Zweidrahtverstärker. Die Erfindung betrifft einen Zweidraht- verstärker mit einem Umgehungsweg für Signalströme niedrigerer Frequenz als die Sprechströme, wie Rufströme und Wahl ströme, zur Vermeidung der Übertragung solcher Signalströme. über die Röhren des Verstärkers.
Der erfindungsgemässe Verstärker ist da durch gekennzeichnet, da.ss in den Mittel- punkten der Sekundärwicklungen der beiden Verstärker-Ausgangstransformatoren je ein Blockierungskondensator vorgesehen ist und dass für die erwähnten Signalströme eine g>Ivanische, wenigstens annähernd dämp- fungs- und verzerrungsfreie Übertrabmungs- leitung vorhanden ist,
welche die beiden Blockierungskondensatoren miteinander ver bindet.
Der erwähnte Umgehungsweg kann als Rückkopplungsweg dienen, wobei die erwähnten Ausgangstransformatoren und Bloekierungskondensa.toren, welche für den Umgehungsweg Längsinduktivitäten bezw. Querkapazitäten bilden, elektrisch so ge messen sind, dass ihre Dämpfung für den Frequenzbereich der erwähnten Signalströme vernachlässigbar ist und nur für die niederen Sprechfrequenzen eine Rückkopp lung besteht.
Durch Umpolen der niederohmigenWick- lung;en der Ausgangstransformatoren kann das Vorzeichen der Rückkopplung geändert werden, wobei eine positive Rückkopplung die Verstärkung im Bereich der niederen Sprechfrequenzen erhöht, eine negative Rückkopplung dagegen einen scharfen Ab fall der Verstärkung, beispielsweise unter halb von 300 Hz, bewirkt. Auf diese Weise sind Mittel gegeben, um die Frequenzcharak- teristik des Verstärkers, beispielsweise im Fall , von Verbindungsleitungsverstärkern, den Eigenschaften der Telephonleitung an zupassen.
Ferner kann, wenn der Verstärker . für lange Leitungen benützt werden soll, die Dämpfung des Rückkopplungsweges für Sprechfrequenzen erhöht werden, indem eine Impedanz, beispielsweise eine Induktions spule, in die zwischen den beiden Blockie- rungskondensatoren bestehende Verbindungs leitung eingefügt wird, um die Frequenz charakteristik und die Stabilität des Ver stärkers für solche lauge Leitungen im Be reich der niederen Sprechfrequenzen zu ver- bessern.
Nachstehend ist die Erfindung an Hand zweier Ausführungsbeispiele, die in der Zeichnung dargestellt sind, näher beschrie ben.
In der Zeichnung zeigt Fig. 1 ein vereinfachtes Schaltbild eines Zweidrahtverstärkers mit dem Umgehungs weg für die Signalströme, Fig. 2 und 3 den äquivalenten Strom kreis unter den beschriebenen Umständen und Fig. 4 ein, weiteres Ausführungsbeispiel. In der Fig. 1 stellen 1 und 1' die Diffe rentialtransformatoren resp. Eingangstrans formatoren, 2 und 2' die Nachbildungen, 3 und 3' die eigentlichen Verstärker und 4 und 4' die Tiefpassfilter dar.
Signalströme, wie Gleichstromwahlim- pulse oder Rufströme, werden von der Linie Ost (E) nach der Linie West (TV) über die Linienwicklung des Differentialtransfor mators 1' und die niederohmige Wicklung des Ausgangstransformators 5 übertragen. Bei niederen Signalfrequenzen, bei denen die Röhrenimpedanz hoch ist im Vergleich zur Nebenschlussimpedanz des Ausgangstransfor- mators 5,
kann der vorerwähnte Umgehungs weg als ein Tiefpassfilter angesehen werden, welches zwischen die Linie Ost und die Linie West geschaltet ist und in welchem die Längsarme durch die niederohmigen Wick lungen der beiden Ausgangstransformatoren 5 und 5' und die Querarme durch die beiden Kondensatoren 6 und 6' gebildet werden.
Diese Blockierungskondensatoren sind in den Mittelpunkten der Sekundärwicklungen der Ausgangstransformatoren angeschlossen, und es ist eine Leitung vorgesehen, die den Kondensator auf der Ost-Seite mit dem der West-Seite des Verstärkers verbindet.
Die Induktivität der Linienwicklungen der Ein gangstransformatoren 1 und 1' ist praktisch ausgeschlossen, da diese Eingangstransfor matoren so dimensioniert werden, dass ihre Kerne während der SignaIgebüng durch den Liniengleichstrom gesättigt sind, was zur Folge hat, dass die Wahlströme vorm Gitter der Röhren abgehalten werden.
Die vereinfachte äquivalente Schaltung des Verstärkers beim Übertragen von niederfre quenten Signalströmen ist in Fig. 2 gezeigt, welche mit Rücksicht auf das oben Gesagte ohne weiteres verständlich ist. Da die Aus gangsimpedanz der Verstärker 3 und 3' ver glichen mit der Nebensohlussimpedanz der Transformatoren 5 und 5' hoch ist, kann die Schaltung im Prinzip durch die äquivalente, in Fig. 3 gezeigte Schaltung dargestellt werden. Aus dieser Figur geht klar hervor.
dass die Schaltung beim Betrieb mit Signal- frequenzen den Charakter eines Tiefpa.ss- filters hat. Die Grenzfrequenz und die Im pedanz dieses Filters werden so gewählt, dass die Dämpfung für den Bereich der Signalfrequenzen vernachlässigba-r ist und die Eingangsimpedanz des Verstärkers für niedere Sprechfrequenzen günstig wird.
Für die Signalisiciungsfrequenzen wird auf diese Weise ein Umgehungsweg mit niederer Dämpfung und Entzerrung erhalten, wäh rend eine Übertragung dieser Frequenzen über die Röhren unterdrückt wird.
Befindet sieh nun der Verstärker im Sprechzustand, dann sind die Signalströme gleich Null und der Liniengleichstrom wird auf einen solchen Wert reduziert, dass die Eingangstransformatoren (1 und 1') durch die Sprechströme nicht mehr gesättigt wer den. Über den oben beschriebenen Umge hungsweg findet nun eine Rückkopplung der niedersten Sprechfrequenzen statt. Diese Rückkopplung kann positiv oder negativ ge macht werden durch Ändern der Polung der niederohmigen Wicklung der Ausgangs transformatoren 5 und 5'.
Die Wirkung ist so, dass bei positiver Rückkopplung der Fre quenzbereich des Verstärkers und seine Ver stärkung für die tieferen, um<B>300</B> Hz liegen den Sprechfrequenzen vergrössert wird; bei negativer Rückkopplung werden die tieferen Sprechfrequenzen etwas verschlechtert, un terhalb dieser Frequenzen, beispielsweise bei 300 Uz, tritt jedoch ein scharfer Abfall ein.
Die beschriebene Anordnung erlaubt also zusätzlich mit sehr einfachen Mitteln, die Frequenzcharakteristik des Verstärkers bei den niederen Frequenzen den Eigenschaften der Linie anzupassen. Diese Eigenschaft ist besonders wertvoll, wenn die Erfindung auf Verbindungsleitungsverstärker in verhältnis mässig kurzen Leitungen, die mit Teilneh merleitungen verbunden sind, angewendet wird. Bekanntlich ist es schwierig, solche Leitungen bei niederen Frequenzen abzu gleichen.
Der Umgehungsweg kann auch bei Ver stärkern mit hohem Verstärkungsgrad, wie in langen Leitungen verwendet, angewendet erden. In diesem Fall kann die Charalite- ristik und die Stabilität solcher Leitungen im Bereich der niederen Frequenzen verbes sert werden. Die Einrichtung, wie sie in Fig. 1 dargestellt ist, wird mit Vorteil für Verstärker mit niederem Verstärkungsgrad, wie Verbindungsleitungsverstärker, verwen det.
Für Verstärker, die bei einem höheren Verstärkungsgrad arbeiten, können jedoch ilEttel vorgesehen werden, um in dem sich aus dem Umgehungsweg ergebenden Rück kopplungsweg eine erhöhte Dämpfung für die Sprechfrequenzen zu erhalten.
Eine solche Anordnung ist in Fig. 4 gezeigt, die der in Fig. 3 gezeigten Schaltung ähnlich ist mit der Ausnahme, da.ss eine Induktionsspule 7 zwischen die Kondensatoren 6 und 6' ein geschaltet ist, was der Beifügung eines Tief- passfiltergliedes gleichkommt.
Two-wire amplifier. The invention relates to a two-wire amplifier with a bypass path for signal currents of lower frequency than the speech currents, such as ringing currents and dialing currents, in order to avoid the transmission of such signal currents. over the tubes of the amplifier.
The amplifier according to the invention is characterized in that a blocking capacitor is provided in the center points of the secondary windings of the two amplifier output transformers and that a transmission line, at least approximately free of attenuation and distortion, is provided for the signal currents mentioned is available,
which connects the two blocking capacitors together.
The mentioned bypass path can serve as a feedback path, with the mentioned output transformers and blocking capacitors, which BEZW for the bypass path series inductances. Form transverse capacitances, are measured electrically in such a way that their attenuation is negligible for the frequency range of the signal currents mentioned and feedback only exists for the lower speech frequencies.
The sign of the feedback can be changed by reversing the polarity of the low-resistance windings of the output transformers, with positive feedback increasing the gain in the range of the lower speech frequencies, while negative feedback causes a sharp drop in gain, e.g. below half of 300 Hz . In this way, means are provided for adapting the frequency characteristics of the amplifier, for example in the case of connecting line amplifiers, to the properties of the telephone line.
Furthermore, if the amplifier. is to be used for long lines, the attenuation of the feedback path for speech frequencies can be increased by inserting an impedance, for example an induction coil, into the connecting line between the two blocking capacitors to improve the frequency characteristic and the stability of the amplifier for to improve such long lines in the area of the lower speech frequencies.
The invention is described in more detail below using two exemplary embodiments shown in the drawing.
In the drawing, Fig. 1 shows a simplified circuit diagram of a two-wire amplifier with the bypass path for the signal currents, Fig. 2 and 3 the equivalent circuit under the circumstances described and Fig. 4, a further embodiment. In Fig. 1, 1 and 1 'represent the differential transformers, respectively. Input transformers, 2 and 2 'the replicas, 3 and 3' the actual amplifiers and 4 and 4 'the low-pass filters.
Signal currents such as direct current selection pulses or ringing currents are transmitted from the east line (E) to the west line (TV) via the line winding of the differential transformer 1 'and the low-resistance winding of the output transformer 5. At low signal frequencies, where the tube impedance is high compared to the shunt impedance of the output transformer 5,
the aforementioned bypass path can be viewed as a low-pass filter, which is connected between the east and west line and in which the longitudinal arms through the low-resistance winding of the two output transformers 5 and 5 'and the cross arms through the two capacitors 6 and 6' are formed.
These blocking capacitors are connected at the midpoints of the secondary windings of the output transformers and a lead is provided connecting the capacitor on the east side to that on the west side of the amplifier.
The inductance of the line windings of the input transformers 1 and 1 'is practically impossible, since these input transformers are dimensioned in such a way that their cores are saturated by the line direct current during the signaling process, which means that the elective currents are kept in front of the grid of the tubes.
The simplified equivalent circuit of the amplifier when transmitting low frequency signal currents is shown in Fig. 2, which is easily understandable in view of the above. Since the output impedance of the amplifiers 3 and 3 'is high compared to the secondary base impedance of the transformers 5 and 5', the circuit can in principle be represented by the equivalent circuit shown in FIG. It is clear from this figure.
that the circuit has the character of a low-pass filter when operated with signal frequencies. The cut-off frequency and the impedance of this filter are chosen so that the attenuation is negligible for the range of signal frequencies and the input impedance of the amplifier is favorable for lower speech frequencies.
In this way, a bypass path with low attenuation and equalization is obtained for the Signalisiciungsfrequenzen, while transmission of these frequencies via the tubes is suppressed.
If the amplifier is now in the speech state, the signal currents are equal to zero and the line direct current is reduced to such a value that the input transformers (1 and 1 ') are no longer saturated by the speech currents. The lowest speech frequencies are now fed back via the bypass route described above. This feedback can be made positive or negative by changing the polarity of the low-resistance winding of the output transformers 5 and 5 '.
The effect is such that with positive feedback, the frequency range of the amplifier and its gain for the lower speaking frequencies, around <B> 300 </B> Hz, are increased; In the case of negative feedback, the lower speech frequencies are worsened somewhat, but below these frequencies, for example at 300 Uz, there is a sharp drop.
The arrangement described also allows, with very simple means, to adapt the frequency characteristics of the amplifier to the properties of the line at the lower frequencies. This property is particularly valuable when the invention is applied to trunk line amplifiers in relatively moderately short lines that are connected to subscriber lines. It is known that it is difficult to equalize such lines at low frequencies.
The bypass route can also be used with high-gain amplifiers such as those used in long lines. In this case, the characteristics and the stability of such lines in the range of the lower frequencies can be improved. The device as shown in Fig. 1 is advantageously used for low-gain amplifiers such as trunk amplifiers.
For amplifiers that operate at a higher gain, however, ilEttel can be provided in order to obtain increased attenuation for the speech frequencies in the feedback path resulting from the bypass path.
Such an arrangement is shown in FIG. 4, which is similar to the circuit shown in FIG. 3 with the exception that an induction coil 7 is connected between the capacitors 6 and 6 ', which is equivalent to the addition of a low-pass filter element.