Leistungsverstärkerstufe nach Doherty. Das von Doherty angegebene und nach ihm benannte Verfahren zur Leistungsverstärkung modulierter elektrischer Hochfrequenzenergie wird wegen seines hohen Wirkungsgrades viel fach angewendet.
Die Wirkungsweise einer solchen nach Doherty aufgebauten Senderleistungsstufe ist aus der Fig. 1 der Zeichnungen zu erkennen. Hierbei wird die zu verstärkende amplituden- modulierte Schwingung den Gittern der bei den Röhren 1 und 2 zugeführt, wobei das Gitter der Röhre 2 jedoch so stark negativ vorgespannt ist, dass diese Röhre nur dann arbeitet, wenn die Amplitude der Gitterwech selspannung ihren mittleren Wert übersteigt. Röhre 2 ist also gerade noch gesperrt, wenn die zugeführte Wechselspannung unmoduliert ist, das heisst, wenn nur der Träger zugeführt wird.
Bei Modulation des Trägers arbeitet, in den negativen Halbperioden der Modulations- spannung (Amplitude kleiner als Träger) lediglich die Röhre 1, während in der positiven lIalbperiode von der Röhre 2 zusätzlich Lei stung abgegeben wird, so dass diese Röhre praktisch nur der Deckung der Spitzenleistung in der positiven Halbperiode der Modulations- spannung dient. Diese Energieaufteilung be wirkt das Zustandekommen eines hohen Ge samtwirkungsgrades.
Die Leistungsaufteilung wird ermöglicht durch Zwischenschaltung des aus L1, C1 und C2 bestehenden Vierpols. Die Röhre 1 arbeitet über diesen Vierpol, welcher so bemessen ist, dass er für die Trägerfrequenz eine A,14-Über- tragungsleitung darstellt, auf den Aussen widerstand Ra, während Röhre 2 diesen Wi derstand direkt speist.
Während der Sperrung der Röhre 2 arbei tet die Röhre 1 durch die Zwischenschaltung des Vierpols, dessen -#ATellenwiderstand Z = 2R", ist und als Impedanz-Umkehrschaltung wirkt, auf einen Widerstand Ra, = 4R.. Die Arbeits punkteinstellung ist so erfolgt, dass bei Errei chen der Trägeramplitude die günstigste Anodenspannungsausnutzung erzielt ist.
Mit zunehmender Stromlieferung der Röhre 2 sinkt nun der Widerstand, auf den Röhre 1 arbeitet, allmählich von 4Ra auf 2Ra, und zwar derart, dass mit zunehmender Gitterspan nung das Produkt aus Strom und Widerstand (= Anodenwechselspannung) konstant und die gute Spannungsausnutzung für die Röhre erhaltenbleibt. Bei voller Aussteuerung geben beide Röhren die gleiche Leistung auf den Ver braucherwiderstand Ra ab.
Da die Vierpolschaltung L1, Cl, C2 eine Phasendrehung um 90 bewirkt, muss die dem Gitter der Röhre 1 zugeführte Spannung ge genüber der dem Gitter der Röhre 2 zugeführ ten Spannung natürlich ebenfalls um 90 ge dreht sein, was beispielsweise durch die Kon- densatorkette C?" L2, <I>L3</I> erzielt werden kann. Die Kurve 1 in Fig. 2 zeigt die Arbeitskenn- linie für & 1 = 4Ra der Röhre 1 für den Fall, dass die Röhre 2 gesperrt ist.
Sie gilt für Steuerspannungen 1Z,.1 = 0 ... 1Z6.11, wobei <B>11,11</B> die der Grösse des Trägers entsprechende Steuerspannung ist. Bei 11,11 wird, wie bereits bemerkt, der grenzgespannte Zustand erreicht, was an dem Umknicken der Kennlinie (Kurve 1) zu erkennen ist. Die in Fig. 3 gezeigte Kennlinie der Röhre 2 beginnt erst bei der Gitterspannung 11,21, die wie 11,11 der Träger spannung entspricht. Bei Erreichen der dop pelten Steuerspannung, das heisst bei der Git terspannung 11,2z, hat auch diese Röhre ihren grenzgespannten Zustand erreicht.
Aus Gründen der Linearität des Verstär kungsorganes ist es nun notwendig, dass 11,2z = 211,z1 ist.
Während Röhre 1 bei Sperrung der Röhre 2 auf einen wirksamen Aussenwiderstand arbeitet, der wegen der Transformationswir- kung des Spulengliedes 4R. beträgt, wird dieser wirksame Aussenwiderstand wegen der zunehmenden Leistungslieferung durch Röhre \? progressiv vermindert, sobald die Amplitude die Trägeramplitude, bei welcher ja die Röhre 2 zu arbeiten beginnt, überschreitet. Bei dop pelter Trägerjamplitude erreicht der wirksame Aussenwiderstand der Röhre 1 schliesslich den Wert 2R", weil in diesem Arbeitspunkt von beiden Röhren die gleiche Leistung abgegeben wird.
Für diesen Arbeitspunkt ist die Arbeits kennlinie der Röhre 1 ebenfalls in Fig. 2 (Kurve 2) eingezeichnet. Der Endzustand (doppelte Trägeramplitude) wird bei 11,12 erreicht. 11,1z ist nun aber kleiner als der dop pelte Wert. von 11,11, und diese Tatsache hat eine. Nichtlinearität der resultierenden Kenn linie, damit. also nichtlineare Verzerrungen der 1lodulationskurve zur Folge.
Zur Beseitigung des dadurch bedingten Klirrfaktors wird nun erfindungsgemäss vor geschlagen, dass mittels Rückkopplung ein mit dem Wechsel der Amplitudenbereiehe sieh der art ändernder Belastungswiderstand für die Steuerspannung entsteht, dass die hierdurch eintretende Änderung der Gitterspannung eine völlige oder nahezu völlige Linearisierung der Verstärkerstufe bewirkt. Das gilt in erster Linie für die Steuerspannung der Röhre 1 (Fig. 1). Eine beispielsweise Ausführungsform einer derartigen Schaltung ist in Fig. 4 dargestellt.
Das in den verschiedenen Amplitudenberei- chen unterschiedliche Verhalten der Gitter spannung 11,1 wird durch die durch die (Te- genkopplung bewirkte Veränderung des als Belastungswiderstand für die Kondensator kette C;" L2, La wirkenden Widerstandes be wirkt, der parallel zur Gitter-Kathoden- Streeke der Röhre 1 liegt.
Durch diese Mass nahme gelingt es, den -ewün:5ehten, die Ver zerrungen ausglciehenden (,an- der Gitter;span- nung 11.1 zu erzielen.
Der erste kapazitive Zweig- der Impedanz- Umkehrsehaltung besteht, im Fall von Fifg. 4 aus einem Sehwingkreis Cl, LI, Cl. Der Kon densator C-1 ist.
so dimensioniert, da.ss an ihm für den Fall 11,1 < 11,11 eine Spannung p # lh.l in Phase mit 11"1 liegt. Als Belastung für die Steuerspannung 11,1 ist. ein Wider stand R'" vorgesehen.
Auf diese Weise ent steht für den Arbeitsbereieh 11,.1 < 11,11 für die Gitterspannung ein konstanter BelastLings- widerstand vom Wert
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denn wie aus Fig. 4 ersichtlich, ist
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so dass in diesem Bereich die in Fig. -1 ge zeigte Schaltung der in Fit. 1 dargestellten entspricht.
Im Arbeitsbereich 11,11 G 1L,1 < 1I,12 bleibt jedoch die Anodenweehselspannung der Röhre 1 im wesentlichen konstant, und hier mit wird p mit steigender Gitterspannung 11,1 kleiner. Der sieh unter diesen Umständen er gebende Belastungswiderstand R,1 für die Steuerspannung wird also kleiner.
In Verbin dung mit dem Wellenwiderstand des Kon- densa.torgliedes Ca, L2, La wird diese Wider standsänderung zu der gewünsehten Änderung der Steuerspannung 11,1 ausgenützt. Es ist:
11g12 = Z,12 - R',1 + P ' Ugll (2) Unter der Voraussetzung, da.ss die Zusatz röhre ? richtig eingestellt ist (11,22 = 2]I,21), erhält man, da der Ausgangsstrom bei einem
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-Glied proportional zur Eingangsspannung ist, auch i,12<I>=</I> 2i,11 <I>(3)</I> Somit erhält man durch Einsetzen von (3) und (1) in (?)
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Nun ist, wenn mit X der Wellenwiderstand des Impedanz-Umkehr-Vierpols L2, C3,
L3 be zeichnet wird
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und da die Leistungen auf beiden Seiten des Vierpols gleich sein müssen, ist:
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Setzt man (5), (1) und (4) in (6) ein, dann ergibt sich:
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(Wellenwiderstand) ist. Diese Beziehungen gelten streng nur bei leistungsloser Steuerung der Röhren und sind natürlich sinngemäss zu korrigieren, wenn Rückwirkungen beispielsweise durch Gitter strom entstehen.
In diesem Beispiel wird das nichtlineare Ver hältnis derartiger, nach Doherty aufgebauter Leistungsverstärkerstufen im wesentlichen durch lIochfrequenz-Spannungsgegenkopplun- gen ausgegliehen, die den Übergang vom Trä gerwert der zu verstärkenden modulierten Spannung auf. höhere Amplituden dadurch weitgehend linearisiert, dass je nach dem Ar beitszustand eine solche Laständerung für das die Phase um 90 drehende Glied auftritt, dass der richtige Steuerspannungsverlauf ge währleistet ist.
Da aber die obengenannte Kor rektur der angegebenen Beziehungen bei Ein tritt von Gitterstrom sich nicht in jedem Falle verwirklichen lässt, ergeben sich insbe sondere bei sehr starken Endröhren, die einen erheblichen Gitterstrom zeigen, auch hierbei noch erhebliche Nachteile durch die auftreten den Verzerrungen. Um nun auch diese Ver zerrungen linearisieren zu können, wird vor geschlagen, dass statt der erwähnten Span- nungsgegenkopplung oder zusätzlich zum Aus gleich von Linearitäten wenigstens die soge nannte Trägerröhre (Röhre 1) stromgegen- gekoppelt ist.
Eine einfache L?berlegung zeigt, dass der Anodenwechselstrom der Trägerröhre in bei den Arbeitszuständen am Endbelastungswider- stand des Doherty-Leistungsverstärkers linear zur Hochfrequenzamplitude verlaufen muss. Bei Amplituden, deren Wert geringer als der Trägerwert ist, ist dieses Verhalten ohne weiteres klar: Die Zusatzröhre ist gesperrt, die Trägerröhre arbeitet also auf den in diesem Bereich konstant bleibenden Widerstand 4Ra und gibt für den Trägerwert die Träger leistung N ab.
Nach dem Prinzip der Doherty- Stufe soll nun die Trägerröhre bei 100 % iger Modulation als Scheitelleistung 2N abgeben, und zwar auf den Aussenwiderstand 2Ra.
Es ist also:
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worin i, = Anodenwechselstrom der Träger röhre für den Trägerwert, i3 = Anodenwechselstrom für die Schei telleistung der Trägerröhre ist. Der Anodenstrom verläuft also, wie es sich auch für Zwischenwerte leicht nachweisen lässt, linear zur Endamplitude. Eine Anoden- stromrüekkopplung wirkt also auch beim Auf treten von Gitterströmen linearisierend.
Wie in Fig.5 prinzipiell dargestellt ist, kann die Gegenkopplungsspannung in ein- fachster Weise von einem Kathodenwiderstand Ri;1 der Trägerröhre 1 abgegriffen werden. Der Widerstand R.,1 in Fig. 5, auf welchen die Trägerröhre 1 arbeitet, hat bis zur Träger amplitude den Wert 4R", der sieh bei wach sender Amplitude progressiv bis auf den Wert 2R, , verkleinert. Durch eine derartige Gegen kopplungsmassnahme geht jedoch ein Teil der Anodenleistung verloren.
Gemäss einem weiteren Ausführungsbei spiel der Erfindung wird deswegen vorge schlagen, die Trägerröhre in der sogenannten Gitterbasissehaltung zu betreiben. In diesem Falle wird die Anodenleistung voll ausgenützt. und sogar noch durch die steuernde Leistung erhöht. Die Stromgegenkopplung entsteht hier am Innenwiderstand der Steuerspan nungsquelle. Der Ersatzeingangswiderstand der Trägerröhre zwischen Gitter und Kathode stellt einen amplitudenabhängigen Belastungs widerstand für das die Phase der Steuerspan nung um 90 drehende Netzwerk dar, dessen Widerstandsänderung die wirksame Steuer spannung im gewünschten Sinne beeinflusst.
Ausserdem sind diejenigen Verluste vermieden, die der in der üblichen Schaltung notwendige Vorbelastungswiderstand mit sich bringt.
Derjenige Belastungswiderstand der Steuer spannungsquelle (Treiberstufe), den die über das 90 drehende Glied angeschlossene Träger röhre darstellt, ist bis zur Trägeramplitude nahezu konstant und steigt dann mit wachsen der Amplitude an. Diese ungleichförmige Be lastung wird durch die erst. über der Träger amplitude auftretende zusätzliche Belastung durch die Steuerleistung der Zusatzröhre aus geglichen und kann noch durch eine Span nungsgegenkopplung dieser Röhre weitgehend reduziert werden, wobei gleichzeitig ein wei terer Ausgleich von Fehlern der Zusatzröhre eintritt, denn hier muss die Anodenwechsel spannung linear zur Steuerspannung ver laufen.
Eine beispielsweise Ausführung einer der artigen Schaltung ist prinzipiell in Fig. 6 dar gestellt. Die Trägerröhre 1 ist in Gitterbasis- sehaltung geschaltet; die Steuerspannung wird ihr über ein die Phase um 90 verzögerndes Netzwerk zugeführt. Sie gibt. ihre Ausgangs leistung ebenfalls über ein die Phase um 90 verzögerndes Netzwerk auf den Widerstand Ra ab. Die Zusatzröhre 2 ist spannungsgegen- gekoppelt.
In manchen Fällen, und zwar insbesondere dann, wenn die Zusatzröhre nicht genügend durch Gitterstrom belastet ist, kann es zweek- mässig sein, auch diese in Gitterbasissehaltung oder geeigneten Kombinationsschaltungen auf zubauen. Der einsetzende Gitterstrom bewirkt dann mit dem oder einem Teil des Anoden stromes eine Änderung des Belastungswider standes für die Steuerspannung. Eine ge eignete Rückkopplung kann gleichfalls die ent sprechende Laständerung bewirken.
Durch Anbringung einer zusätzlichen kon stanten Vorlast für die Steuerspannungsquelle lässt sich ferner die Nichtlinearität des Be lastungswiderstandes relativ verkleinern. Bes ser ist es jedoch, diese Vorlast durch die früher erwähnte Spannungsgegenkopplung der Zusatzröhre zu realisieren.
Doherty power amplifier stage. The method specified by Doherty and named after him for power amplification of modulated electrical high-frequency energy is often used because of its high efficiency.
The mode of operation of such a transmitter power stage constructed according to Doherty can be seen from FIG. 1 of the drawings. The amplitude-modulated vibration to be amplified is fed to the grids of tubes 1 and 2, but the grid of tube 2 is so strongly negatively biased that this tube only works when the amplitude of the grid alternating voltage exceeds its mean value . Tube 2 is barely blocked when the AC voltage supplied is unmodulated, that is to say when only the carrier is supplied.
When the carrier is modulated, only tube 1 works in the negative half-periods of the modulation voltage (amplitude smaller than carrier), while additional power is emitted from tube 2 in the positive half-cycle, so that this tube practically only covers the peak power the modulation voltage is used in the positive half-cycle. This distribution of energy be the result of a high overall efficiency.
The power distribution is made possible by the interposition of the four-pole connection consisting of L1, C1 and C2. The tube 1 works via this quadrupole, which is dimensioned such that it represents an A.14 transmission line for the carrier frequency, to the external resistance Ra, while tube 2 feeds this resistance directly.
During the blocking of the tube 2, the tube 1 works through the interconnection of the quadrupole, whose - # A cell resistance is Z = 2R ", and acts as an impedance reversing circuit, on a resistor Ra, = 4R .. The working point setting is done so, that when the carrier amplitude is reached, the most favorable anode voltage utilization is achieved.
As the current supply from tube 2 increases, the resistance on which tube 1 works gradually decreases from 4Ra to 2Ra, in such a way that, with increasing grid voltage, the product of current and resistance (= anode alternating voltage) becomes constant and the tube uses good voltage preserved. At full modulation, both tubes give the same output to the consumer resistance Ra.
Since the four-pole circuit L1, Cl, C2 causes a phase shift by 90, the voltage supplied to the grid of tube 1 must of course also be rotated by 90 compared to the voltage supplied to the grid of tube 2, which is for example due to the capacitor chain C. ? "L2, <I> L3 </I> can be achieved. Curve 1 in FIG. 2 shows the operating characteristic for & 1 = 4Ra of tube 1 in the event that tube 2 is blocked.
It applies to control voltages 1Z, .1 = 0 ... 1Z6.11, where <B> 11,11 </B> is the control voltage corresponding to the size of the carrier. At 11, 11, as already noted, the stressed limit state is reached, which can be seen from the kinking of the characteristic curve (curve 1). The characteristic shown in Fig. 3 of the tube 2 begins only at the grid voltage 11,21, which corresponds to the carrier voltage like 11,11. When the double control voltage is reached, i.e. the grid voltage 11.2z, this tube has also reached its limit-tensioned state.
For reasons of the linearity of the reinforcing element, it is now necessary that 11,2z = 211, z1.
While tube 1 works to an effective external resistance when tube 2 is blocked, which because of the transformation effect of coil element 4R. is this effective external resistance due to the increasing power delivery by tubes \? progressively reduced as soon as the amplitude exceeds the carrier amplitude at which the tube 2 begins to work. When the carrier amplitude is doubled, the effective external resistance of the tube 1 finally reaches the value 2R ", because the same power is emitted by both tubes at this operating point.
For this working point, the working characteristic of the tube 1 is also shown in Fig. 2 (curve 2). The final state (double the carrier amplitude) is reached at 11.12. 11.1z is now smaller than twice the value. of 11.11, and that fact has one. Non-linearity of the resulting characteristic curve, so. thus result in non-linear distortions of the modulation curve.
In order to eliminate the distortion factor caused by this, it is proposed according to the invention that a load resistance for the control voltage that changes with the change in amplitude range is created by means of feedback, so that the resulting change in the grid voltage causes a complete or almost complete linearization of the amplifier stage. This applies primarily to the control voltage of the tube 1 (Fig. 1). An exemplary embodiment of such a circuit is shown in FIG.
The behavior of the grid voltage 11, 1, which differs in the various amplitude ranges, is caused by the change in the resistance, which acts as a load resistance for the capacitor chain C; "L2, La and which is parallel to the grid cathode - Streeke of tube 1 lies.
With this measure it is possible to achieve the desired, distortion-compensating (, other grid; tension 11.1.
The first capacitive branch - the impedance inversion circuit - consists, in the case of FIG. 4 from a swing circle Cl, LI, Cl. The capacitor C-1 is.
dimensioned so that for the case 11.1 <11.11 a voltage p # lh.l is in phase with 11 "1. A resistor R '" is provided as a load for the control voltage 11.1 .
In this way, a constant load resistance of the value arises for the working range 11, .1 <11, 11 for the grid voltage
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because as can be seen from Fig. 4, is
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so that in this area the circuit shown in Fig. -1 in Fit. 1 shown corresponds.
In the working range 11, 11 G 1L, 1 <1I, 12, however, the alternating anode voltage of the tube 1 remains essentially constant, and here p becomes smaller with increasing grid voltage 11.1. The load resistance R, 1 for the control voltage that is given under these circumstances is therefore smaller.
In conjunction with the wave resistance of the capacitor gate element Ca, L2, La, this change in resistance is used to produce the desired change in the control voltage 11.1. It is:
11g12 = Z, 12 - R ', 1 + P' Ugll (2) Assuming that the addition tube? is set correctly (11,22 = 2] I, 21), one obtains that the output current at a
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-Link is proportional to the input voltage, also i, 12 <I> = </I> 2i, 11 <I> (3) </I> Thus, by inserting (3) and (1) in (?)
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Now, if X is the characteristic impedance of the reversed impedance quadrupole L2, C3,
L3 is designated
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and since the services on both sides of the quadrupole must be the same, is:
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If you put (5), (1) and (4) in (6), then we get:
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(Wave resistance) is. These relationships apply strictly only when the tubes are controlled without power and must of course be corrected accordingly if there are repercussions, for example from grid current.
In this example, the non-linear relationship of such power amplifier stages, constructed according to Doherty, is essentially balanced out by high-frequency voltage negative feedback which determines the transition from the carrier value of the modulated voltage to be amplified. higher amplitudes are largely linearized in that, depending on the working state, such a load change occurs for the member rotating the phase by 90 that the correct control voltage curve is guaranteed.
However, since the above-mentioned correction of the specified relationships when a grid current occurs cannot be implemented in every case, there are in particular special with very strong end tubes that show a significant grid current, even here significant disadvantages due to the distortions. In order to be able to linearize these distortions as well, it is proposed that instead of the mentioned negative voltage feedback or in addition to the equalization of linearities at least the so-called carrier tube (tube 1) is counter-current-coupled.
A simple consideration shows that the anode alternating current of the carrier tube in the working states at the end load resistor of the Doherty power amplifier must be linear to the high-frequency amplitude. In the case of amplitudes whose value is lower than the carrier value, this behavior is immediately clear: The additional tube is blocked, the carrier tube works on the resistance 4Ra, which remains constant in this range, and emits the carrier power N for the carrier value.
According to the principle of the Doherty stage, the carrier tube should now emit 2N as peak power at 100% modulation, namely to the external resistance 2Ra.
So it is:
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where i, = alternating anode current of the carrier tube for the carrier value, i3 = alternating anode current for the peak power of the carrier tube. The anode current therefore runs linearly to the final amplitude, as can also be easily demonstrated for intermediate values. An anode current feedback also has a linearizing effect when grid currents occur.
As is shown in principle in FIG. 5, the negative feedback voltage can be tapped in the simplest way from a cathode resistor R 1 of the carrier tube 1. The resistance R., 1 in Fig. 5, on which the carrier tube 1 works, has the value 4R "up to the carrier amplitude, which is progressively reduced to the value 2R, as the amplitude increases. Such a counter-coupling measure goes through however, some of the anode power is lost.
According to a further Ausführungsbei game of the invention is therefore proposed to operate the support tube in the so-called grid base position. In this case, the anode power is fully utilized. and even increased by the controlling power. The current negative feedback occurs here at the internal resistance of the control voltage source. The replacement input resistance of the carrier tube between grid and cathode represents an amplitude-dependent load resistance for the network that rotates the phase of the control voltage by 90, the change in resistance of which influences the effective control voltage in the desired sense.
In addition, those losses are avoided that are associated with the preload resistance required in the usual circuit.
The load resistance of the control voltage source (driver stage), which is represented by the carrier tube connected via the 90 rotating member, is almost constant up to the carrier amplitude and then increases as the amplitude increases. This non-uniform load is compensated by the additional load occurring above the carrier amplitude through the control power of the additional tube and can be largely reduced by a negative voltage feedback of this tube, whereby at the same time a further compensation of errors of the additional tube occurs, because here the anode AC voltage must be linear to the control voltage.
An example embodiment of such a circuit is shown in principle in Fig. 6 represents. The carrier tube 1 is connected in the grid base position; the control voltage is fed to it via a network delaying the phase by 90. She gives. their output power also depends on the resistor Ra via a network delaying the phase by 90. The additional tube 2 is counter-voltage coupled.
In some cases, and in particular when the additional tube is not sufficiently loaded by grid current, it can be useful to set up these as well in grid base position or suitable combination circuits. The starting grid current then causes a change in the load resistance for the control voltage with one or more of the anode current. A suitable feedback can also bring about the corresponding load change.
By applying an additional constant preload for the control voltage source, the non-linearity of the loading resistance can also be relatively reduced. However, it is better to implement this preload by means of the previously mentioned negative voltage feedback of the additional tube.