DE1014596B

DE1014596B - Push-pull B amplifier with negative and positive feedback

Info

Publication number: DE1014596B
Application number: DEH18148A
Authority: DE
Inventors: Jakob Luescher
Original assignee: Hasler AG
Current assignee: Hasler AG
Priority date: 1952-11-18
Filing date: 1953-10-28
Publication date: 1957-08-29
Also published as: AT186651B; GB734747A; CH306206A; BE524267A

Description

Gegentakt-B -Verstärker mit Gegen- und Mitkopplung Sind bei einer Gegentaktverstärkerstufe mit Ausgangsübertrager dessen beide primäre Wicklungshälften nicht ideal gekoppelt, so treten nichtlineare Verzerrungen auf, selbst dann, wenn sich die Charakteristiken der beiden Röhren in idealer Weise ergänzen. Besonders auffällig tritt diese nachteilige Wirkung beim Gegentakt-B-Verstärker in Erscheinung. Eine ausführliche Beschreibung dieser Verzerrungen findet sich in einem Aufsatz von A. Pen-Tung Sah in »Proceedings of the Institute of Radio Engineersa, 1936, Novemberheft, S. 1522 ff. Eine ideale Kopplung der primären Wicklungshälften ist praktisch meist nicht durchführbar, denn enge Kopplung erfordert einen verhältnismäßig großen Übertrager. Praktisch ist es so, daß bei kleinen Verstärkern diese Art von Verzerrungen besonders nachteilig ist, wenn in bezug auf die Qualität extreme Forderungen gestellt werden (z. B. bei Trägerfrequenzsystemen). Aber auch bei großen Verstärkern (z. B. für anodenmodulierte Rundfunksender) werden sie eine Rolle spielen, da dort aus wirtschaftlichen Gründen der Ausgangsübertrager nicht allzu groß werden darf.Push-pull B amplifiers with negative and positive feedback are in one Push-pull amplifier stage with output transformer of both primary winding halves not ideally coupled, nonlinear distortion occurs even if the characteristics of the two tubes complement each other in an ideal way. Particularly this disadvantageous effect is noticeable in the case of the push-pull B amplifier. A detailed description of these distortions can be found in an article by A. Pen-Tung Sah in "Proceedings of the Institute of Radio Engineersa, 1936, Novemberheft, p. 1522 ff. An ideal coupling of the primary winding halves is practically mostly not feasible, because close coupling requires a relatively large transformer. In practice, with small amplifiers this type of Distortion is particularly detrimental when there are extreme demands on quality (e.g. for carrier frequency systems). But also with large amplifiers (e.g. for anode-modulated radio transmitters) they will play a role there for economic reasons, the output transformer must not be too large.

Ist ein solcher Gegentaktverstärker von der Primärseite des Ausgangsübertragers aus noch gegengekoppelt, so treten die folgenden Erscheinungen auf 1. Der Klirrfaktor nimmt nicht entsprechend dem Gegenkopplungsgrad ab. Es kann im B-Betrieb sogar vorkommen, daß er größer wird als ohne Gegenkopplung. 2. Der Wirkungsgrad wird schlechter.Is such a push-pull amplifier from the primary side of the output transformer from still negative feedback, the following phenomena occur 1. The distortion factor does not decrease according to the degree of negative feedback. In B operation it can even happen that it is larger than without negative feedback. 2. The efficiency gets worse.

Beide Erscheinungen treten naturgemäß immer im oberen Teil des zu übertragenden Frequenzbereiches auf, weil da die Streureaktanzen des Ausgangsübertragers am größten sind. Natürlich könnte im Prinzip die Gegenkopplung auch von der Sekundärseite des Übertragers oder von einer weiteren Wicklung aus erfolgen. Dies wird aber wegen dem hierdurch bedingten schlechten Phasengang des Verstärkers in den meisten Fällen unmöglich sein.Both phenomena naturally always occur in the upper part of the transmitting frequency range, because there the leakage reactances of the output transformer are greatest. Of course, in principle the negative feedback could also come from the secondary side of the transformer or from another winding. But this is because of the resulting poor phase response of the amplifier in most cases be impossible.

Zum Verständnis dieser Verhältnisse sei folgendes Beispiel angeführt. Ein Gegentakt-B-Verstärker wurde durch einen praktisch vollkommen linearen Vorverstärker ausgesteuert. Die nichtlinearen Verzerrungen der Endstufe, bedingt durch die Nichtlinearität der Endstufen-Röhrenkennlinien, betrugen 3,5 °/o bei einer abgegebenen Leistung von 70 kW. Die Kopplung der primären Wicklungshälften des Ausgangsübertragers war immerhin so eng, daß sich auch bei der höchsten zu übertragenden Frequenz noch keine Steigerung des Klirrfaktors feststellen ließ. Der Klirrfaktor sowie der Wirkungsgrad des Verstärkers waren über den ganzen geforderten Bereich von 30 bis 10 000 Hz praktisch konstant. Wurde nun eine Gegenkopplung von der Primärseite des Ausgangsübertragers auf den Eingang des Vorverstärkers angewandt, so verschlechterte sich der Wirkungsgrad bei den hohen Frequenzen mit zunehmendem Grad der Gegenkopplung. Ohne Gegenkopplung betrug bei der Ausgangsleistung von 70 kW der Anodenverlust jeder Endstufenröhre 20 kW. Mit einer Gegenkopplung von 12 db (Faktor 4) änderten sich die Leistungsverhältnisse im Frequenzbereich von 30 bis 1000 Hz praktisch nicht. Oberhalb 1000 Hz nahm aber der Anodenverlust mit zunehmender Frequenz und konstanter Ausgangsleistung ständig zu, um bei 10 000 Hz einen Wert von 35 kW zu erreichen. Der Klirrfaktor war im Bereich von 30 bis 1000 Hz erwartungsgemäß etwa 4mal kleiner, um aber über 1000 Hz mit zunehmender Frequenz bis auf einen Wert von 4°/0 bei 10 000 Hz, d. h. einen etwas höheren Wert als ohne Gegenkopplung, zu steigen.The following example is given to understand these relationships. A push-pull B amplifier was made up of a practically perfectly linear preamplifier controlled. The non-linear distortion of the output stage, caused by the non-linearity of the output stage tube characteristics, amounted to 3.5% with an output power of 70 kW. The coupling of the primary winding halves of the output transformer was at least so close that even at the highest frequency to be transmitted there are still none Increase in the distortion factor. The distortion factor as well as the efficiency of the amplifier were practical over the entire required range of 30 to 10,000 Hz constant. There was now a negative feedback from the primary side of the output transformer applied to the input of the preamplifier, the efficiency deteriorated at the high frequencies with an increasing degree of negative feedback. Without negative feedback was the anode loss of each output stage tube at the output power of 70 kW 20 kW. With a negative feedback of 12 db (factor 4) the power ratios changed practically not in the frequency range from 30 to 1000 Hz. But above 1000 Hz took off the anode loss with increasing frequency and constant output power constantly to achieve a value of 35 kW at 10,000 Hz. The distortion factor was in the range from 30 to 1000 Hz, as expected, about 4 times smaller, but by over 1000 Hz with increasing Frequency up to a value of 4 ° / 0 at 10,000 Hz, i.e. H. a slightly higher value than to increase without negative feedback.

Diese Erscheinung wird an Hand der Abb. 1 und 2 näher erklärt. Die Abb. 1 stellt schematisch einen Gegentaktverstärker dar. Dieser umfaßt einen Eingangstransformator mit der Primärwicklung 1 und den beiden Sekundärwicklungen 2' und 2", je eine Vorverstärkerstufe 3' und 3", je eine Endverstärkerstufe 4' und 4" sowie einen Ausgangsübertrager mit den Primärwicklungen 5' und 5" und der Sekundärwicklung 6, die mit der Impedanz 7 belastet ist. Bezeichnet man mit y bzw. ,ü' die Verstärkungsfaktoren der Endverstärkerröhren 4' bzw. 4" sowie deren Eingangswechselspannungen mit u' bzw. u", so ist die über den Primärwicklungen 5' bzw. 5" auftretende Leerlaufspannung gleich ,cs' - u' bzw. y ' # Ii".This phenomenon is explained in more detail with reference to Figs. Fig. 1 shows schematically a push-pull amplifier. This comprises an input transformer with the primary winding 1 and the two secondary windings 2 'and 2 ", a preamplifier stage 3' and 3", a power amplifier stage 4 'and 4 "and an output transformer with the Primary windings 5 'and 5 "and the secondary winding 6, which is loaded with the impedance 7. If y or 'ü' denotes the gain factors of the power amplifier tubes 4 'or 4 "and their AC input voltages u' or u", then the open circuit voltage across the primary windings 5 'and 5 "is equal to cs' - u ' or y ' # Ii ".

Die Abb.2 stellt die für hohe Frequenzen geltende Ersatzschaltung der Gegentaktendstufe 4', 4" dar. An Stelle der Röhren 4', 4" stehen deren innere Widerstände Ri , Ri ' sowie die Generatorspannungen ,ü u', ,ü' 2c '. Es bedeuten ferner: L1 die Streuinduktivität des Ausgangsübertragers, gemessen über der einen primären Wicklungshälfte, wenn die andere primäre Wicklungshälfte kurzgeschlossen und die Sekundärwicklung offen ist, L2 die Streuinduktivität des Ausgangsübertragers, gemessen über der zweiten primären Wicklungshälfte, wenn die andere primäre .Wicklungshälfte offen und die Sekundärwicklung kurzgeschlossen ist, Ra der auf eine Wicklungshälfte der Primärseite bezogene sekundäre Belastungswiderstand.Figure 2 shows the equivalent circuit that applies to high frequencies the push-pull output stage 4 ', 4 ". An Place of the tubes 4 ', 4 " their internal resistances Ri, Ri 'and the generator voltages, ü u',, ü '2c'. They also mean: L1 is the leakage inductance of the output transformer, measured over one primary winding half when the other primary winding half is short-circuited and the secondary winding is open, L2 is the leakage inductance of the output transformer, measured over the second primary winding half if the other primary winding half open and the secondary winding is short-circuited, Ra on one half of the winding secondary load resistance related to the primary side.

Setzt man für die Berechnung eine Gegentakt-B-Endstufe voraus (vgl. etwa die vorher zitierte Literaturstelle), erstens ideale Kennlinienfelder der Röhren 4', 4", zweitens sinusförmige Gitterspannungen an 4' und 4" genau in Gegenphase, drittens keine Gitterströme, viertens Arbeitspunkt der Röhren genau im Knick der idealen Arbeitscharakteristik, so ist der eigentliche B-Betrieb, in dem jede Röhre nur während der halben Periodenzeit leitet, nur möglich, wenn der Ausgangstransformator ideal ist. Diese Anforderung wird normalerweise für mittlere Frequenzen des zu übertragenden Bandes erfüllt.If a push-pull B output stage is assumed for the calculation (cf. for example the previously cited reference), firstly, ideal fields of characteristic curves for the tubes 4 ', 4 ", secondly sinusoidal grid voltages at 4' and 4" exactly in opposite phase, thirdly, no lattice currents, fourthly, the operating point of the tubes exactly at the kink of the ideal working characteristics, so is the actual B operation in which each tube only conducts during half the period time, only possible if the output transformer is ideal. This requirement is normally for medium frequencies of the to be transmitted Band met.

Im Ersatzschaltbild für hohe Frequenzen (Abb. 2) hingegen treten wegen der verschiedenen Streuinduktivitäten und Widerstände periodische Ausgleichvorgänge auf. Ihre Auswirkung auf den Strom- und Spannungsverlauf besteht in einer Verlängerung der Stromflußperiode in einer Röhre über die halbe Periodenzeit hinaus sowie in entsprechender Verzerrung der Anodenspannungen. Während zwei kurzen Intervallen jeder Periode ergibt sich somit ein Zusammenwirken der zwei Röhrenströme in 4' und 4" im gleichen Sinn wie beim A-Betrieb. Trotz verzerrungsfreier gegenphasiger Gitterspannungen bewegen sich nämlich die Arbeitspunkte der beiden Röhren auf einer Kurve im J"-U" (u,) Kennlinienfeld, die keine Gerade mehr ist.In the equivalent circuit diagram for high frequencies (Fig. 2), however, occur because of periodic balancing processes of the various leakage inductances and resistances on. Their effect on the current and voltage curve is an extension the current flow period in a tube beyond half the period time and in corresponding distortion of the anode voltages. During two short intervals Each period there is thus an interaction of the two tube currents in 4 'and 4 "in the same sense as in A operation. Despite distortion-free antiphase grid voltages namely, the working points of the two tubes move on a curve in J "-U" (u,) Characteristic field that is no longer a straight line.

Dies wird aber anders, wenn z. B. in an sich bekannter Weise eine Gegenkopplung nach Abb. 3 angewandt wird. Die Schaltung der Abb. 3 ist grundsätzlich die gleiche wie diejenige der Abb. 1, nur mit dem Unterschied, daß jedem Verstärkerzweig, der aus einer Vorverstärkerstufe 3', 3", eventuell weiteren Vorverstärkerstufen Il', 11" sowie einer Endstufe 4', 4" besteht, ein Gegenkopplungsweg 8', 8" zugeordnet ist. 9', 9" sind Blockkondensatoren. Die Gegenkopplungsspannungen werden einem aus RC-Gliedern 10 aufgebauten komplexen Spannungsteiler entnommen. Diese Gegenkopplung, deren Zweck in der Linearisierung der Verstärkerwege liegt, hat jedoch eine unerwünschte Folge. Wenn nämlich eine der Röhren 4', 4", z. B. die Röhre 4', leitet, während die andere, 4", gesperrt ist, so wird durch den in der Wicklungshälfte 5' fließenden Strom eine Spannung in der Wicklungshälfte 5" induziert, die nicht genau gegenphasig und gleich groß ist wie diejenige über 5'. Die Kopplung zwischen den Wicklungshälften 5', 5" ist nämlich kleiner als 1. Die in der Wicklungshälfte 5" induzierte Spannung beeinflußt die Gitterspannung der Röhre 3" derart, daß diese nicht mehr entgegengesetzt gleich groß ist wie die Eingangsspannung der Röhre 3', welche ja ihrerseits von der Wicklungshälfte 5' eine Gegenkopplungsspannung erhält. Die Gegenkopplungsspannung aus 5" ist auch zeitlich verzerrt, so daß beim jeweiligen Übergang in den Zustand, in dem beide Röhren 4' und 4" leiten, die Phasendifferenz zwischen den beiden Gitterspannungen nicht mehr genau n ist. Es zeigt sich, daß dadurch kurzzeitig die zwei Röhren im Gleichtakt arbeiten, d. h. beide @R;öhrenströme gleichzeitig ab- oder zunehmen, was im Übertrager Felder erzeugt, die sich gegenseitig aufheben. Damit werden, wie oben erwähnt, die Anodenverluste der Röhren beträchtlich erhöht, und es ist einleuchtend, warum der Klirrfaktor trotz der Gegenkopplung nicht besser wird. Die gleiche Erscheinung tritt auf, wenn an Stelle des Ausgangsübertragers eine Drossel verwendet wird.But this is different if z. B. in a known manner a Negative coupling according to Fig. 3 is applied. The circuit of Fig. 3 is fundamental the same as that of Fig. 1, only with the difference that each amplifier branch, the one from a preamplifier stage 3 ', 3 ", possibly further preamplifier stages Il ', 11 "and an output stage 4', 4", a negative feedback path 8 ', 8 "is assigned is. 9 ', 9 "are blocking capacitors. The negative feedback voltages become one off RC elements 10 built complex voltage divider removed. This negative feedback, whose purpose is to linearize the amplifier paths, however, has an undesirable one Episode. Namely, if one of the tubes 4 ', 4 ", e.g. the tube 4', conducts during the other, 4 ", is blocked, then the flowing in the winding half 5 ' Current induces a voltage in the winding half 5 ″ that is not exactly in phase opposition and is the same size as the one over 5 '. The coupling between the winding halves This is because 5 ', 5 "is less than 1. The voltage induced in winding half 5" influences the grid voltage of the tube 3 "in such a way that it is no longer opposite is the same as the input voltage of the tube 3 ', which in turn is of the winding half 5 'receives a negative feedback voltage. The negative feedback voltage from 5 "is also temporally distorted, so that at the respective transition to the state in which both tubes 4 'and 4 "conduct, the phase difference between the two grid voltages is no longer exactly n. It turns out that this briefly causes the two tubes in the Work in unison, d. H. both @R; ear currents decrease or increase at the same time, which generates fields in the transmitter that cancel each other out. So that will be how mentioned above, the anode losses of the tubes are considerably increased, and it is evident why the distortion factor does not improve despite the negative feedback. Same appearance occurs when a choke is used instead of the output transformer.

Die Erfindung zeigt nun einen Weg, wie diese störende Erscheinung vermieden und somit ein höherer Wirkungsgrad und ein kleinerer Klirrfaktor erreicht werden können. Es wird später noch ausgeführt werden, inwiefern durch Anwendung der Erfindung auch eine Stabilisierung des Gegentaktverstärkers erzielt wird. Bei einem Gegentakt-B-Verstärker mit Ausgangsübertrager und mit für sich gegengekoppelten Verstärkerhälften wird zur Unterbindung von Störungen im Gegentaktbetrieb, die verursacht werden durch die Rückwirkung, welche j eweils die von der aktiven in die inaktive Wicklungshälfte des Ausgangsübertragers induzierte Spannung über die Gegenkopplung der gesperrten Verstärkerhälfte auf ihren Eingang ausübt, gemäß der Erfindung der Primärwicklung des Ausgangsübertragers ein komplexer Spannungsteiler parallel geschaltet, dem solche Anteile der Differenz der über, den primären Wicklungshälften auftretenden Spannungen entnommen und auf die Eingänge beider Verstärkerhälften mitgekoppelt werden, daß die Wirkung der genannten Störspannung mindestens annähernd kompensiert ist. Durch diese Rückführung der Differenzspannung wird erreicht, daß die Gitterwechselspannungen der Röhren 4' und 4" auch bei den höheren Frequenzen entgegengesetzt gleiche Größe haben.The invention now shows a way of eliminating this annoying phenomenon avoided and thus a higher degree of efficiency and a lower distortion factor achieved can be. It will be discussed later how by application According to the invention, stabilization of the push-pull amplifier is also achieved. at a push-pull B amplifier with output transformer and with negative feedback Amplifier halves are used to prevent interference in push-pull operation that is caused are determined by the retroactive effect, which in each case changes from the active to the inactive Half of the winding of the output transformer induced voltage via the negative feedback the blocked amplifier half exerts on its input, according to the invention of Primary winding of the output transformer a complex voltage divider connected in parallel, the such proportions of the difference between the primary winding halves occurring Voltages taken and coupled to the inputs of both amplifier halves that the effect of the interference voltage mentioned is at least approximately compensated is. This return of the differential voltage ensures that the alternating grid voltages of the tubes 4 'and 4 "also opposite the same size at the higher frequencies to have.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in Abb.4 dargestellt. Diese Schaltung stimmt mit der Schaltung Abb. 3 überein, enthält jedoch gegenüber dieser zusätzlich eine Mitkopplung. Die beiden aus RC-Ketten bestehenden komplexen Potentiometer 10, 12 sind derart geschaltet, daß eine Rückführung der Anodenwechselspannung an den Eingang - sei es als Gegenkopplung (Potentiometer 10) oder als Mitkopplung (Potentiometer 12) - ohne eine frequenzabhängige PhasenYerschiebung erfolgt. Solche Potentiometer werden als >kompensierte Potentiometer« bezeichnet. Die Rückführung der Mitkopplungsspannung erfolgt vom Potentiometer 12 über Widerstände 13', 13" an die Kathoden der Vorverstärkerröhren 3', 3".An embodiment of the invention is shown in Fig.4. This circuit is the same as the circuit in Fig. 3, but it also contains positive feedback. The two complex potentiometers 10, 12 consisting of RC chains are connected in such a way that the anode alternating voltage is fed back to the input - either as negative feedback (potentiometer 10) or as positive feedback (potentiometer 12) - without a frequency-dependent phase shift. Such potentiometers are called "compensated potentiometers". The feedback voltage is fed back from the potentiometer 12 via resistors 13 ', 13 "to the cathodes of the preamplifier tubes 3', 3".

Zur Erklärung des Schaltungsprinzips der Abb. 4 dürfen stark vereinfachende Annahmen gemacht werden, die, wenn auch nicht eine quantitative Berechnung, so doch eine qualitative Betrachtung ermöglichen. Diese Annahmen bestehen in folgendem: 1. Es werde ein Augenblick betrachtet, in welchem die Röhre 4' leitet und die Röhre 4" sperrt.To explain the circuit principle of Fig. 4, simplistic Assumptions are made which, if not a quantitative calculation, do enable a qualitative consideration. These assumptions are as follows: 1. Consider a moment in which the tube 4 'conducts and the tube 4 "locks.

2. Alle Spannungen seien sinusförmig, da dies eine spätere Einführung eines Spannungsübersetzungsfaktors von Wicklung 5' auf Wicklung 5" erlaubt.2. Let all voltages be sinusoidal as this is a later introduction a voltage transmission factor from winding 5 'to winding 5 "is allowed.

3. Die Schaltung sei exakt symmetrisch zum Erdpotential.3. Let the circuit be exactly symmetrical to the earth potential.

Ferner bezeichnen e', e" die Wechselspannungen an den Sekundärwicklungen 2' bzw. 2", u', u" die Gitterwechselspannungen an den Röhren 4' bzw. 4", ,ü = de, den Verstärkungsfaktor über die Vorverstärkerstufen 3' ... 11', den Verstärkungsfaktor über die Vorverstärkerstufen 3" ... 11", ,uö , ,uö ' die Verstärkungsfaktoren der Vorverstärker 3' . . . 11' bzw. 3" . . . 11" von der Kathodenseite aus, y8 den Verstärkungsfaktor der Endverstärkerröhre 4' über die ihr zugeordnete primäre Wicklungshälfte 5' des Ausgangstransformators, x die Spannungsübersetzung von der Wicklung 5' auf die Wicklung 5", ß', ß" die Gegenkopplungsfaktoren, y', y'" die Mitkopplungsfaktoren. Für die gegengekoppelten Verstärkerhälften gilt: e u.. _ JU Z . (e.. -ß..x@@ u.). Die Symmetriebedingungen lauten: le I=le..l ß.. A Ja /t0 = y0 , He = ye Es ist aber I, u' 1 + J u" [ wegen x =#_ 1 für alle ß'-Werte. Es muß j edoch möglich sein, durch Anwendung einer weiteren Rückkopplung y', y" einen Parameter einzuführen, der so gewählt werden kann, daß bei B-Betrieb u' = -u". Damit lassen sich die Bedingungen für ß und y finden. Es ergeben sich dann die Gleichungen: u' = f, (e' -ß'Ye ü) +Y Ho' u, (fZe xtue ) I Durch Einsetzen der obengenannten Symmetriebedingungen sowie Gleichsetzung 1 ü = j u" 1 ergibt sich nach Vornahme von Kürzungen ,u'ß' = yö (Y + y") - III Wegen der gemachten vereinfachenden Voraussetzun- 3° gen ist die gefundene Bedingung III unabhängig von x. Bei Symmetrie des Ausgangstransformators und der zwei Verstärkerketten wird Y =Y# und f@ ß' = yö ' 2y'. IV Eine exakte mathematische Behandlung hätte auch die Vorgänge während der kurzen Perioden, während welcher beide Röhren 4', 4" leitend sind, zu umfassen. Es läßt sich dann zeigen, daß sich für die Werte y' und y" für optimalen Betrieb eine weitere Forderung aufstellen läßt (nämlich ihre Abhängigkeit von x bzw. den Streureaktanzen). Hieraus sowie aus den Gleichungen III oder IV ergibt sich dann der optimale Gegenkopplungsfaktor ß, denn A', yo sind gegeben.Furthermore, e ', e "denote the alternating voltages on the secondary windings 2' and 2", u ', u " the grid alternating voltages on the tubes 4' and 4",, ü = de, the amplification factor via the preamplifier stages 3 '.. . 11 ', the gain on the pre-amplifier 3 "... 11", UOE, UOE 'the gains of the pre-amplifier 3'. . . 11 'or 3 "... 11" from the cathode side, y8 the amplification factor of the power amplifier tube 4' via the primary winding half 5 'of the output transformer assigned to it, x the voltage translation from winding 5' to winding 5 ", ß ' , ß "the negative feedback factors, y ', y'" the Mitkopplungsfaktoren For the negative feedback amplifier halves applies: e. u .. _ JU Z (e .. -ß..x @@ u.) are the symmetry conditions:.. I le = le..l ß .. A Yes / t0 = y0 , He = ye But it is I, u '1 + J u "[ because of x = # _ 1 for all ß' values. However, it must be possible, by using a further feedback y ', y ", to introduce a parameter which can be selected in such a way that u' = -u" in B operation. With this the conditions for ß and y can be found. This then results in the following equations: u ' = f, (e' -ß'Ye ü) + Y Ho 'u, (fZe xtue ) I By inserting the above-mentioned symmetry conditions and equating 1 ü = ju "1, after performing Reductions, u'ß ' = yö (Y + y ") - III Because of the simplified assumptions made, the condition III found is independent of x. With symmetry of the output transformer and the two amplifier chains , Y = Y # and f @ ß ' = yö' 2y '. IV An exact mathematical treatment would also have to include the processes during the short periods during which both tubes 4 ', 4 "are conductive. It can then be shown that there is another for the values y' and y" for optimal operation Requirement can be set up (namely its dependence on x or the scatter reactances). From this, as well as from equations III or IV, the optimal negative feedback factor β results, because A ', yo are given.

Die erwähnte Rechnung ist so umfangreich, daß sich der optimale Wert für y und daraus nach Gleichungen III oder IV der Wert ß experimentell viel besser ermitteln lassen, zumal eine Berechnung die Nichtlinearitäten der Röhrencharakteristiken doch nicht genau berücksichtigen könnte. Praktisch wird der Mitkopplungsfaktor y' stets etwas kleiner als ß' sein. Dies hat außer den erwähnten Vorteilen noch eine stabilisierende Wirkung auf den gesamten Verstärker. Ein gegengekoppelter Verstärker ist bekanntlich instabil, wenn j ,u - ß @ > 1 wird und die Phase von ,u - ß 180° beträgt. Dies ist normalerweise erst bei einer Frequenz der Fall, die derart hoch liegt, daß die beiden Primär-Wicklungshälften 5', 5" des Ausgangsübertragers praktisch überhaupt nicht mehr gekoppelt sind.The calculation mentioned is so extensive that the optimal value for y and from it the value β according to equations III or IV can be determined much better experimentally, especially since a calculation could not take into account the nonlinearities of the tube characteristics. In practice, the positive feedback factor y 'will always be slightly smaller than ß'. In addition to the advantages mentioned, this also has a stabilizing effect on the entire amplifier. A negative feedback amplifier is known to be unstable when j, u - ß @ > 1 and the phase of, u - ß is 180 °. This is normally the case only at a frequency which is so high that the two primary winding halves 5 ', 5 "of the output transformer are practically no longer coupled at all.

Bei der Schaltung (Abb. 4) ergibt sich dann bei hohen Frequenzen in jeder Hälfte des Verstärkers eine Kompensation der Gegenkopplung ß' durch die Mitkopplung y'. Dadurch wird ',aß: prinzipiell kleiner als im Falle reiner Gegenkopplung, und somit ist insofern eine erhöhte Sicherheit gegen Selbsterregung gegeben, als die beiden Verstärkerhälften bei wachsender Frequenz eine abnehmende Gegenkopplung besitzen.In the case of the circuit (Fig. 4), the negative feedback ß 'is compensated for by the positive feedback y' in each half of the amplifier at high frequencies. As a result, ', aß: is in principle smaller than in the case of pure negative feedback, and thus there is increased security against self-excitation insofar as the two amplifier halves have a decreasing negative feedback as the frequency increases.

Bei dem angegebenen Ausführungsbeispiel ist angenommen worden, daß die Gegenkopplung jeweils auf das Gitter, die Mitkopplung jeweils auf die Kathode der ersten Vorverstärkerröhre geführt werden. Das sind Schaltungseinzelheiten, die für die Erfindung als solche nicht maßgebend sind. Es ist jedem Fachmann bekannt, daß die Rückführungen auch auf andere Weise durchgeführt werden können. Beispielsweise kann die Gegenkopplung auf das Gitter, die Mitkopplung auf die Kathode oder beide Kopplungen können auf die gleiche Elektrode der ersten Röhre geführt werden.In the given embodiment it has been assumed that the negative feedback in each case on the grid, the positive feedback in each case on the cathode the first preamplifier tube. These are circuit details that are not decisive for the invention as such. It is known to every person skilled in the art that the returns can also be carried out in other ways. For example can be the negative feedback on the grid, the positive feedback on the cathode or both Couplings can be made on the same electrode of the first tube.

Claims

PATENT CLAIM: Push-pull B amplifier with output transformer and amplifier halves with negative feedback, characterized by a complex voltage divider (12) connected in parallel to the primary winding of the output transformer, from which such portions of the difference between the voltages occurring across the primary winding halves are taken and applied to the inputs of both amplifier halves are coupled so that the effect of those disturbances in push-pull operation that are caused by the reaction that the voltage induced by the active in the inactive winding half of the output transformer exerts on its input via the negative feedback of the blocked amplifier half is at least approximately compensated (Fig. 4). Documents considered: German Patent No. 837 255; Swiss Patent No. 240 913; U.S. Patent No. 2,270,295; "Funk", 1940, no. 4, pp. 55 and 56 (fig. 18); "Funk-Technik", 1950, no. 17, pp. 534 and 535 (Fig. 4)