe zum Verbraucher 6 und der Drossel 7 auftritt. Zwischen dem Ausgang jedes der Ventile 2a und 2b und der Mittelanzapfung 5 der Schaltung tritt je eine gleich grosse Wechselspannungshalbwelle auf. Die diesen entsprechenden Gleichstrommittelwerte
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Kollektorelektrode des steuerbaren Halbleiterelementes 3a die Gleichspannung Ug.
Die Wirkung, die die steuerbare Halbleiteranordnung 3a zu erfüllen hat, ist also jeweils daran gebunden, dass über diese der volle Verbraucherstrom fliesst, so dass an dieser eineverlustleistung auftritt, welche bestimmt ist durch den Stromwert und den jeweiligen Differenzspannungswert, der durch den Spannungsabfall der elektrischen
Halbleiteranordnung3ainbezugaufdendem vollen Wechselspannungsscheitelwert entsprechenden Gleichspannungsmittelwert zu schaffen ist, damit sich am Ausgang der erwünschte Gleichspannungswert Ug- Ug3a=Ug6 ergibt, der für die Speisung des Verbrauchers bestimmend ist.
Bereits aus diesen Hinwei- sen ist zu erkennen, dass die Verlustleistung, welche der Transistor nach einer solchen bekannten Schaltung zu übernehmen hat, wesentlich grösser ist als diejenige, die er bei einer erfindungsgemässen Anordnung nach Fig. 1 zu übernehmen braucht.
Bei diesen vorstehenden Betrachtungen ist der Gleichspannungsabfall an der Drossel 7 vernachlässigt worden. Für die Veranschaulichung der Stromverhältnisse ist das eine gezeigte Kurvenschaubild nach Fig. 10 kennzeichnend, denn es ist kennzeichnen für jeden der verschiedenen Zustände des Netzes.
Die Anwendung der Erfindung ist jedoch nicht auf eine solche Anordnung beschränkt, bei welcher nur in einem der schaltungsmässigen Halbwellen-Wechselstromzweige eine steuerbare Halbleiteranordnung vorgesehen ist. Es kann vielmehr auch an die Stelle des Ventils 2 in der Fig. 1 eine steuerbare Halbleiteranordnung treten, so dass dann in jedem der einzelnen Halbwellen-Wechselstromwege je eine steuerbare Halbleiteranordnung vorhanden ist. Das ist in der beispielsweisen Schaltung nach Fig. 13 der Zeichnung veranschaulicht. Soweit in dieser Figur die gleichen Schaltungselemente wie in Fig. 1 vorhanden sind, sind für diese der Einfachheit halber die gleichen Bezugszeichen beibehalten worden.
An Stelle des Ventils 2a ist hier eine steuerbare Halbleiteranordnung 13 gesetzt, der jedoch eine nichtsteuerbare Halbleiteranordnung 2a vorgeschaltet ist, die einen Strom nur in der Richtung vom Transistor nicht durchlässt.
Es sind also hier zwei steuerbare Halbleiteranordnungen 3 und 13 vorhanden. Zur Steuerung der Halbleiteranordnung 13 ist eine weitere Hilfsschaltung vorgesehen, welche aus dem Potentiometer 14 mit den Abgriffen 15 und 16 und einer an dessen Klemmen 17,18 angeschlossenen Steuergleichspannungsquelle besteht. Aus dieser Schaltung ist abzulesen, dass nach ihr gleichartige Effekte wie mit einer Anordnung nach Fig. 1 erreicht werden können.
Darüber hinaus hat diese Anordnung jedoch den Vorzug, dass auch die nach Fig. 1 in ihrem Wert festen Wechselspannungsanteile, wenn die Halbleiteranordnung 13 durch- lässigist, in ihrem Wert am Ausgang dieser Anordnung herabgesetzt werden können, so dass nunmehr eine beliebige Summenbildung aus einem Wechselspannungsanteil und einem entsprechenden Gleichspannungsanteil, bezogen auf die Periode des Wechselstromes, aus Teilbeträgen beider Wechselspannungswellen vorgenommen werden kann. Dabei ist der Ausgangswert dann wieder durch die Summe der mittleren Gleichspannungswerte bestimmt, die, bezogen auf die Periode des Wechselstromes, den Ausgangswerten zwischen der Kathode der einzelnen steuerbaren Halbleiteranordnung und der Mittelanzapfung des Transformators 5 entsprechen.
Eine solche Schaltung ermöglicht auch beispielsweise zur Bildung einer entsprechenden Summenausgangsspannung in beiden Halbwellenstromwegen mit den Halbleiteranordnungen bei einer abweichenden Aussteuerung derselben oder auch wahlweise nur mit dem einen der beiden Halbleiteranordnungen 3 oder 13 als Steuerglied zu arbeiten, während gleichzeitig das andere mit einem bestimmten konstanten Wert, beispielsweise seinem grössten Durchlasswert, benutzt wird. Es kann ausserdem dadurch in diesem Fall eine
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beliebige relative Aufteilung der an den beiden Halbleiteranordnungen 3 und 13 auftretenden elektrischen Verlustleistungen stattfinden.
Nach diesen Darlegungen erscheinen besondere Kurvenschaubilder für die verschiedenen Netzspannungsverhältnisse entbehrlich, da sie nach den bereits zur Schaltung nach Fig. 1 gegebenen Erläuterungen sinngemäss entwickelt werden können.
Fig. 14 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel für die Anwendung der Erfindung in einem solchen Falle, wenn an Stelle eines stetig ausgesteuerten Transistors, wie z. B. 2'nach Fig. 8, in einem der HalbwellenstromzweigeeinHalbleiterstromtor31 benützt wird. Die in dieser Schaltung vorhandene, nicht steuerbare Halbleiteranordnung 2 sorgt wieder, wie es bereits früher erläutert worden ist, dafür, dass trotz einer verschiedenartigen Aussteuerung von31 betriebsmässig keine Stromunterbrechung in der Speisung des Verbrauchers auftreten kann.
Soweit im Ausführungsbeispiel nach Fig. 14 wieder die gleichartigen Schaltungselemente wie in Fig. 8 vorhanden sind, so sind für die Zwecke einer einfacheren Übersicht über den Zusammenhang der beiden Schaltungen in beiden Figuren für diese Schaltungselemente die gleichen Bezugszeichen benutzt worden.
Die Steuerung des Halbleiterstromtores 1 nach diesem Ausführungsbeispiel der Fig. 14 erfolgt in der nachstehend beschriebenen Weise.
Auf dem Eisenkern des Haupttransformators ist zusätzlich zu der Sekundärwicklung 1 eine weitere Sekundärwicklung la vorgesehen. Die von beiden Sekundärwicklungen gelieferten Spannungen sind daher phasengleich. Die von der Sekundärwicklung la gelieferte Spannung bildet die Hilfswechselspannung in einem Stromkreis, der eine Drossel bzw. einen Transduktor 37 mit Sättigungswinkelsteuerung enthält, wobei 35 das zu dieser Drossel bzw. diesem Transduktor gehörige elektrische Ventil bezeichnet. Zu dieser Drossel 37 mit Sättigungswinkelsteuerung gehört ferner, um den Zeitpunkt ihres Überganges in die Sättigung bzw. das von ihr in jeder Wechselspannungsperiode übernommene Spannungszeitintegral in vorbestimmter Weise einstellen zu können, die Steuermagnetisierungswicklung 38.
Diese liegt in einem Steuerkreis, der an seinen Anschlüssen 11 und 12 von einer geeigneten Spannungsquelle gespeist wird, welche ihren Strom über den Widerstand 10 schickt, an welchem wie bei einem Potentiometer die beiden einstellbaren Abgriffe 8 und 9 vorgesehen sind. Dieser Steuerkreis enthält in bekannter Weise einen zusätzlichen ohmschen Widerstand 39 oder einen entsprechenden geeigneten induktiven Widerstand.
Je nach der Einstellung der Steuermagnetisierung an der sättigungsfähigen Drossel 37 und das dadurch an dieser bestimmte Spannungszeitintegral wird mit dem Übergang der Drossel 37 in die Sättigung an dem
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Ausdrucksweise gezündet wird und somit dann für die Speisung des Verbrauchers 6 über den restlichen Teil der Halbperiode des Wechselstromes durchlässig ist.
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entsprechenden Spannungs-bzw. Stromverhältnisse,anordnung nach Fig. 14 ergeben, sind des näheren in den Kurvenschaubildern nach den Fig. 15, 17,19 bzw. 16, 18,20 veranschaulicht. Diesen Kurvenschaubildern sind noch jeweils die Kurvenschaubilder 21, 22,23 für den Verlauf der Zündspannung Uz, durch welche das Halbleiterstromtor 31 auf Durchlass gesteuert bzw. gezündet wird, zugeordnet.
Der zeitliche Zusammenhang zwischen den Zündspannungs- Schaubildern, den Spannungskurvenschaubildern nach den Fig. 15, 17,19 und den Stromkurvenschaubildern nach den Fig. 16, 18, 20 ist dadurch
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den Zeitpunkt des möglichen frühesten Beginns des Stromflusses über das Stromtor und t den Endzeitpunkt dieser Halbperiode des Wechselstromes. tz ist der Zeitpunkt, in welchem das Stromtor gezündet bzw. auf Durchlässigkeit gesteuert wird und durchlässig wird.
In den vorausgehend beschriebenen Ausführungsbeispielen ist jeweils eine Anordnung zur Steuerung der Speisung des Verbrauchers wiedergegeben. Wie bereits angeführt, kann die Erfindung aber auch dann mit Vorteil angewendet werden, wenn die Verbraucherausgangsspannung auf einen bestimmten Wert, insbesondere einen konstanten Wert, geregelt werden soll und gegebenenfalls in Verbindung damit zusätzlich gleichzeitig eine Strombegrenzung des maximal von dem Stromrichter bezogenen bzw. gelieferten Stromes eintreten soll.
Zur näheren Erläuterung einer solchen Anordnung wird nunmehr auf die Fig. 24 der Zeichnung Bezug genommen. Soweit in dieser Darstellung wieder die gleichen Schaltungselemente vorhanden sind wie in Fig. l, sind der Einfachheit halber für diese die gleichen Bezugszeichen beibehalten worden. Die Schaltung enthält also wieder einen Transformator T, dessen für die Speisung des Verbrauchers wirksame Sekun-
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därwicklung mit 1 bezeichnet ist. Die Schaltung enthält weiterhin das nichtsteuerbare Ventil 2a und die steuerbare Halbleiteranordnung 3, der eine nichtsteuerbare Halbleiteranordnung 2b vorgeschaltet ist. Der Verbraucher ist wieder mit 6 bezeichnet und die gegebenenfalls fürGlättungszwecke benutzteDrossel mit 7.
Um die Anordnung auf konstante Ausgangsspannung zu regeln, ist ein Spannungsteilerwiderstand 19 vorgesehen, der zwischen die Gleichstrompole der Schaltung über eine Gleichrichterbrücke 20 eingeschaltet ist. Der Spannungsteiler 19 besitzt einen einstellbaren Abgriff 19a. Das untere Ende 19b des Spannungsteilers 19a ist über die Leitung 21 an den Emitter 3e der Halbleiteranordnung 3 angeschlossen. Über den
Umschalter 22 kann die Leitung 23 wahlweise mit dem oberen Ende 19c des Spannungsteilerwiderstandes oder dem Abgriff 19a desselben in leitende Verbindung gebracht werden, so dass im ersteren Falle der der Istspannung proportionale Spannungswert durch den Spannungsabfall am gesamten Spannungsteilerwiderstand 19, im letzteren durch den Spannungsabfall an einem Teilwiderstand desselben bestimmt ist.
Die Leitung 23 ist an das rechte Ende eines Widerstandes 24 in einem Sollwertgeber SG angeschlossen.
Dieser Widerstand 24 liegt in Reihe mit der Zenerdiode 25 an den Gleichstrompolen einer Gleichrichter- brücke 26, die über die Sekundärwicklung 1 t des Transformators T gespeist wird. Der Kondensator 27 dient zur Glättung der von der Gleichrichterbrücke 26 gelieferten Ausgangsgleichspannung. Durch die Zenerdiode 25 ist in der Anordnung ein Sollwert festgelegt. Wie aus der an den Gleichstrompolen des Verbrauchers 6 eingetragenen Polaritätund der Schaltung an sich zu erkennen ist, wird die an dem Spannungsteiler 19 jeweils abgegriffene Istspannung der Spannung an der Diode 25 entgegengeschaltet.
Der Vergleichswert beider Spannungen bestimmt dann die Spannung, m : t welcher die Halbleiteranordnung 3 an ihrer Steuerstrecke ausgesteuert wird, so dass sie dann einen entsprechenden Widerstandswert an ihrer Emitter-Kollektor- Strecke bzw. Arbeitsstrecke besitzt. Durch die Benutzung des Umschalters 22 können zwei verschiedene Werte an dem Spannungsteiler 19 nach Wahl abgegriffen werden, was sich dann als zweckmässig ergibt, wenn das Gerät abwechselnd verschiedene Ausgangsspannungen abgeben soll, beispielsweise um eine Batterie entweder aufzuladen oder den Ladungszustand zu erhalten, nur mit einem sehr geringen Strom
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entsprechend verschiedene Sollspannungswerte vorgetäuscht.
Die Schaltung enthält weiterhin noch eine Hilfseinrichtung, um den von dem Gerät gelieferten Stromwert auf einem bestimmten maximalen, entweder konstanten Wert oder einen nach einer gewissen abfallenden Kennlinie zunehmenden Strom bei abnehmender Spannung zu regeln, also das Gerät nach einer geknickten Stromspannungskennlinie bzw. J-U-Kennlinie auszuregeln, wenn J den Ausgangsstram und U die Ausgangsspannung an dem Gerät bezeichnen. Zur Erreichung dieses Effektes enthält die Schaltung er-
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B.Wicklungen für die konstante Vormagnetisierung zur Festlegung des Arbeitspunktes des Reihentransduktors mit 28c und 28d und die Steuerwicklungen des Transistors schliesslich mit 28e und 28f.
Die Wicklungen 28c und 28d für die konstante Vormagnetisierung sind an die Gleichstrom-Ausgangsklemmen der Gleichrichterbrückenschaltung 20 über den Reihenwiderstand 29 angeschlossen. 30 bezeichnet die Sekundärwicklung des Transformators T, über welche die Hilfsspannung für die Regeldrossel 28 geliefert wird, zufolge welcher ein entsprechender Strom durch die Arbeitswicklungen 28a und 28b der Reihentransduktoranordnung sowie über die Gleichrichterbrücke 20 fliesst. Diese Gleichrichterbrücke 20 wirkt, solange der Strom, welcher zufolge der Verbraucherspannung über die Gleichrichterventile 20 fliesst, grösser ist als derjenige Strom, der seinen Weg über die Arbeitswicklungen 28a und 28b nimmt, im Arbeitsstromkreis der Regeldrossel praktisch nur als ein Kurzschlussweg, da die Ventile von 20 dauernd geöffnet gehalten werden.
Sobald aber der Strom über die Arbeitswicklungen der Regeldrossel 28 denjenigen Wert überschreitet, der zufolge der Verbraucherspannung über die Brücke 20 fliesst, wird aus dieser Brücke ein Doppelweggleichrichter, über welchen nunmehr Gleichstrom entsprechend dem Überstromwert fliesst, der ebenfalls seinen Weg über den Verbraucher nimmt. Auf diese Weise entsteht an dem Spannungsteiler 19 ein durch diesen Zusatzstrom bestimmter grösserer Spannungsabfall, so dass der Halbleiteranordnung 3 an ihrer Steuerstrecke wieder ein anderer Steuerwert vorgetäuscht wird, der dazu führt, dass die Halbleiteranordnung 3 für einen grösseren Durchlasswiderstand ausgesteuert und damit die an den Verbraucher gelieferte Gleichspannung entsprechend abgesenkt wird.
Durch eine geeignete Bemessung und Wahl der Ventile in der Gleichrichterbrücke 20 kann auch unmittelbar eine Kompensation derjenigen Fehler an der Halbleiteranordnung 3 und der Zenerdiode erfolgen, welche sich durch äussere Temperatureinflüsse an diesen Halbleiteranordnungen wegen des Verhaltens ihrer Werkstoffe ergeben können. Bestehen z. B. die Halbleiteranordnungen 20 aus Selengleichrichterventilen, so haben diese bekanntlich einen negativen Temperaturkoeffizienten. Die Siliciumdiode 25 bei-
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spielsweise, die als Zenerdiode benutzt ist, hat dagegen einen positiven Temperaturkoeffizienten, d. h. bei anwachsender Temperatur wächst die an den Klemmen der Zenerdiode bestehende Spannung. Es würde also auf diese Weise ihre Kennlinie temperaturabhängig verschoben.
Wenn nun gleichzeitig die Gleichrichterbrücke20 in ihren Ventilen derart bemessen ist, dass diese einen entsprechenden entgegengesetzten Temperaturgang in ihrer Kennlinie zu demjenigen aufweisen, der an der Zenerdiode 25 entsteht, so gelingt es auf dieseWeise, eine Kompensation der temperaturabhängigen Spannungsveränderung in dem von der Zenerdiode bestimmten Sollwert zu erreichen. Gleichzeitig kann auch die Bemessung der Ventile der Gleichrichterbrücke 20 zur Kompensation der temperaturabhängigen Änderungen erfolgen, die an der steuerbaren Halbleiteranordnung 3 in dem System entstehen können.
Die Anordnung nach Fig. 24 arbeitet mit einer stetigen Aussteuerung der Halbleiteranordnung 3.
In Fig. 25 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemässen Regelanordnung veranschaulicht, wenn statt mit einer stetigen aussteuerbaren Halbleiteranordnung 3 mit einer Halbleiterdnordnung vom Charakter eines Halbleiterstromtores gearbeitet wird. Soweit in dieser Schaltung wieder die gleichartigen Schaltungselementevorhanden sind wie in Fig. 24, sind für diese unmittelbar der Einfachheithalber die gleichen Bezugszeichenbeibehalten worden. Das in diesem Falle an Stelle der Halbleiteranordnung 3 benutzte Halbleiterstromtor ist wieder mit 31 bezeichnet. In dieser Anordnung ist wieder, wie in Fig. 24 auch, die Sollwertgeberanordnung SG vorhanden, durch welche an der Zenerdiode 25 der konstante Vergleichspannungswert geliefert wird.
Die Anordnung nach Fig. 25 unterscheidet sich weiterhin von der Schaltung nach Fig. 24 dadurch, dass sie für die Erzeugung der Tastspannung, mit welcher die Halbleiteranordnung 31 zu bestimmten Zeitwerten innerhalb der Wechselspannungskurve auf Durchlässigkeit gesteuert bzw. gezündet wird, noch eine Reihenschaltung aus der Zenerdiode 32 und dem ohmschen Widerstand 33 aufweist. Diese Schaltung arbeitet in der folgenden Weise.
Durchdieandem Widerstand 19 zwischen seinem Ende 19d und dem Abgriff 19e bestehende Spannung
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und der Strom auf der Abszisse des Koordinatensystems aufgetragen sind. Nach dieser ergeben sich bei relativ kleinen Spannungsänderungen relativ grosse Stromänderungen. Das bedeutet in der Schaltung, dass, wenn relativ kleine Änderungen in der Ausgangsspannung des Gerätes entstehen und damit entsprechende. relativ kleine Änderungen zwischen 19d und ige, sich relativ grosse Änderungen des Stromes ergeben, der über den linearen Widerstand 33 fliesst.
An diesem Widerstand 33 werden sich daher bei relativ kleinen Spannungsänderungen der Verbraucherspannung relativ grosse Änderungen des Spannungsabfalles ergeben, die in ihrem Vergleich mit der an der Zenerdiode 25 bestehenden Spannung dann entsprechend grosse Änderungen für die Steuerung der Zündung der Halbleiteranordnung 31 ergeben. Es ist also auf diese Weise möglich, für eine wirksame Steuerung des Halbleiterventils 31 ohne besonderen zusätzlichen Verstärker zu arbeiten.
Eine Anordnung im Sinne des Ausführungsbeispieles nach Fig. 25 kann auch dahingehend abgewandelt werden, dass die Steuerung des Halbleiterstromtores 31 mittels einer Transduktoranordnung erfolgt, wie sie grundsätzlich in dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 14 erläutert worden ist. In'einem solchen Falle ist die Spannungsfühleranordnung SF entbehrlich. Der Istwert, der mit dem vom Sollwertgeber SG gelieferten Wert entweder unmittelbar elektrisch durch Gegeneinanderschaltung oder durch magnetische Amperewindungs-Differenzbildungverglichenwird, kann unmittelbar von den Verbraucherleitungen oder über bzw. an einem Widerstand mit einem der Verbraucherspannung proportionalen Wen abgenommen werden. Der Differenzwert dient dann zur Abmagnetisierungssteuerung des Transduktors 37.
Eine solche abgewandelte Anordnung weist gegenüber derjenigen nach Fig. 25 den technischen Unterschied auf, dass sie mit einer kürzeren Regelzeit arbeiten kann.
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Power supply device The invention relates to power supply devices in which the consumer is connected to an alternating current network via a converter circuit in the form of a two-phase or multi-phase star-point circuit or a low-phase polygon circuit, e.g. B. delta circuit, or a single or multi-phase bridge circuit is fed and the control of the supply of the consumer is made using at least one controllable semiconductor arrangement.
A midpoint rectifier circuit has already become known, in which a transistor with controllable permeability is provided between the center tap of the transformer and the common pole of the electrical valves that become effective in the successive half-waves for conducting the current, which transistor can also be operated like a switching transistor. For example (Swiss Patent No. 328880) a circuit arrangement for controlling the power supplied by an alternating current supply source with the aid of transistors has become known, in which only one half-wave in single-ended circuit and both half-waves in push-pull circuit in the same way by changing the duration of the current passage time of the transistors The consumer-led power should be brought to different values.
According to the invention, a power supply device with separate current paths for the various half-waves for feeding a direct current consumer from an alternating current network via rectifier can be improved in that a controllable semiconductor arrangement is provided in one of these current paths with which the half-wave carried over this current path is controlled in such a way that the ver
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but also to understand periods of time in which the current flows via different paths, for example in the case of a midpoint circuit connected to a single-phase network. In this way, the control time can be kept very short with little effort. A further reduction in effort can be achieved by only using individual phase lines or
Semiconductor arrangements controllable in half-wave current paths of a rectifier circuit, but non-controllable semiconductor arrangements are provided in the remaining phase lines (half-wave current paths). As far as it is a matter of regulation to constant values, it is then z. B. possible, a change in the controllable half-wave current paths within the individual periods, u. zw. to be carried out in such a way that this counteracts the deviations occurring in the other current paths. In this way, so within the individual periods in which z. B. individual half-wave current paths just carry a larger current, by reducing the current in the other current paths a regulation to a practically constant mean value can be achieved.
Under certain circumstances, it can be advantageous to control the controllable semiconductor arrangements as a function of an electrical variable of the power supply, for example the output voltage or the output current, for the purpose of regulation. Such an arrangement may also prove to be expedient in which both regulation is carried out as a function of the voltage and also as a function of the current, if it is desired, in addition to the regulation, in the system to a predetermined
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te or constant voltage to bring about a regulation to limit the current supplied by the system, provided that the current tends to exceed a certain amount to be regarded as the upper limit value.
For some cases it can be advantageous to give the device such a characteristic that the limitation to a maximum current does not start suddenly, but rather gradually according to a predetermined characteristic.
Such an arrangement according to the invention has the advantage that a current can also be continuously supplied via one of the half-wave branches of the rectifier bridge used or via one of the outer conductors or phase conductors of the rectifier circuit, while at the same time a current can be supplied to the other outer conductor or phase conductor or the other half-wave current path of the rectifier bridge corresponding control of the current flow takes place. In its most general form, the essence of the subject matter of the invention amounts to the fact that the form factor of the rectifier circuit used in each case can be changed, but no interruption of the current conduction has to be accepted.
According to a further development of the invention, a simplified structure and a simplified
Operation of the arrangement if a semiconductor current gate is used in it as a controllable semiconductor arrangement, which thus takes over the S'-rom guidance during a certain time value during the course of a voltage half-wave, so that no special amplifier needs to be used to carry out the regulation The working behavior of a Zener diode can be used by using its steep part of the characteristic to generate the voltage drop across a resistor in series with it, from which the control deviation or a value proportional to this is taken for the implementation of the control.
It is known that Zener diodes, as well as controllable semiconductor arrangements such as transistors, have a certain temperature response, so that their characteristic curve is changed or shifted as a function of temperature. Should this phenomenon be undesirable within the scope of a solution according to the invention, a corresponding compensation arrangement can be provided, either one compensation device being used for each switching element to be compensated for in its temperature response or a corresponding common compensation device being used for all switching elements whose temperature response is to be controlled.
If necessary, within the scope of the invention, the construction of the system can be selected such that switching elements already present in the system are dimensioned and used as integral components of such a compensation device.
For a more detailed explanation of the invention by means of some exemplary embodiments, reference is now made to the figures of the drawing, the explanation of which will reveal further technically advantageous individual features that can be used in conjunction with the basic invention.
In Fig. 1, 1 denotes the secondary winding of a transformer. This forms an element of a two-phase star point or. a midpoint rectifier circuit. For this purpose, the non-controllable semiconductor arrangements 2a and the controllable semiconductor element 3 are provided as electrical valves, which is preceded by a non-controllable semiconductor arrangement 2b which does not allow a current to pass in the direction of the transformer winding. In the common line for the two half-waves of the alternating current between point 4 of the circuit and the center tap 5 of the secondary winding 1 of the transformer, the load resistor or consumer 6 to be fed and possibly a smoothing choke 7 are in series.
To control the transmission behavior of the semiconductor arrangements or of the flat transistor S, a voltage is used which is picked up by means of the adjustable contacts 8 and 9 at the potentiometer resistor 10, which is fed by an auxiliary DC voltage at its terminals 11 and 12.
For a more detailed explanation of the mode of operation of such a circuit, reference is now made to the graphs according to FIGS. 2-7. FIGS. 2, 4, 6 each illustrate a corresponding voltage curve diagram, and FIGS. 3, 5, 7 a corresponding current curve diagram.
4 and 5 illustrate the situation when the normal alternating voltage is supplied to the converter circuit from the alternating current network, FIGS. 2 and 3 when a voltage or undervoltage lower than the normal is supplied by the alternating current network, and Finally, FIGS. 6 and 7, when a voltage value higher than the normal value is supplied by the alternating current network or there is an overvoltage in that voltage.
The following designations are selected in these graphs. U, denotes the alternating voltage of one half-wave, and Ug denotes the alternating voltage of the other half-wave, which, however, both in the curve diagram are already in the state of their rectification.
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shows are. Based on FIG. 1, the voltage half-wave which leads to a current in the forward direction via the upper valve 2a is identified by the index 2, and that voltage half-wave which leads to a current flow via the controllable electrical semiconductor arrangement 3 is denoted by the Index 3 marked.
The same analogous identification is also chosen for the currents which take their way via the electrical valve devices 2 and 3, respectively. The mean DC voltage values, which correspond to the AC voltages driving in the flow direction of the valves via an alternating
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The corresponding mean direct current resulting over a period is marked with J.
As already stated, FIGS. 4 and 5 illustrate, according to voltage or current, that state of the system in which the assumed normal voltage is supplied from the alternating current network for the supply of the predetermined constant output voltage U. So that the invention; e arrangement can cope with both the case of the alternating current side undervoltage and the case of the alternating current side overvoltage so that the predetermined or constant direct voltage value is supplied at the output of the converter arrangement, so the arrangement must be in the state according to the graph according to Hg be controlled to a mean DC voltage value with the aid of the controllable semiconductor arrangements 3. This can also be clearly seen in the graph according to FIG. 4.
In the illustration, the simplified assumption is made that the valve 2 has practically no resistance in its forward direction, so that the alternating voltage supplied by the secondary winding 1 of the transformer is identical to the voltage between the cathode of the valve 2 and the
Center of the transformer winding 1 occurs. In FIG. 4, therefore, the full alternating voltage half-wave Us can be seen, which occurs when there is positive polarity at the upper end of the secondary winding 1.
In the following half-cycle, in which there is positive polarity at the lower end of the transformer winding 1, the voltage half-wave is supplied by this, which is reduced to a predetermined resistance value in its forward direction by the control of the controllable semiconductor devices 3, as it is in the form of the Voltage curve U3 in Fig. 4 is illustrated. Each of the two voltage half waves Ubzw. U; corresponds to a certain mean direct voltage value, based on the time value of the period of the alternating current, as indicated by the two values
Ug2 and Ug3 are illustrated.
Both DC voltage values Ug2 and Ug3, based on the total
Period, result in the total voltage Ut6, which occurs between the output lines of the valves and the center point of the transformer winding 5 and which determines the voltage at the direct current consumer.
The current diagram according to FIG. 5 shows the corresponding ratios for the current J via the valve 2, the current J3 via the controllable semiconductor devices 3 and the direct current mean values Jg2 and Jg3 related to the time value of the period of the alternating current and the time value of the corresponding to these alternating current half-waves Period with its mean value related total current that flows through the arrangement can be recognized. These relationships according to FIGS. 4 and 5 were achieved in that, according to FIG. 1, the controllable electrical semiconductor arrangement 3 was controlled to a corresponding resistance value by means of the control voltage taken from the potentiometer 10. In this case, constant modulation of the transistor 3 has been considered.
Within the scope of the invention, however, a controllable electrical semiconductor arrangement 3 can optionally also be used with the character of a semiconductor current gate, which will be discussed in more detail in the course of the description.
As already mentioned, FIG. 2 illustrates that state of a converter system in which the AC network supplies a lower voltage than the assumed normal voltage or, in short, the network has undervoltage compared to its normal value.
Obviously, care must be taken in this case that the amount of voltage U'3 and amount of current f3 supplied via the controllable electrical semiconductor arrangement 3 now assume a correspondingly larger proportional value so that the normal value or constant desired value of the direct voltage Ug6 and Ug6 at the output of the arrangement the corresponding value of the direct current Ig6 can be supplied.
According to the assumption, the alternating voltage U'2 according to FIG. 2 in this case has a lower peak value than the alternating voltage U2 in the case of FIG. 4. It corresponds to a lower mean direct voltage value U'gn. Since the mean DC voltage value related to the time of a period must still have the value Ug6, now between the output of the controllable electrical
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see the semiconductor arrangement 3 and the center point 5 of the secondary winding 1 of the transformer, an alternating voltage half-wave occurs which has the curve shape U 3 ', so that this results in an average direct voltage value, based on the period of the alternating current, of the value U'g3,
so that the sum of U'g2 and U'g3 is equal to the desired direct voltage U ", which, based on the period of the alternating current, results as the average direct voltage which determines the supply of the direct current consumer.
The corresponding ratios for the currents result in the flow diagram according to FIG. 3. J *! illustrates the current half-cycle of the alternating current via the valve 2, J'3 the corresponding half-wave of the alternating current via the controllable electrical semiconductor arrangement 3. Each of these current half-waves corresponds to a direct current mean value Jgg and gg related to the period of the alternating current.The sum of these direct current mean values results in the current Ja as Consumer electricity.
In FIGS. 6 and 7, as already mentioned, those relationships are illustrated in curves which result when a corresponding overvoltage occurs on the alternating current side. The alternating voltage half-wave, which gives rise to current conduction via the valve 2, now has a larger peak value than the alternating voltage U2 according to FIG. 4.
Since this alternating voltage half-wave U'x, based on the time value of the period of the alternating current, corresponds to a higher mean direct voltage of the value ouzo, all that is needed to achieve the output value Ug6 of the direct voltage via the controllable electrical semiconductor arrangement 3 is between the output of this electrical semiconductor arrangement 3 and. the center tap 5 of the secondary winding of the transformer 1
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as the sum of UH g2 and U "g3. In the current diagram according to FIG. 7, such relationships result that JHZ has a larger value than according to FIG.
This current half-wave thus already corresponds to a larger direct current mean value J'go than according to FIG. 5. Accordingly, only a correspondingly smaller amount than direct current mean value J "gg needs to be supplied so that the desired direct current Jg6 is obtained via the consumer.
In such an arrangement according to the invention, the electrical semiconductor arrangement 3 is stressed only with a relatively low power loss. In order to illustrate this, in addition to the designations already used in the curve diagrams, the differential voltage values of the peak values of the two voltage half-waves are also entered in FIGS. 4 and 6. For the sake of simplicity, for the sake of simplicity, it is assumed for the sake of simplicity in the same way as was assumed for the upper electric valve 2 that virtually no voltage drop occurs on the semiconductor arrangement 3 in the state of its full permeability either. For the electrical load on the semiconductor arrangement 3, the voltage drop occurring across it and the current flowing through it, that is to say the product of both, are decisive in any case.
From the graphs according to FIGS. 2 and 3, with the assumed simplification, it can be seen that the secondary voltage of the transformer has been selected so that the required output voltage Ug6 is obtained when the electrical semiconductor arrangement 3 is adjusted to the value of its greatest permeability, i.e. has practically a voltage drop of zero in the forward direction according to the assumption. If, however, there is practically zero voltage drop across the electrical semiconductor arrangement 3 in its forward direction, then the throughput which it has to handle is also practically very small.
In the case of a mains overvoltage, as has been explained with reference to FIGS. 6 and 7, there is likewise only a low power loss at the electrical valve 3, because although the voltage value to be taken over by the electrical semiconductor arrangement 3 has now increased, at the same time the mean direct current value JH g3 flowing through this valve has become smaller, so that a relatively small power loss value at the semiconductor arrangement 3 results as a product.
The power loss value, which results in the case of FIG. 4, has a corresponding mean value between these two extreme limit values, which result when the highest through a. circuit according to the invention, the overvoltage value to be controlled and the lowest undervoltage value of the mains voltage to be controlled according to it occur.
In order to explain the technical progress achieved by the invention over the known circuit mentioned, reference is made to the circuit shown in FIG. In this, 1 again denotes the secondary winding of a transformer. From this, the consumer 6 is fed via the two rectifier valves 2a and 2b via the controllable semiconductor arrangement 3a, with a throttle 7 again possibly being used in series with the consumer. With such a circuit, the relationships result as they arise in the graphs according to FIGS. 9-12.
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are vivid. In FIGS. 9, 11 and 12 the similar voltage ratios with respect to the feeding AC voltage are again assumed.
11 is therefore intended to illustrate the state in which the output value of the direct voltage is supplied by a corresponding control of the electrical semiconductor arrangement 3a given a assumed normal alternating voltage value. FIG. 9 again illustrates the case in which there is undervoltage in the network compared to the assumed normal value, and FIG. 12 the case in which there is overvoltage in the network compared to the assumed normal value. The designations for the voltages and currents, which either occur as forward currents in the individual valves or are supplied as voltages between the cathode of the individual valve and the center of the circuit or the center tap of the transformer, are again analogous in each case as was the case in Figures 2-7.
In addition, the voltage value is also entered in these graphs, which now occurs as a voltage drop Ug3a on the electrically controllable semiconductor arrangement 3a in series with the consumer 6 and the choke 7. Between the output of each of the valves 2a and 2b and the center tap 5 of the circuit occurs an alternating voltage half-wave of the same size. The corresponding DC mean values
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Collector electrode of the controllable semiconductor element 3a the direct voltage Ug.
The effect that the controllable semiconductor arrangement 3a has to fulfill is always linked to the fact that the full consumer current flows through it, so that a power loss occurs on it, which is determined by the current value and the respective differential voltage value, which is caused by the voltage drop of the electrical
Semiconductor arrangement 3a is to be created in relation to the DC voltage mean value corresponding to the full AC voltage peak value, so that the desired DC voltage value Ug-Ug3a = Ug6, which is decisive for the supply of the consumer, results at the output.
It can already be seen from these references that the power loss which the transistor has to take over according to such a known circuit is significantly greater than that which it has to take over in an arrangement according to the invention according to FIG.
In the above considerations, the DC voltage drop across the choke 7 has been neglected. The one shown curve diagram according to FIG. 10 is characteristic for the illustration of the current relationships, because it is characteristic for each of the various states of the network.
However, the application of the invention is not limited to such an arrangement in which a controllable semiconductor arrangement is provided in only one of the half-wave alternating current branches in the circuit. Rather, a controllable semiconductor arrangement can also take the place of the valve 2 in FIG. 1, so that a controllable semiconductor arrangement is then present in each of the individual half-wave alternating current paths. This is illustrated in the exemplary circuit according to FIG. 13 of the drawing. To the extent that the same circuit elements are present in this figure as in FIG. 1, the same reference numerals have been retained for these for the sake of simplicity.
In place of the valve 2a, a controllable semiconductor arrangement 13 is set, which, however, is preceded by a non-controllable semiconductor arrangement 2a, which only does not allow a current to pass in the direction from the transistor.
So there are two controllable semiconductor arrangements 3 and 13 here. To control the semiconductor arrangement 13, a further auxiliary circuit is provided which consists of the potentiometer 14 with the taps 15 and 16 and a control DC voltage source connected to its terminals 17, 18. From this circuit it can be seen that effects similar to those with an arrangement according to FIG. 1 can be achieved according to it.
In addition, however, this arrangement has the advantage that the value of the fixed AC voltage components according to FIG. 1, if the semiconductor arrangement 13 is permeable, can be reduced in their value at the output of this arrangement so that an arbitrary summation can now be made from an AC voltage component and a corresponding direct voltage component, based on the period of the alternating current, can be made from partial amounts of both alternating voltage waves. The output value is then again determined by the sum of the mean direct voltage values which, based on the period of the alternating current, correspond to the output values between the cathode of the individual controllable semiconductor arrangement and the center tap of the transformer 5.
Such a circuit also makes it possible, for example, to generate a corresponding total output voltage in both half-wave current paths with the semiconductor arrangements in the event of a different modulation of the same or alternatively only with one of the two semiconductor arrangements 3 or 13 as a control element, while at the same time the other with a certain constant value, for example its greatest transmission value is used. It can also result in a
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any relative division of the electrical power losses occurring at the two semiconductor arrangements 3 and 13 take place.
According to these explanations, special curve diagrams for the various mains voltage ratios appear dispensable, since they can be developed analogously according to the explanations already given for the circuit according to FIG. 1.
Fig. 14 illustrates an embodiment for the application of the invention in such a case when instead of a continuously controlled transistor, such as. B. 2 'according to FIG. 8, a semiconductor current gate 31 is used in one of the half-wave current branches. The non-controllable semiconductor arrangement 2 present in this circuit again ensures, as has already been explained earlier, that no current interruption can occur in the supply of the consumer during operation, despite a different control of 31.
If the same type of circuit elements as in FIG. 8 are present again in the exemplary embodiment according to FIG. 14, the same reference symbols have been used for these circuit elements for the purpose of a simpler overview of the relationship between the two circuits in both figures.
The control of the semiconductor current gate 1 according to this embodiment of FIG. 14 is carried out in the manner described below.
In addition to the secondary winding 1, a further secondary winding 1 a is provided on the iron core of the main transformer. The voltages supplied by both secondary windings are therefore in phase. The voltage supplied by the secondary winding la forms the auxiliary alternating voltage in a circuit which contains a choke or a transducer 37 with saturation angle control, 35 denoting the electric valve belonging to this choke or this transducer. This choke 37 with saturation angle control also includes the magnetization control winding 38 in order to be able to set the point in time of its transition to saturation or the voltage time integral taken over by it in each AC voltage period in a predetermined manner.
This is in a control circuit that is fed at its connections 11 and 12 by a suitable voltage source, which sends its current via the resistor 10, on which the two adjustable taps 8 and 9 are provided, as with a potentiometer. This control circuit contains, in a known manner, an additional ohmic resistor 39 or a corresponding suitable inductive resistor.
Depending on the setting of the control magnetization at the saturable choke 37 and the voltage-time integral thereby determined at this, with the transition of the choke 37 into saturation at the
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In other words, it is ignited and is therefore permeable for the supply of the consumer 6 over the remaining part of the half cycle of the alternating current.
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corresponding voltage or. Current ratios resulting from the arrangement according to FIG. 14 are illustrated in greater detail in the graphs according to FIGS. 15, 17, 19 and 16, 18, 20. The curve diagrams 21, 22, 23 for the course of the ignition voltage Uz, by which the semiconductor current gate 31 is controlled or ignited, are assigned to these curve diagrams.
The time relationship between the ignition voltage diagrams, the voltage curve diagrams according to FIGS. 15, 17, 19 and the current curve diagrams according to FIGS. 16, 18, 20 is thereby
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the time of the earliest possible start of the current flow via the current gate and t the end time of this half-cycle of the alternating current. tz is the point in time at which the electricity gate is ignited or controlled for permeability and becomes permeable.
In each of the exemplary embodiments described above, an arrangement for controlling the supply of the consumer is shown. As already mentioned, the invention can also be used to advantage if the consumer output voltage is to be regulated to a certain value, in particular a constant value, and, if necessary, in connection with this, a current limitation of the maximum current drawn or supplied by the converter should occur.
For a more detailed explanation of such an arrangement, reference is now made to FIG. 24 of the drawing. Insofar as the same circuit elements are present in this illustration as in FIG. 1, the same reference numerals have been retained for these for the sake of simplicity. The circuit thus again contains a transformer T, whose effective seconds for supplying the consumer
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Därwick is designated with 1. The circuit also contains the non-controllable valve 2a and the controllable semiconductor arrangement 3, which is preceded by a non-controllable semiconductor arrangement 2b. The consumer is again designated with 6 and the throttle, which may be used for smoothing purposes, with 7.
In order to regulate the arrangement to a constant output voltage, a voltage divider resistor 19 is provided which is connected between the direct current poles of the circuit via a rectifier bridge 20. The voltage divider 19 has an adjustable tap 19a. The lower end 19b of the voltage divider 19a is connected to the emitter 3e of the semiconductor arrangement 3 via the line 21. On the
Changeover switch 22, the line 23 can optionally be brought into conductive connection with the upper end 19c of the voltage divider resistor or the tap 19a of the same, so that in the former case the voltage value proportional to the actual voltage is caused by the voltage drop across the entire voltage divider resistor 19, in the latter by the voltage drop across one Partial resistance of the same is determined.
The line 23 is connected to the right end of a resistor 24 in a setpoint generator SG.
This resistor 24 is connected in series with the Zener diode 25 to the DC poles of a rectifier bridge 26, which is fed via the secondary winding 1 t of the transformer T. The capacitor 27 serves to smooth the output DC voltage supplied by the rectifier bridge 26. The Zener diode 25 defines a setpoint value in the arrangement. As can be seen from the polarity entered at the DC poles of the load 6 and the circuit itself, the actual voltage tapped at the voltage divider 19 is switched in opposition to the voltage at the diode 25.
The comparison value of the two voltages then determines the voltage m: t at which the semiconductor arrangement 3 is controlled at its control path, so that it then has a corresponding resistance value at its emitter-collector path or working path. By using the switch 22, two different values can be tapped at the voltage divider 19 of your choice, which is useful if the device is to alternately output different output voltages, for example to either charge a battery or to maintain the state of charge, only with one very low current
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correspondingly different nominal voltage values simulated.
The circuit also contains an auxiliary device to regulate the current value supplied by the device to a certain maximum, either constant value or a current that increases according to a certain falling characteristic curve with decreasing voltage, i.e. the device according to a kinked current-voltage characteristic or JU characteristic to regulate if J denotes the output current and U the output voltage at the device. To achieve this effect, the circuit contains
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B. Windings for the constant premagnetization to determine the working point of the series transducer with 28c and 28d and the control windings of the transistor finally with 28e and 28f.
The windings 28c and 28d for the constant bias are connected to the DC output terminals of the rectifier bridge circuit 20 via the series resistor 29. 30 denotes the secondary winding of the transformer T, via which the auxiliary voltage for the regulating choke 28 is supplied, according to which a corresponding current flows through the working windings 28a and 28b of the series transducer arrangement and via the rectifier bridge 20. This rectifier bridge 20 acts as long as the current that flows through the rectifier valves 20 as a result of the consumer voltage is greater than the current that takes its path via the working windings 28a and 28b, in the working circuit of the control throttle practically only as a short-circuit path, since the valves are from 20 are kept open continuously.
But as soon as the current through the working windings of the regulating choke 28 exceeds that value, according to which the consumer voltage flows over the bridge 20, this bridge becomes a full-wave rectifier, through which direct current flows according to the overcurrent value, which also takes its way via the consumer. In this way, a larger voltage drop, determined by this additional current, arises at the voltage divider 19, so that the semiconductor arrangement 3 is simulated another control value on its control path, which leads to the semiconductor arrangement 3 being controlled for a higher forward resistance and thus the one to the consumer supplied DC voltage is lowered accordingly.
By suitably dimensioning and selecting the valves in the rectifier bridge 20, it is also possible to directly compensate for those errors in the semiconductor arrangement 3 and the Zener diode which can result from external temperature influences on these semiconductor arrangements due to the behavior of their materials. Exist z. B. the semiconductor arrangements 20 from selenium rectifier valves, they are known to have a negative temperature coefficient. The silicon diode 25 both
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for example, which is used as a Zener diode, however, has a positive temperature coefficient, i.e. H. as the temperature rises, the voltage at the terminals of the zener diode increases. In this way, its characteristic curve would be shifted as a function of temperature.
If, at the same time, the rectifier bridge 20 in its valves is dimensioned in such a way that they have a corresponding opposite temperature response in their characteristic curve to that which arises at the Zener diode 25, it is possible in this way to compensate for the temperature-dependent voltage change in the setpoint determined by the Zener diode to reach. At the same time, the valves of the rectifier bridge 20 can also be dimensioned to compensate for the temperature-dependent changes that can arise in the system in the controllable semiconductor arrangement 3.
The arrangement according to FIG. 24 operates with a continuous modulation of the semiconductor arrangement 3.
FIG. 25 illustrates a further exemplary embodiment of a control arrangement according to the invention when, instead of a continuously controllable semiconductor arrangement 3, a semiconductor arrangement having the character of a semiconductor current gate is used. To the extent that the circuit elements of the same type are present in this circuit as in FIG. 24, the same reference numerals have been retained for them for the sake of simplicity. The semiconductor current gate used in this case instead of the semiconductor arrangement 3 is again designated by 31. In this arrangement, as in FIG. 24, there is again the setpoint generator arrangement SG, through which the constant reference voltage value is supplied to the Zener diode 25.
The arrangement according to FIG. 25 further differs from the circuit according to FIG. 24 in that it still uses a series circuit of the for generating the keying voltage with which the semiconductor arrangement 31 is controlled or ignited at certain time values within the AC voltage curve Zener diode 32 and the ohmic resistor 33. This circuit works in the following manner.
Due to the voltage existing between its end 19d and the tap 19e by the resistor 19
EMI8.1
and the current is plotted on the abscissa of the coordinate system. According to this, with relatively small voltage changes, relatively large changes in current result. In the circuit, this means that if there are relatively small changes in the output voltage of the device, and thus corresponding. relatively small changes between 19d and ige, relatively large changes result in the current flowing through the linear resistor 33.
With relatively small voltage changes in the load voltage, relatively large changes in the voltage drop will therefore result at this resistor 33, which in their comparison with the voltage existing at the Zener diode 25 then result in correspondingly large changes for the control of the ignition of the semiconductor arrangement 31. It is thus possible in this way to operate for effective control of the semiconductor valve 31 without a special additional amplifier.
An arrangement in the sense of the exemplary embodiment according to FIG. 25 can also be modified in such a way that the control of the semiconductor current gate 31 takes place by means of a transducer arrangement, as has been explained in principle in the exemplary embodiment according to FIG. 14. In such a case, the voltage sensor arrangement SF can be dispensed with. The actual value, which is compared with the value supplied by the setpoint generator SG, either directly electrically by counter-switching or by magnetic ampere-turn difference formation, can be taken directly from the consumer lines or via a resistor with a value proportional to the consumer voltage. The difference value is then used to control the demagnetization of the transducer 37.
Such a modified arrangement has the technical difference from that according to FIG. 25 that it can work with a shorter control time.