<Desc/Clms Page number 1>
Rohrenverstärker.
Die Erfindung betrifft Röhrenverstärker, bei denen bestimmte Frequenzen des übertragenen Frequenzbereiches vom Ausgang zum Eingang derart rückgekoppelt werden, dass der Grad der Verstärkung unter jenen herabgesetzt wird, den er ohne Rückkopplung haben würde, um ungewünschte Modulation oder niehtlineare Wirkungen zu verringern und die Stabilität der Verstärkung im Vergleich zu jener ohne Rückkopplung zu verbessern.
In solchen Verstärkern ist die Verringerung der Modulation für Komponenten bestimmter Frequenz stark, wenn die Verstärkung (für die Modulationskomponenten) bei einmaligem Durchgang durch die Rückkopplungsscl1leife gross ist. Die Modulationskomponenten, die durch die Rückkopplung verringert werden sollen, sind gewöhnlich Frequenzen innerhalb des Frequenzbereiches, der durch den Verstärker verstärkt werden soll.
In der Praxis ist die Verstärkung, wenn die Schleifenverstärkung (d. i. die Verstärkung bei einem einzigen Durchgang durch die Schleife) für die Frequenzen des verwendeten Frequenzbereiches gross ist, für einige höhere Frequenzen grösser als Null und wenn die bei einmaligem Schleifendurchgang auftretende Phasenverschiebung Null oder für irgendeine Frequenz, bei der die SchleifenVerstärkung gleich oder grösser als Null ist, ein Vielfaches von 360 ist, kann der Verstärker bei dieser Frequenz pfeifen. Um das Pfeifen zu vermeiden, ist es wünschenswert, die Phasenverschiebung der Schleife und die Schleifenverstärkung mit Rücksicht auf das gesamte Frequenzspektrum sorgfältig zu regeln. (Diese Regelung ist auch aus andern Gründen wünschenswert, z.
B. um zu verhindern, dass durch die Phasenverschiebung in der Schleife die Verstärkung erhöht wird, da diese Verstärkung wegen der sie begleitenden entsprechenden Modulationsverstärkung unerwünscht sein kann. ) Wird die Phasen- verschiebung in der Schleife bei +1800 aufrechterhalten, so ist damit die weitest mögliche Entfernung von den Potentialpfeifwerten, die bei 00 und Vielfachen von 3600 auftreten, gegeben. Es ist jedoch praktisch nicht notwendig, so weit zu gehen.
Die Pfeiffreiheit wird immer erreicht werden, wenn für jede Frequenz der Schleifenverstärkung (d. h. jede Frequenz, bei der die Schleif enverstärkung Null oder darüber ist) die Phasenverschiebung der Schleife anders ist als 0'oder ein Vielfaches von 360 oder, in andern Worten, wenn die Phasenverschiebungsfrequenz-Charakteristik der Schleife die Nullachse des Frequenzbereiches, in dem eine Verstärkung in der Schleife vorhanden ist, weder kreuzt noch berührt.
Um einen Verstärker mit negativer Rückkopplung zur Verringerung der Verzerrung unter der Annahme zu entwerfen, dass die Vakuumröhre oder-röhren jeder Stufe eine Phasenverschiebung von 180 (ausser irgendeiner z. B. auf Elektrodenkapazitäten zurückzuführenden Ursache) ergeben, kann sowohl eine gerade als auch ungerade Anzahl von Vakuumröhrenstufen gewählt werden, um die Regelung der Pfeifneigung zu erleichtern. Die Frage, ob eine gerade oder ungerade Anzahl geeigneter ist. wird davon abhängen, ob noch andere Mittel zur Phasenumkehrung benutzt werden als die Röhren, und davon, welche andern Phasenverschiebungen in der Schleife vorhanden sind.
Die Schwierigkeit, die Änderung der Schleifenphasenverschiebung der Frequenz innerhalb der notwendigen Grenzen über dem Frequenzbereich der Schleifenverstärkung aufrechtzuerhalten, wird im allgemeinen dadurch erhöht, dass im Falle die Verminderung der Verzerrung und die damit verbundene Verstärkungsverminderung, die durch Rückkopplung hervorgerufen wird, gross ist, die Leistung des Verstärkers ohne Rückkopplung sehr hoch gegriffen und durch eine grosse negative Rückkopplung bedeutend verringert werden muss. Dies erfordert die Verwendung mehrerer Stufen und mehrerer
<Desc/Clms Page number 2>
Kopplungsstromkreise zwischen den Stufen. Die Pfeifneigung kann besonders störend werden, wenn z.
B. der Verstärker für die Übertragung breiter Frequenzbänder für sehr hohe Frequenzen verwendet wird.
EMI2.1
so ungünstig zu beeinflussen, dass der verwendete Frequenzbereich gestört wird.
Diese Impedanz ist vorzugsweise ein Netzwerk, das bei einer Frequenz in der Nähe einer Frequenz. bei der der Verstärker ohne die Impedanz singen würde, in Resonanz ist.
Die Erfindung ist an Hand der beiliegenden Zeichnungen näher besehrieben, in welchen Fig. l ein Schema eines Verstärkers nach der Erfindung darstellt. Die Fig. 2 und 3 zeigen Kurven, die die Erfindung näher erklären.
EMI2.2
aus der Leitung oder dem Stromkreis LI erhält, und gibt die verstärkten Wellen durch den Ausgangstra. nsformator an die Leitung oder den Stromkreis weiter.
Der als Beispiel gezeigte Verstärker hat drei Elektronenröhren 1, 2 und 3, die durch Zwischenstufennetzwerke 4 und. 5 hintereinandergeschaltet sind, und hat einen Ausgleieher 6 in Form einer Brücke, wie solche aus der amerikanischen Patentschrift Nr. 1915440 bekannt sind, in seinem Ausgangsstromkreis und eine Rüekleitung 7. die sich von dem Ausgleicher zu einem Widerstand 8 in Serie mit der Sekundärwicklung des Eingangstransformators erstreckt.
Bei Verstärkern dieser Art ist die Sehleifenverstärkung für den übertragenen Frequenzbereich.
EMI2.3
mindert, dass sie unter den Wert sinkt, den sie ohne Rückkopplung hätte, um Verzerrungen zu verringern und die Stabilität des Verstärkers zu erhöhen.
In der Zeichnung sind die Röhren 1 und 2 beispielsweise als Penthoden dargestellt und die Röhre. 3 als Röhre mit gleichflächig angeordneten Gittern.
Die Heizstromkreis der Röhren sind in der Zeichnung nicht dargestellt, sondern nur Wicklung 9 eines Transformators für die Speisung der Röhre. j ? i und R2 sind Gittervorspannungswiderstände für die Röhren 1 und 2 und sind durch die Kondensatoren C'i und C2 für Wechselstrom überbrückt.
Ein Netzwerk N, das die Induktanz L, Widerstand R und Kapazität C enthält, die in der Kathodenzuleitung einer der Röhren, z. B. der Röhre 1, parallel verbunden und den Gitter-und Anodenstromkreisen der Röhre gemeinsam sind, sieht frequenzselektive Amplitude und Phasenregelung der durch die Röhre ausgesandten Wellen vor.
Die Fig. 2 und 3 zeigen die für Verstärker nach Fig. 1 typischen Kurven. In jeder dieser beiden Figuren'sind die Abszissen Frequenzen in Kilohertz und die Ordinaten die Phasenwinkel und Ver-
EMI2.4
winkel der Schleife (für die Verstärkerrückleitungsschleife einschliesslich der Rückleitung 7), wenn das Netzwerk N weggelassen wird (z. B. kurzgeschlossen). In Fig. 3 zeigen die Kurven G und P die Sehleifenverstärkung und den Phasenversehiebungswinkel der Schleife für den Verstärker mit dem
EMI2.5
stärkung und die Komponente der Phasenverschiebung der Schleife, die das Netzwerk V zum Verstärker beiträgt. So erhält man die Kurve P der Fig. 3, indem man die Ordinaten der Kurven Pi und P2 der Fig. 2 addiert.
Die Kurve G in Fig. 3 erhält man, indem man die Ordinaten der Kurven G'i und G2 der Fig. 2 addiert. Die Komponente der Schleifenverstärkung, die durch das Netz N hervorgerufen wird, ist eine negative Verstärkung, d. h. eine Abschwächung. Das Übertragungsband oder der verwendete Frequenzbereich des Verstärkers ist in Fig. 2 mit 8-56 Kilohertz angegeben.
Die Kurve PI zeigt die Phasenverschiebung der Schleife (ohne N) als kleinen negativen Winkel (im vierten Quadranten) bei einer Frequenz unter dem verwendeten Frequenzbereich. Mit zunehmender.
Frequenz sinkt zunächst die Phasenverschiebung bis zu einem Wert von-180 . Hier hat die Kurve eine Unstetigkeitsstelle, der Wert der Phasenverschiebung springt auf +180 um, Nimmt die Frequenz noch weiter zu, so sinkt die Phasenverschiebung wieder ab. Bei noch höheren Frequenzen zeigt die Kurve eine Phasenverschiebung der Schleife, die sieh dem Nullpunkt nähert, den es bei einer Frequenz t ;, erreicht, einer Frequenz. wie oben gezeigt, und in der Nähe von 400 Kilohertz. Die Frequenz p ist daher eine Spannungspfeiffrequenz, d. h. eine Frequenz, bei der der Verstärker ohne N pfeifen würde (in der Schleife samt Leitung 7), da die Kurve ssj eine Schleifenverstärkung bei jener Frequenz, die in gleicher Phase ist, aufweist.
Die Impedanz der Kathodenzuleitung, die einen Widerstand enthält, der den Gitter-und Anodenstromkreisen der Röhre gemeinsam ist, neigt dazu, die Verstärkung durch die Röhre zu verringern, ohne dabei Phasenverschiebung zu erzeugen. Wird eine Kapazität parallel mit dem Widerstand verbunden, so zeigt die Kathodenzuführung, in der ein Widerstand parallelgeschaltet mit einer Kapazität liegt, die Neigung, in der Röhre einen Verlust und eine Phasenverschiebung zu erzeugen, wobei der Verlust geringer ist als die Frequenzverstärkung und der Phasenverschiebungswinkel bei niedrigen Frequenzen
<Desc/Clms Page number 3>
bis zu einem Maximum steigt und dann bei unendlicher Frequenz bis auf Null abfällt.
Besteht das Kathodenzuleitungsnetzwerk aus parallelgeschalteter Induktanz und Kapazität, so hat es die Neigung. in der Übertragung durch die Röhre einen Verlust und eine Phasenverschiebung zu erzeugen, wobei der Verlust bei einer Nullfrequenz zu einem Höchstverlust bei unendlicher Frequenz ansteigt und die Phasenverschiebung von Null zu einem negativen Höchstwert fällt und dann wieder bis auf Null bei unendlicher Frequenz ansteigt. Stellt das Kathodennetzwerk parallelgeschaltete Induktanz, Kapazität und Widerstand dar, wie im Falle des Netzes N in Fig. 1, so neigt es dazu, bei der Übertragung durch die Röhre einen Verlust und eine Phasenverschiebung zu erzeugen, wie dies durch die Kurven G2 und P2 in Fig. 2 gezeigt ist.
Die Phasenverschiebung steigt von Null auf einen negativen Höchstwert an und fällt dann wieder bis auf Null bei einer Resonanz-oder kritischen Frequenz des Netzes (in Fig. 2 mit 400 Kilohertz angegeben), steigt dann auf einen positiven Höchstwert an und fällt dann wieder auf Null bei Unendlich. Der Verlust steigt von einem Nullverlust bei einer Nullfrequenz bis zu einem Höchstverlust bei der Resonanz-oder kritischen Frequenz des Netzes und fällt dann wieder bis auf Null bei unendlicher Frequenz.
Bei der Resonanzfrequenz des Netzwerkes und in der Nähe der Potentialpfeiffrequenz Fp tritt, wie dies in Fig. 2 gezeigt wird, die Wirkung ein, dass die Frequenz, bei der die Verstärkung Null wird, auf den Frequenzwert, der bei F' in Fig. 3 gezeigt wird, erniedrigt wird und gleichzeitig die Frequenz, bei der der Phasenversehiebungswinkel Null wird (und sein Vorzeichen wechselt), von dem Frequenzwert, der in Fig. 2 gezeigt ist. auf den Frequenzwert F in Fig. 3 gehoben wird. Auf diese Weise wird, wenn das Netzwerk arbeitet, die Sehleifenverstärkung ein Verlust, bevor die Phasenverschiebung Null erreicht, und infolgedessen wird die Pfeifneigung des Verstärkers verringert und die zulässige Sehleifenverstärkung für die verwendeten Frequenzen vergrössert, ebenso wie die Entzerrung vergrössert wird und eine grössere Stabilität erreicht wird.
Die Gitterkathodenspannung, die in dem Steuergitter der Röhre 1 durch das Netzwerk N erzeugt wird, kann nicht nur von diesem Netz abhängen, sondern in bedeutendem Ausmasse auch von dem Zwischenstufennetzwerk 4 und von den Eigenschaften der Röhre und andern Komponenten des Verstärkers.
Durch geeignete Wahl dieser Komponenten kann diese Abhängigkeit möglichst klein gehalten werden.
PATENT-ANSPRÜCHE :
1. Röhrenverstärker, in welchem eine phasenverkehrte Spannung für alle Frequenzen innerhalb des Arbeitsbereiches des Verstärkers rückgekoppelt wird, dadurch gekennzeichnet, dass eine frequenzabhängige Impedanz in die Kathodenzuleitung mindestens einer Elektronenröhre derart eingeschaltet wird, dass sie dem Eingangs-und Ausgangsstromkreis derselben gemeinsam ist, um die Pfeifneigung des Verstärkers bei Frequenzen ausserhalb des Arbeitsbereiches zu verringern.
<Desc / Clms Page number 1>
Tube amplifier.
The invention relates to tube amplifiers in which certain frequencies of the transmitted frequency range are fed back from the output to the input in such a way that the degree of amplification is reduced below that which it would have without feedback in order to reduce undesired modulation or non-linear effects and the stability of the amplification compared to that without feedback.
In such amplifiers, the reduction in modulation for components of a certain frequency is great if the gain (for the modulation components) is large when the feedback loop is passed through once. The modulation components to be reduced by the feedback are usually frequencies within the frequency range that is to be amplified by the amplifier.
In practice, if the loop gain (i.e. the gain for a single pass through the loop) is large for the frequencies of the frequency range used, it is greater than zero for some higher frequencies and if the phase shift occurring in a single loop pass is zero or for any At a frequency at which the loop gain is equal to or greater than zero, a multiple of 360, the amplifier can whistle at this frequency. In order to avoid whistling, it is desirable to carefully control the phase shift of the loop and the loop gain with regard to the entire frequency spectrum. (This regulation is also desirable for other reasons, e.g.
B. to prevent the phase shift in the loop from increasing the gain, since this gain can be undesirable because of the corresponding modulation gain accompanying it. ) If the phase shift in the loop is maintained at +1800, the greatest possible distance from the potential whistle values that occur at 00 and multiples of 3600 is given. However, it is practically unnecessary to go that far.
No whistling will always be achieved if for each frequency of the loop gain (i.e. each frequency at which the loop gain is zero or above) the phase shift of the loop is other than 0 'or a multiple of 360 or, in other words, if the Phase shift frequency characteristic of the loop neither crosses nor touches the zero axis of the frequency range in which there is a gain in the loop.
To design a negative feedback amplifier to reduce distortion assuming that the vacuum tube or tubes of each stage produce a phase shift of 180 (except for any cause due to e.g. electrode capacitance), either an even or an odd number can be used of vacuum tube stages can be selected to facilitate the regulation of the whistle inclination. The question of whether an even or odd number is more suitable. will depend on whether other means of phase inversion are used than the tubes, and what other phase shifts are present in the loop.
The difficulty of maintaining the change in the loop phase shift in frequency within the necessary limits over the frequency range of the loop gain is generally increased by the fact that when the distortion reduction and associated gain reduction caused by feedback is large, the performance of the amplifier without feedback has to be set very high and has to be reduced significantly by a large negative feedback. This requires the use of multiple stages and multiple
<Desc / Clms Page number 2>
Coupling circuits between the stages. The tendency to whistle can be particularly annoying when z.
B. the amplifier is used for the transmission of wide frequency bands for very high frequencies.
EMI2.1
so unfavorable that the frequency range used is disturbed.
This impedance is preferably a network operating at a frequency close to a frequency. where the amplifier would sing without the impedance is in resonance.
The invention is described in more detail with reference to the accompanying drawings, in which FIG. 1 shows a diagram of an amplifier according to the invention. FIGS. 2 and 3 show curves which explain the invention in more detail.
EMI2.2
receives from the line or the circuit LI, and gives the amplified waves through the exit road. transformer to the line or circuit.
The amplifier shown as an example has three electron tubes 1, 2 and 3 connected by interstage networks 4 and. 5 are connected in series, and has an equalizer 6 in the form of a bridge, such as those known from American patent specification No. 1915440, in its output circuit and a return line 7. which extends from the equalizer to a resistor 8 in series with the secondary winding of the input transformer extends.
In amplifiers of this type, the loop gain is for the transmitted frequency range.
EMI2.3
prevents it from falling below what it would have without feedback to reduce distortion and increase the stability of the amplifier.
In the drawing, the tubes 1 and 2 are shown, for example, as penthodes and the tube. 3 as a tube with grids arranged on the same surface.
The heating circuit of the tubes is not shown in the drawing, only winding 9 of a transformer for feeding the tube. j? i and R2 are grid bias resistors for tubes 1 and 2 and are bridged by capacitors C'i and C2 for alternating current.
A network N, which contains the inductance L, resistance R and capacitance C, which are in the cathode lead of one of the tubes, e.g. B. the tube 1, connected in parallel and are common to the grid and anode circuits of the tube, provides frequency-selective amplitude and phase control of the waves emitted by the tube.
FIGS. 2 and 3 show the curves typical for the amplifier according to FIG. In each of these two figures, the abscissa frequencies are in kilohertz and the ordinates are the phase angles and
EMI2.4
angle of the loop (for the amplifier return loop including return 7) if the network N is omitted (e.g. short-circuited). In Fig. 3, curves G and P show the loop gain and the phase shift angle of the loop for the amplifier with the
EMI2.5
gain and the component of the phase shift of the loop that network V contributes to the amplifier. The curve P of FIG. 3 is thus obtained by adding the ordinates of the curves Pi and P2 of FIG.
The curve G in FIG. 3 is obtained by adding the ordinates of the curves G'i and G2 in FIG. The component of the loop gain created by the network N is a negative gain; H. a weakening. The transmission band or the frequency range used by the amplifier is indicated in FIG. 2 as 8-56 kilohertz.
The curve PI shows the phase shift of the loop (without N) as a small negative angle (in the fourth quadrant) at a frequency below the frequency range used. With increasing.
Frequency, the phase shift first decreases to a value of -180. Here the curve has a point of discontinuity, the value of the phase shift jumps to +180, if the frequency increases even further, the phase shift decreases again. At even higher frequencies, the curve shows a phase shift of the loop approaching the zero point it reaches at a frequency t i, a frequency. as shown above, and close to 400 kilohertz. The frequency p is therefore a voltage whistle frequency, i.e. H. a frequency at which the amplifier would whistle without N (in the loop including line 7), since curve ssj has a loop gain at that frequency which is in the same phase.
The impedance of the cathode lead, which contains a resistor common to the tube's grid and anode circuits, tends to reduce the gain through the tube without creating a phase shift. If a capacitance is connected in parallel with the resistor, the cathode lead, in which a resistor is connected in parallel with a capacitance, shows the tendency to produce a loss and a phase shift in the tube, the loss being less than the frequency gain and the phase shift angle at low frequencies
<Desc / Clms Page number 3>
increases to a maximum and then decreases to zero at an infinite frequency.
If the cathode supply network consists of inductance and capacitance connected in parallel, it has the slope. create a loss and phase shift in the transmission through the tube, the loss increasing at zero frequency to a maximum loss at infinite frequency and the phase shift falling from zero to a negative maximum and then increasing back to zero at infinite frequency. When the cathode network exhibits inductance, capacitance and resistance in parallel, as in the case of network N in FIG. 1, it tends to produce a loss and phase shift in transmission through the tube, as shown by curves G2 and P2 in FIG Fig. 2 is shown.
The phase shift increases from zero to a negative maximum value and then falls again to zero at a resonance or critical frequency of the network (indicated in FIG. 2 as 400 kilohertz), then increases to a positive maximum value and then falls back to zero at infinity. The loss increases from zero loss at zero frequency to maximum loss at the resonance or critical frequency of the network and then falls back to zero at infinite frequency.
At the resonance frequency of the network and in the vicinity of the potential whistle frequency Fp, as shown in FIG. 2, the effect occurs that the frequency at which the gain becomes zero on the frequency value which is at F 'in FIG is decreased and at the same time the frequency at which the phase shift angle becomes zero (and changes its sign) from the frequency value shown in FIG. is raised to the frequency value F in FIG. In this way, when the network is working, the loop gain will be lost before the phase shift reaches zero, and consequently the whistling tendency of the amplifier will be reduced and the allowable loop gain for the frequencies used will be increased, as will the equalization and achieve greater stability becomes.
The grid cathode voltage generated in the control grid of the tube 1 by the network N can depend not only on this network, but also to a significant extent on the interstage network 4 and on the properties of the tube and other components of the amplifier.
This dependency can be kept as small as possible by a suitable choice of these components.
PATENT CLAIMS:
1. Tube amplifier in which a phase-reversed voltage is fed back for all frequencies within the operating range of the amplifier, characterized in that a frequency-dependent impedance is switched on in the cathode lead of at least one electron tube in such a way that it is common to the input and output circuits of the same, to To reduce the tendency of the amplifier to whistle at frequencies outside the working range.