Circuit électrique. L'objet de la présente invention est un cir cuit électrique, caractérisé par un dispositif à dissipation négative stabilisé comprenant un amplificateur pourvu à la fois d'une ré action positive et .d'une réaction négative.
Les dispositifs à dissipation négative, tels que les dispositifs à conductance négative et les dispositifs à résistance négative sont con nus depuis longtemps. Le dynatrou est, par exemple, un dispositif à conductance néga tive et les dispositifs à @décliarge à ores sont représentatifs de dispositifs à résistance néga tive.
Un -dispositif à conductance négative peut être défini comme un dispositif à dissi pation négative qui devient instable lorsqu'il est mis en circuit ouvert.
Un dispositif à ré sistance uégative peut être défini comme un dispositif à dissipation négative qui devient instable lorsqu'il est mis en court-circuit. Les dispositifs à conductance négative une fois réglés présentent de plus la caractéristique d'atteindre des valeurs négatives à, travers une conductance nulle. Les: dispositifs à résis tance négative une fois réglés atteignent des valeurs négatives à travers une résistance nulle.
Si ces dispositifs à dissipation, négative sont appliqués à des circuits, résonnants et anti-résonnants, on trouve que le dispositif à conductance négative est alors mieux adapté à un circuit anti-résonnant, tandis que le,dis positif à résistance négative est mieux adapté à un circuit résonnant,
par suite de leurs pTO- priétés "respectives en circuit ouvert et en court-circuit.
Les arrangements décrits ici reposent sur l'emploi de lampes th-ermioniques pour pro duire la dissipation négative, et ,des effets soit -de résistance négative, soit de conduc tance négative peuvent être réalisés suivant le circuit utilisé.
Un, des buts ,de la présente invention. est de produire une conductance ou une résistance négative réglable qui est presque entièrement indépendante des lampes et -des courants em ployés pour produire l'effet de dissipation négative.
Un autre but de l'invention est de produire un effet .de dissipation négative qui ,dépend de la température suivant une loi déterminée.
Un autre but encore de l'invention est de produire un effet de dissipation négative des tin6 à être employé pour compenser en tout ou en partie ou pour surcompenser la dissi- pation positive d'un circuit accordé résonnant ou anti-résonnant, filtre d'onde ou réseau de transmission .d'onde.
Dans ces divers buts, il est particulièrement désirable de réaliser un effet de dissipation négative qui soit très constant puisque, lorsque les dissipations né- gative et positive sont presque équilibrées. une faible variation dans l'une des deux en traînera: une très brande variation dans la- dis sipation résiduelle résultante.
Comme des -dissipations à équilibrer sont dans de nombreux cas dues à des. pertes dans le cuivre ou autres substances, les pertes dé- pendant,de la température ou de l'amplitude., il est particulièrement désirable que, le cir cuit de -dissipation négative présente des pro priétés correspondantes, ce, qui peut être réalisé de manière très commode avec des circuits de la présente invention.
Divers exemples de ces circuits sont repré sentés sur les fib. 1 à 10 des dessins annexés. Se référant d'abord: à la. fib. 1, l'impédance d'entrée d'un amplificateur A est supposée être très élevée et l'amplification en tension est supposée égale à + \?, c'est-à-dire que les volts de sortie sont doubles des volts d'entrée et dans la même phase.
L'amplificateur < 4 est pourvu d'un filtre d'ondes ou circuit ac cordé LC dans son circuit brille et d'une im- pédauce de,charge Z dans son circuit de sortie. Cet amplificateur est également prévu avec un circuit -de réaction positive P comprenant une résistance B et un circuit de réaction né- gative N.
Les taux de réactions positive et négative :sont réglés de manière que le coeffi cient de tension de l'amplificateur soit dimi nué par la réaction négative à uni degré égal ou supérieur à celui dont la dissipation a, été diminuée pour le circuit accordé au moyen d'une réaction positive.
Si cette relation est satisfaite, la stabilité de gain global du cir cuit complet sera. égale ou supérieure à la stabilité -de gain -de l'amplificateur sans cir cuits de réaction. En pratique. il est toutefois souvent possible d'utiliser un taux plus faible de réaction négative.
Pour une tension t, établie dans le circuit de brille, une tension ?-t, de même phase est établie dans le circuit .d'anode. Cette tension est ramenée sur le circuit de grille à travers la résistance B, de sorte que les volts agis sant sur B sont de 3v <I>- v.</I> Ceci donne dans la résistance B un courant de valeur
EMI0002.0068
La. conductance d'entrée de l'amplificateur est, par suite:
EMI0002.0070
Si B - R., R étant l'impédance parallèle effective du circuit accordé LC, le circuit d'entrée représenté serait exactement sans dissipation et le circuit LC continuerait < l faire passer un courant à. la fréquence de résonance pendant un temps indéfini.
En pra tique, cette condition entraînerait une oscil lation mais il est possible de s'approcher très près de la, condition d'oscillation.. et ,q", am plification en tension ou coefficient de sélecti vité du circuit accordé LC, peut être aug menté d'une valeur normalement comprise pour de tels circuits entre 100 et 200 jusqu'à dies valeurs de 50 000 à<B>100</B> 000.
Si "q" a été multiplié par 100, par exem ple, une certaine variation dans le gain en tension de l'amplificateur entraînera, une va riation dans le gain global du circuit complet environ 100 fois plus grande, de sorte que, par exemple, si la variation de bain était de ù,1 décibel, le gain global, de l'entrée à la sortie, varierait de Pï décibels et la. sélectivité serait également modifiée.
Si cependant le gain en tension global (\? dans l'amplificateur de la fi-. 1) est obtenu au moyen de l'ampli- ficateur comprenant une réaction négative, alors le gain en; tension global sera plus stable que pour un amplificateur non pourvu d'une réaction.
La fig. 2 représente sdhématiquement un dispositif à conductance négative stabilisé d'une forme préférée -de réalisation de l'in vention. Une réaction positive -dépendant -de la tension de sortie est appliquée sur le circuit ,''entrée à travers une connexion P à partir d'un potentiomètre B,
B' dans le circuit de sortie. Une réaction négative dépendant du courant de sortie est appliquée sur le circuit d'entrée de la lampe de sortie V2 par le fil N à travers une résistance R7 dans la con nexion de cathode. LC est un filtre d'ondes ou un circuit accordé :dont on .désire amélio rer la sélectivité.
La fig. 3 représente schématiquement un dispositif à conductance négative stabilisé d'une autre forme. Une réaction positive dé pendant @de la tension de sortie est appliquée sur le circuit d'entrée par le fil P à partir d'un potentiomètre dans le circuit de sortie.
Une réaction négative dépendant de .la ten sion de sortie est appliquée sur le circuit,d'en- trée @de la première lampe par le fil N et unie résistance D connectée à la cathode de la première lampe.
La fig. 4 représente schématiquement un dispositif à résistance négative stabilise pré féré. Une réaction positive,dépendant du cou rant de sortie est appliquée sur le circuit d'entrée par le fil P. Une réaction négative dépendant de la tension de sortie est appliquée sur .la première lampe par le fil N.
La fig. 5 représente schématiquement un dispositif à résistance négative stabilisé d'une autre forme. Une réaction positive dépendant du courant de sortie est appliquée sur le cir cuit d'entrée par le fil P. Une réaction néga tive dépendant du courant de sortie est appli quée sur le circuit d'entrée de. la lampe de sortie V2 par le fi<I>N</I> et une résistance l dans sa connexion de :cathode.
Les dispositifs à conductance et résis tances négatives représentés sur les dessins utilisent,des lampes pentodes mais il est clair que cela n'est pas essentiel et que., dans cer tains cas, des lampes triodes, peuvent même présenter certains avantages.
Les résistances et conductances négatives, au lieu d'être appliquées à un simple circuit accordé comme représenté dans ces figures, peuvent être appliquées à des filtres d'ondes de structures générales ou à des éléments de tels filtres d'ondes,
y compris -des résonateurs piezo-électriques et des résonateurs éleGtro- mécaniques. Elles peuvent être également ap pliquées -d'autres manières, par exemple pour diminuer la dissipation d'un modulateur.
La fig. 6 représente un. -circuit de la dis position .générale ,de la fig. 2 qui présente une conductance négative. Lo, Co est un circuit filtrant dont on désire améliorer la sélecti vité. V, et V, sont -des lampes pentodes.
P est une connexion de réaction positive partant d'une résistance potentiométrique <I>B,</I> B' qui est -directement connectée à la cathode de la lampe V'2 et est connectée à l'anode ,de lampe V2 à travers un condensateur de blocage CI. R, est une résistance anodique shuntée par une bobine de self LZ dans le circuit ,,'.anode @de la lampe V,.
La réaction négative est ap pliquée sur la lampe V2 par la résistance R,, dans sa connexion de cathode. La lampe V, est polarisée par RZ, C$ @et la lampe V2 est polarisée par une prise sur la résistance R.,. C2, C4 sont -des condensateurs de couplage et R,, Rs des résistances -de fuite,
de grille. La réaction négative est appliquée .sur l'étage de sortie par R7 -et .la tension de la réaction posi- tive,est appliquée sur l'étage d'entrée à tra vers<I>B.</I> Si<I>ma</I> désigne la pente globale ou conductance mutuelle ,globale @de l@amplifica- teur,
on peut montrer que la conductance né gative G introduite :dans le circuit Lo, Co ou autre dispositif sur ,lequel on désire appliquer une conductance négative est:
EMI0003.0142
où<B>1</B> est la valeur -de la résistance R7 et P le coefficient de réaction positive qui a. pour valeur:
EMI0004.0001
Si l'on désire que G ait un coefficient de tem pérature déterminé tout ou partie de ehaque résistance<I>1, B</I> ou B' peut être réalisé en une substance -dont la résistance dépend de la. tem pérature, comme il sera décrit en plus de dé- tailsdans la. suite de l'exposé.
La fig. 7 représente un circuit de la dis- position de la. fig. 3. L,, Cl est un circuit fil trant dont on désire améliorer la sélectivité. 1T, et V@ sont des lampes pentodes par exem ple.
B est une résistance de réaction positive connectée par un condensateur de blocage C" à un potentiomètre à résistances R;, R,, R.; -dans le circuit d'anode de la lampe V.,. R., est une résistance anodique shuntée par une bo bine de self L2 :dans le circuit d'anode de la. lampe V,. <I>D</I> est une résistance de réaction négative connectée à l'anode de V@ à travers un condensateur de blocage C:
i. Les résistances D, P= et E constituent un potentiomètre de réaction négative dont la. réaction à la. grille de Tr, est prise aux bornes de RI et E. R.; constitue également une résistance de polari sation pour la lampe V,. La lampe V, est polarisée par une résistance P;
shuntée par un condensateur de dérivation C3. C4 est un condensateur de couplage usuel et R, une ré sistance de fuite de brille. C@ est un conden- sateur de bille et R, une résistance de fuite de grille pour la lampe V,.
Le circuit filtrant fondamental consiste dans le circuit anti-résonnant constitué par L, -et C,, tandis que p est une petite résis tance aux bornes de laquelle est développée la, tension d'entrée.
Dans ce cas, p est rendu du même ordre que la résistance série effec tive @du circuit résonnant, c'est-à-dire
EMI0004.0056
(co est la. fréquence angulaire, c'est-à-dire z fois la.
fréquence à laquelle le circuit L,, Cl est accordé pour résonner), ce qui a pour effet de .diminuer initialement d'environ 50, .ô de sa valeur le facteur "q". L'effet de résistance négative peut être considéré sous forme d'une résistance série négative de petite valeur en série avec la résistance inhérente de la, bobine elle-même
EMI0004.0064
et celle introduite par p, la. dissipation résultante étant extrêmement faible lorsque l'amélioration de "cl" est rendue grande.
La résistance d'entrée lr est maintenant shuntée par l'impédance du générateur, qui entre ainsi dans la. dissipation produite; des varia tions dans l'impédance du générateur doivent par conséquent être atténuées. On peut mon trer qu'avec cette disposition
EMI0004.0073
f peut être compris entre 0.5 et 1.
Si le circuit représenté sur la fig. 7 doit présenter une impédance relativement cons tante à l'entrée, les résistances _1 et p doivent être proportionnées pour donner une perte de transmission très élevée.
La fi-. 8 représente le circuit d'entrée de la fi-. 7 légèrement modifié. Le générateur enterne d'impédance a doit être assez exacte ment adapté et être placé devant un réseau d'impédance caractéristique a. La sortie du réseau est eonneetée au circuit accordé con sistant en L, et, C,.
La résistance représentée en d est: la conductance négative équivalente transformée <I>(- d =</I> m2 LZ <I>.</I> [- GI lorsque - G est la conductance négative).
La, résistance additionnelle insérée dans le circuit accordé est a et le réseau est terminé à la résonance sur<I>r - d</I> ohms. Si pour le circuit de sortie go
EMI0004.0092
et que pour le circuit accordé il est nécessaire d'obtenir Q -<I>k go,</I> dans ce cas
EMI0004.0096
En posant r <I>=</I> pa, la.
résistance dans la quelle travaille le réseau est alors
EMI0005.0001
Les éléments Al et Bl du réseau sont<B>dé-</B> terminés par l'impédance caractéristique a et le rapport,de perte -d'énergie v2.
On peut montrer que
EMI0005.0007
En utilisant ces valeurs et en supposant le réseau terminé pa-r une résistance die valeur
EMI0005.0012
l'impédance d'e.ntrée Zl @du réseau est
EMI0005.0016
Pour des val-ours données de, Z,<B>k</B> et a, la formule permet de trouver v.
Une connexion raisonnable pour la valeur <B>dé</B> Z2 est qu'elle ne soit pas inférieure à
EMI0005.0021
pour de faibles valeurs de v, c'est=à,dire pour un affaiblissement élevé.
Il s'ensuit que
EMI0005.0025
Soit approximativement
EMI0005.0027
Si le générateur (c'.e:st--à-di@re le circuit qui est placé devant l'atténuateur) est laissé -en circuit ouvert, le filtre ne peut osciller car a, vu à travers l'atténuateur à partir du filtre, ,est augmenté et la sensibilité du filtre est réduite.
Afin de permettre aux bornes d'en-
EMI0005.0040
trée -de l'atténuateur d'être court-circuitées sans entraîner une oscillation, la relation sui vante doit être satisfaite:
EMI0005.0045
Si la puissance,d'entrée disponible est W, et que cette puissance soit engendrée dans une impédance a, -et si de plus l'impédance d'entrée du réseau est approximativement a (.lorsqu'il est terminé sur une impédance
EMI0005.0051
le courant<I>ï</I> à travers. l'inductance L, pourra être calculé de la manière suivante:
Le .générateur a une force électromotrice d'excitation pour transmettre l'énergie W dans l'impédance adaptée a qui a pour valeur
EMI0005.0064
Si la perte .de transmission du réseau est Y (rapport de perte de tension), alors la.
force électromotrice & egcitation du générateur après le ,réseau. est Le réseau fait face à une impédance
EMI0005.0074
EMI0005.0075
de sorte que le courant i <I>à</I> travers L, est donné par:
EMI0005.0078
De plus,<I>2</I> vk <I>= p.</I> Par suite,
EMI0005.0081
EMI0005.0082
et <SEP> <I>a <SEP> = <SEP> r,</I> <SEP> de <SEP> sorte <SEP> que:
<tb> p
<tb> l <SEP> =w
<tb> r
<tb> p La tension d'entrée @de la lampe est: La conclusion à en tirer est par suite que p doit être aussi grand que possible.
Cette condition est réalisée lorsque v = 1 pour <I>p = 2</I> kv, c'est-à-dire lorsque le réseau a lui affaiblissement nul. Dans ces conditions. p=2k et a=
EMI0006.0010
La. valeur de a, cependant, est déterminée à partir,de la connaissance de la valeur maxi mum .de<I>le.</I> Si, en conséquence, k est diminué. a travaillera alors dans une impédance plus élevée.
Il peut, en conséquence, y avoir avan tage à utiliser un certain degré d'affaiblisse- ment, de .manière que l'impédance d'entrée fournisse des conditions sûres pour la valeur minimum à laquelle k peut tomber.
Pour <I>k = 0,</I> .l'impédance d'entrée est<I>a
EMI0006.0020
</I> de sorte que la variation d'impédanice qui se produit est de
EMI0006.0022
On voit que l'importance de la variation dé pend de v; pour un atténuateur ayant une perte .de 20 décibels (v = 0,1), la variation e st de -18 % a à + 2 % a.. Pour un atté- nuateur ayant une perte @de, 6 décibels <I>(v</I> = 0,5), la variation est de - 33 %<I>a</I> à + <B>67%</B> a.
Pour résumer, la valeur maximum que peut prendre l'impédance d'entrée pour une variation déterminée de k est l'impédance en circuit ouvert -de l'atténuateur d'entrée et cette valeur se rapprochera de plus en plus exactement .de la va-leur de l'impédance carac- t6ristique à mesure que sera. plus grand l'af faiblissement diu réseau (lorsque k. .est petit.).
Lorsque k est grand, alors si 21c -
EMI0006.0042
l'im pédance d'entrée est égale à celle, du bras 'rie i <B>-</B> A, c'est-à-dire <B>à</B> a
EMI0006.0047
Si la, valeur de a ainsi ca@leulée n'est pas commode ou con venable, l'atténuateur de perte v' peut être remplacé par un atténuateur transformateur de même perte et (ou.) peut être conservé avec l'addition -d'un transformateur.
<B>En</B> ce qui concerne l'effet du coefficient de température, cet effet agit de façon pri mordiale sur la résistance effective de la bo bine L1 qui est réalisée avec. du fil de cuivre.
En supposant que la résistance série r de la. bobine a un coefficient (le température y et que la<B>,</B> résistance a ne présente pas de va riation en fonction de la température, la résis tance série positive est a -f- <I>r (1</I> -[-- <I>y</I> L), la résistance négative équivalente - d est <I>-</I> ),2 <I>L G (1</I> -f- <I>a t)</I> (dans laquelle<I>a</I> est le coefficient de température de G) et la somme de ces résistances doit:
être constante et égale à @# - Le problème revient alors à obtenir une k conductance négative G ayant un coefficient de température Dans ce<B>cas:
EMI0006.0069
</B>
EMI0006.0070
Si B est indépendant de la température, les autres termes doivent alors être prévus tels qu'on obtienne la. variation désirée en fonc tion de la température. Mais
EMI0006.0074
soit
EMI0006.0075
approximativement, où ,ii,, est le gain de l'amplificateur avant que la tension de la réaction ne .soit appliquée et fl est la fraction de la tension de sortie appliquée sur le cir cuit d'entrée en opposition de phase.
Dans la fi-. 7, par exemple,
EMI0006.0078
de .sorte que
EMI0006.0080
Il. y a plusieurs manières d'obtenir le coefficient désiré, par exemple R;, peut con sister en une résistance en cuivre et Ri + R;
, #1tre proportionnés de manière que
EMI0006.0085
présente le coefficient de température a dé- siré. Toutes les résistances sauf 7- et + R3 doi vent alors être réalisées en une substance de coefficient de température très faible telle que la manganine.
D'une autre manière, il serait possible d'effectuer la compensation en réalisant en cuivre une partie de la résistance D..
Bien que fl ait été montré sur le dessin comma indépendant de la fréquence, il est également possible de .rendre fl fonction de la fréquence, ce qui fait que l'effet dé con ductance négative ne se produira que sur une gamme limitée ou dépendra de la fréquence. De telles résistances et conductances négati- ves fonctions die la fréquence peuvent être employées @de diverses manières par exemple pour réaliser
un égaliseur de transmission.
En se référant ,de nouveau à la fig. 4, qui montre schématiquement un circuit qui pré sente une résistance négative, l'amplificateur (du type pentode) possède une réaction néga tive interne en tension et, après application ,de cette réaction, a une amplification en ten sion globale @de ,u et une résistance interne A.
On peut facilement montrer que l'impédance de sortie R de ce circuit est ,donné par: R-A-(y-1) l En supposant que l'amplificateur original a un facteur d'amplification en tension ,uo et une impédance de sortie<I>RA</I> ainsi qu'un fac teur de réaction fl, R peut être donné par la relation
EMI0007.0037
En général, #t, ,p sera grand par rapport à l'unité et R est approximativement égal à
EMI0007.0040
dans laquelle mo est la conductance mutuelle globale ou pente,
c'est-à-dire le courant de court-circuit -de sortie pour une tension -d'en trée de 1 volt appliquée .sur l'amplificateur (non pourvu -do réaction). Pour un amplificateur à -deux étages,
EMI0007.0046
peut atteindre une valeur aussi faible que 1 ohm. La stabilité -de R par rapport aux va- riations,des paramètres de la lampe est d'au tant plus favorable que la résistance l est élevée.
La résistance négative résultante de vient également plus élevée. Des valeurs utiles. -de f8 sont inférieures à 0,5. Une résis- tauce négative ne peut être facilement trans formée par un transformateur ordinaire puis qu'il est certain que .l'impédance du transfor mateur diminuera en dehors -de la gamme utile -de fréquences, ce qui tendra à provoquer ,
des oscillations (par court-circuit de la résis- tance négative). Ceci peut être surmonté en réalisant le transformateur avec par exemple un circuit résonnant série et (ou) en rendant ,$ et nao fonctions de la fréquence -de manière que l'effet de la résistance négative soit di minué en dehors de la bande utile de fré- quenees.
R peut être rendu fonction de la tempéra ture -comme désiré, par exemple en réalisant une, partie -de la résistance l en fil de cuivre.
La dépendance en fonction de la tempé rature peut être rendue réglable ou ajustable eu employant une résistance spéciale qui, par son réglage, commute -des quantités égales de résistances en cuivre et en manganine. La va- riatian de la :résis.tance en fonction de la tem pérature peut être équilibrée en introduisant des résistances en cuivre dans une partie op posée :
du circuit @de réaction positive tout en conservant le reste de ce circuit en employant :de la manganine. Dans la fig. 7, le -circuit @de réaction positive consiste dans la résistance B et le potentiomètre dans le circuit plaque de p2 comprenant les résis tances R3, R,,
R5. Parmi ces résistances, B, R3 et R, sont en mauganine, tandis que RI ,est la résistance de compensation en cuivre, le rapport entre R5 et R4 étant tel qu'une compensation complète soit réalisée. Ce rap port dépend:
d'autres. rapports prédéterminés existant dans le circuit de réaction positive. Le circuit<B>do</B> :réaction nébutive D, R= et E doit être réalisé avec des résistances invaria bles.
En se reportant maintenant de nouveau à la fig. 5, qui montre schématiquement un circuit présentant une résistance négative-, l'amplificateur est du type pentode avec une réaction en courant positive, l'impédance plaque de l'étage de sortie étant pratique ment infinie. Le courent est ramené de l'étage de sortie sur le circuit grille d'entré, une tension étant- développée dans la résistance s.
On peut aisément montrer que
EMI0008.0010
i où i, est .le courant dans le circuit de réaction positive d'entrée, v la tension appliquée sur la grille dans le circuit d'entrée, rno la pente globale de l'amplificateur et 1. la résistance -de réaction par laquelle est développée la tension de réaction négative.
On peut, de plus, montrer que
EMI0008.0017
où e est la. tension d'entrée appliquée aux bornes du circuit accordé LC, <I>u = il</I>
EMI0008.0019
et par suite la résistance d'entrée est égale à
EMI0008.0020
EMI0008.0021
oii <I>1,</I> s et<I>t.</I> sont les résistances de réaction et r une résistance d'utilisation.
Afin d'obtenir une bonne stabilité, la va leur de cette résistance négative doit être rela- s-t=r#-1--Î3-1Ï11111ohm.S;. Cette résistance peut donc prendre des valeurs négatives.
Pour obtenir une certaine stabilité par rapport à, des variations .de rno, <I>l</I> doit être grand par rapport à -doit
EMI0008.0032
être grand par rapport à. s + t.
Le contrôle de la température de la résis tance négative peut être affecté en réalisant une ou plusieurs des résistances s,<I>t, et l</I> en partie en cuivre suivant le sens de la varia tion de température nécessaire.
La fia. 9 représente un circuit schéma tique suivant la disposition de la fib. 4. La fonction des divers éléments est claire d'après la. description précédente des fi-. 7 et 8.
La résistance négative produite aux bornes -de sortie (le l'amplificateur est
EMI0008.0046
où ino est la valeur effective de la pente pour l'amplificateur complet et fl le coefficient de réaction négative qui a pour valeur
EMI0008.0050
La. fia.<B>ID</B> représente un circuit modifié d'un dispositif à conductance négative sui vant la disposition de la fig. 5.
Avec ce cir cuit, une résistance négative est réalisée dans le circuit d'entrée de l'amplificateur, et en supposant que L.: est une bobine de self par faite ou pure, la valeur de cette résistance néaa.tive Ri. est donnée par: tivement brande. s peut. être très grand,<I>t</I> et<I>r</I> peuvent avoir toute valeur convenable et 1 est 'limité à environ 2000 ohms. Dans un cas typique de réalisation,
Electrical circuit. The object of the present invention is an electrical circuit, characterized by a stabilized negative dissipation device comprising an amplifier provided with both a positive reaction and a negative reaction.
Negative dissipative devices, such as negative conductance devices and negative resistance devices have long been known. The dynatrou is, for example, a negative conductance device and the open-ended devices are representative of negative resistance devices.
A negative conductance device can be defined as a negative dissipative device which becomes unstable when put into open circuit.
A negative resistance device can be defined as a negative dissipating device which becomes unstable when shorted. Devices with negative conductance once set have the additional characteristic of reaching negative values through zero conductance. Negative resistance devices when set reach negative values through zero resistance.
If these negative dissipation devices are applied to circuits, both resonant and anti-resonant, we find that the negative conductance device is then better suited to an anti-resonant circuit, while the positive negative resistance is better suited. to a resonant circuit,
as a result of their respective open-circuit and short-circuit properties.
The arrangements described here are based on the use of thermionic lamps to produce negative dissipation, and either negative resistance or negative conduction effects may be achieved depending on the circuit used.
One of the aims of the present invention. is to produce an adjustable negative conductance or resistance which is almost entirely independent of the lamps and currents employed to produce the negative dissipating effect.
Another object of the invention is to produce a negative dissipation effect which depends on the temperature according to a determined law.
Yet another object of the invention is to produce a negative dissipation effect of the tin6s to be employed to compensate in whole or in part or to overcompensate the positive dissipation of a tuned resonant or anti-resonant circuit, filter. wave or wave transmission network.
For these various purposes, it is particularly desirable to achieve a negative dissipation effect which is very constant since when the negative and positive dissipations are nearly balanced. a small variation in one of the two will result: a very large variation in the resulting residual dissipation.
Since dissipations to be balanced are in many cases due to. losses in copper or other substances, the losses depending on temperature or amplitude. It is particularly desirable that the negative dissipation circuit exhibit corresponding properties, which can be achieved from very conveniently with circuits of the present invention.
Various examples of these circuits are shown on the fibs. 1 to 10 of the accompanying drawings. Referring first: to the. fib. 1, the input impedance of an amplifier A is assumed to be very high and the voltage amplification is assumed to be + \ ?, that is, the output volts are double the volts of entry and in the same phase.
Amplifier <4 is provided with a wave filter or LC matched circuit in its shine circuit and a Z load impedance in its output circuit. This amplifier is also provided with a positive feedback circuit P comprising a resistor B and a negative feedback circuit N.
The rates of positive and negative reactions: are adjusted so that the voltage coeffi cient of the amplifier is reduced by the negative reaction to a degree equal to or greater than that whose dissipation has been reduced for the circuit tuned by means of a positive reaction.
If this relationship is satisfied, the overall gain stability of the complete circuit will be. equal to or greater than the gain stability of the amplifier without feedback circuits. In practice. however, it is often possible to use a lower negative reaction rate.
For a voltage t, established in the brille circuit, a voltage? -T, of the same phase is established in the anode circuit. This voltage is brought back to the gate circuit through resistor B, so that the volts acting on B are 3v <I> - v. </I> This gives in resistor B a current of value
EMI0002.0068
The input conductance of the amplifier is, therefore:
EMI0002.0070
If B - R., R being the effective parallel impedance of the tuned LC circuit, the input circuit shown would be exactly dissipated and the LC circuit would continue to pass current to. the resonant frequency for an indefinite time.
In practice, this condition would lead to oscillation, but it is possible to get very close to the oscillation condition .. and, q ", voltage amplification or selectivity coefficient of the tuned circuit LC, may be increased by a value normally included for such circuits between 100 and 200 up to values of 50,000 to <B> 100 </B> 000.
If "q" has been multiplied by 100, for example, some variation in the voltage gain of the amplifier will result in a variation in the overall gain of the complete circuit about 100 times greater, so that, for example , if the bath variation were ù, 1 decibel, the overall gain, from the input to the output, would vary by Pib decibels and the. selectivity would also be modified.
If, however, the overall voltage gain (\? In the amplifier of fig. 1) is obtained by means of the amplifier comprising a negative feedback, then the gain in; overall voltage will be more stable than for an amplifier without feedback.
Fig. 2 schematically shows a stabilized negative conductance device of a preferred embodiment of the invention. A positive feedback -dependent -of the output voltage is applied to the circuit, '' input through a P connection from a potentiometer B,
B 'in the output circuit. A negative reaction dependent on the output current is applied to the input circuit of the output lamp V2 by the wire N through a resistor R7 in the cathode connection. LC is a wave filter or a tuned circuit: the selectivity of which is to be improved.
Fig. 3 schematically shows a stabilized negative conductance device of another form. A positive feedback of the output voltage is applied to the input circuit by the lead P from a potentiometer in the output circuit.
A negative feedback dependent on the output voltage is applied to the circuit, input to the first lamp through wire N and a resistor D connected to the cathode of the first lamp.
Fig. 4 schematically shows a preferred stabilized negative resistance device. A positive reaction, depending on the output current is applied to the input circuit through the P wire. A negative reaction depending on the output voltage is applied to the first lamp through the N wire.
Fig. 5 schematically shows a stabilized negative resistance device of another form. A positive reaction depending on the output current is applied to the input circuit by the wire P. A negative reaction depending on the output current is applied to the input circuit of. the output lamp V2 by the fi <I> N </I> and a resistor l in its connection of: cathode.
The negative conductance and resistance devices shown in the drawings use pentode lamps, but it is clear that this is not essential and that, in some cases, triode lamps may even have certain advantages.
The negative resistances and conductances, instead of being applied to a simple tuned circuit as shown in these figures, can be applied to wave filters of general structures or to elements of such wave filters,
including -piezo-electric resonators and electro-mechanical resonators. They can also be applied in other ways, for example to reduce the dissipation of a modulator.
Fig. 6 represents a. -circuit of the dis position .générale, of FIG. 2 which presents a negative conductance. Lo, Co is a filtering circuit the selectivity of which is desired. V, and V, are pentode lamps.
P is a positive feedback connection from a potentiometric resistance <I> B, </I> B 'which is -directly connected to the cathode of lamp V'2 and is connected to the anode, from lamp V2 to through an IC blocking capacitor. R i is an anode resistor shunted by a choke coil LZ in the anode circuit of the lamp V i.
The negative reaction is applied to the lamp V2 by the resistor R ,, in its cathode connection. The lamp V, is polarized by RZ, C $ @and the lamp V2 is polarized by a plug on the resistor R.,. C2, C4 are coupling capacitors and R ,, Rs are leakage resistors,
grid. The negative reaction is applied. On the output stage by R7 -and. The voltage of the positive reaction, is applied on the input stage through <I> B. </I> If <I > ma </I> designates the global slope or mutual conductance, global @of the @ amplifier,
we can show that the negative conductance G introduced: in the Lo, Co or other device circuit on which we want to apply a negative conductance is:
EMI0003.0142
where <B> 1 </B> is the value of resistor R7 and P is the coefficient of positive reaction which a. for value:
EMI0004.0001
If it is desired that G has a determined temperature coefficient, all or part of each resistance <I> 1, B </I> or B 'can be made into a substance whose resistance depends on the. temperature, as will be described in more detail in. continuation of the presentation.
Fig. 7 shows a circuit of the arrangement of the. fig. 3. L ,, Cl is a wire-tracing circuit the selectivity of which is to be improved. 1T, and V @ are pentode lamps, for example.
B is a positive feedback resistor connected by a blocking capacitor C "to a potentiometer with resistors R ;, R ,, R .; -in the anode circuit of the lamp V.,. R., is an anode resistor shunted by a coil of choke L2: in the anode circuit of the lamp V ,. <I> D </I> is a negative feedback resistor connected to the anode of V @ through a blocking capacitor VS:
i. The resistors D, P = and E constitute a negative reaction potentiometer whose. reaction to the. gate of Tr, is taken across RI and E. R .; also constitutes a polarization resistor for the lamp V i. The lamp V is polarized by a resistor P;
shunted by a C3 bypass capacitor. C4 is a common coupling capacitor and R, a shine leakage resistor. C @ is a ball capacitor and R is a gate leakage resistor for the lamp V.
The fundamental filtering circuit consists of the anti-resonant circuit consisting of L, -and C ,, while p is a small resistance across which the input voltage is developed.
In this case, p is made of the same order as the effective series resistance @ of the resonant circuit, that is to say
EMI0004.0056
(co is the angular frequency, i.e. z times the.
frequency at which the circuit L ,, Cl is tuned to resonate), which has the effect of initially decreasing the factor "q" by about 50% of its value. The negative resistance effect can be seen as a small value negative series resistance in series with the inherent resistance of the coil itself.
EMI0004.0064
and that introduced by p, la. the resulting dissipation being extremely small when the improvement in "cl" is made large.
The input resistance lr is now shunted by the impedance of the generator, which thus enters the. dissipation produced; variations in the impedance of the generator must therefore be attenuated. We can show that with this provision
EMI0004.0073
f can be between 0.5 and 1.
If the circuit shown in fig. 7 must have a relatively constant impedance at the input, the resistors _1 and p must be proportioned to give a very high transmission loss.
The fi-. 8 represents the input circuit of the fi. 7 slightly modified. The entire generator of impedance a must be fairly exactly matched and be placed in front of a network of characteristic impedance a. The output of the network is connected to the tuned circuit consisting of L, and, C ,.
The resistance represented in d is: the transformed equivalent negative conductance <I> (- d = </I> m2 LZ <I>. </I> [- GI when - G is the negative conductance).
The additional resistor inserted into the tuned circuit is a and the network is terminated at resonance on <I> r - d </I> ohms. If for the output circuit go
EMI0004.0092
and that for the tuned circuit it is necessary to obtain Q - <I> k go, </I> in this case
EMI0004.0096
By setting r <I> = </I> pa, la.
resistance in which the network is working is then
EMI0005.0001
The elements A1 and B1 of the network are <B> determined- </B> terminated by the characteristic impedance a and the ratio of energy loss v2.
We can show that
EMI0005.0007
Using these values and assuming the network terminated by a resistance die value
EMI0005.0012
the input impedance Zl @ of the network is
EMI0005.0016
For given values of, Z, <B> k </B> and a, the formula allows to find v.
A reasonable connection for the <B> die </B> Z2 value is that it is not less than
EMI0005.0021
for low values of v, that is, for high attenuation.
It follows that
EMI0005.0025
Or approximately
EMI0005.0027
If the generator (ie: st - ie the circuit which is placed in front of the attenuator) is left -in open circuit, the filter cannot oscillate because a, seen through the attenuator from of the filter,, is increased and the sensitivity of the filter is reduced.
In order to allow the input terminals
EMI0005.0040
If the attenuator is to be short-circuited without causing oscillation, the following relation must be satisfied:
EMI0005.0045
If the available input power is W, and this power is generated in an impedance a, -and moreover the input impedance of the network is approximately a (. When it is terminated on an impedance
EMI0005.0051
the current <I> ï </I> through. inductance L, can be calculated as follows:
The .generator has an electromotive excitation force to transmit the energy W in the adapted impedance a which has the value
EMI0005.0064
If the network transmission loss is Y (voltage loss ratio), then the.
electromotive force & egcitation of the generator after the network. is The network faces an impedance
EMI0005.0074
EMI0005.0075
so that the current i <I> to </I> through L, is given by:
EMI0005.0078
In addition, <I> 2 </I> vk <I> = p. </I> Therefore,
EMI0005.0081
EMI0005.0082
and <SEP> <I> a <SEP> = <SEP> r, </I> <SEP> of <SEP> so <SEP> that:
<tb> p
<tb> l <SEP> = w
<tb> r
<tb> p The input voltage @of the lamp is: The conclusion to be drawn is therefore that p must be as large as possible.
This condition is fulfilled when v = 1 for <I> p = 2 </I> kv, that is to say when the network has zero loss. In these conditions. p = 2k and a =
EMI0006.0010
The value of a, however, is determined from knowledge of the maximum value of <I> le. </I> If, therefore, k is decreased. a will then work in a higher impedance.
It may therefore be advantageous to use some degree of attenuation, so that the input impedance provides safe conditions for the minimum value to which k can fall.
For <I> k = 0, </I>. The input impedance is <I> a
EMI0006.0020
</I> so that the change in impedance that occurs is
EMI0006.0022
We see that the magnitude of the variation depends on v; for an attenuator with a loss of 20 decibels (v = 0.1), the variation is from -18% a to + 2% a .. For an attenuator with a loss of 6 decibels <I> (v </I> = 0.5), the variation is from - 33% <I> a </I> to + <B> 67% </B> a.
To summarize, the maximum value that the input impedance can take for a determined variation of k is the open circuit impedance of the input attenuator and this value will approach more and more exactly. - their characteristic impedance as will be. greater the weakening of the network (when k.. is small.).
When k is large, then if 21c -
EMI0006.0042
the input impedance is equal to that of the arm 'rie i <B> - </B> A, that is to say <B> to </B> a
EMI0006.0047
If the value of a thus calculated is not convenient or suitable, the loss attenuator v 'can be replaced by a transformer attenuator of the same loss and (or.) Can be kept with the addition -d 'a transformer.
<B> In </B> as regards the effect of the temperature coefficient, this effect acts in a primary way on the effective resistance of the coil L1 which is made with it. copper wire.
Assuming that the series resistance r of the. coil has a coefficient (the temperature y and that the <B>, </B> resistance a does not vary according to the temperature, the positive series resistance is a -f- <I> r (1 < / I> - [- <I> y </I> L), the equivalent negative resistance - d is <I> - </I>), 2 <I> LG (1 </I> -f- < I> a t) </I> (where <I> a </I> is the temperature coefficient of G) and the sum of these resistances must:
be constant and equal to @ # - The problem then amounts to obtaining a k negative conductance G having a temperature coefficient In this <B> case:
EMI0006.0069
</B>
EMI0006.0070
If B is independent of temperature, then the other terms must be provided such that we obtain la. desired variation as a function of temperature. But
EMI0006.0074
is
EMI0006.0075
approximately, where, ii ,, is the gain of the amplifier before the feedback voltage is applied and fl is the fraction of the output voltage applied to the out-of-phase input circuit.
In the fi-. 7, for example,
EMI0006.0078
so that
EMI0006.0080
He. there are several ways to get the desired coefficient, for example R i, can consist of a copper resistor and Ri + R;
, # 1 be proportioned so that
EMI0006.0085
shows the desired temperature coefficient. All the resistors except 7- and + R3 must then be made of a substance with a very low temperature coefficient such as manganin.
In another way, it would be possible to perform the compensation by making part of the resistor D in copper.
Although fl has been shown in the drawing as independent of frequency, it is also possible to make fl a function of frequency, so that the negative conductivity effect will only occur over a limited range or depend on frequency. Such resistances and negative conductances which are functions of frequency can be employed in various ways, for example to achieve
a transmission equalizer.
Referring again to FIG. 4, which shows schematically a circuit which presents a negative resistance, the amplifier (of the pentode type) has an internal negative reaction in voltage and, after application, of this reaction, has an overall voltage amplification @de, u and an internal resistance A.
We can easily show that the output impedance R of this circuit is, given by: RA- (y-1) l Assuming that the original amplifier has a voltage amplification factor, uo and an output impedance < I> RA </I> as well as a reaction factor fl, R can be given by the relation
EMI0007.0037
In general, #t,, p will be large with respect to unity and R is approximately equal to
EMI0007.0040
where mo is the global mutual conductance or slope,
that is to say, the output short-circuit current for an input voltage of 1 volt applied. on the amplifier (not provided -do reaction). For a two-stage amplifier,
EMI0007.0046
can reach a value as low as 1 ohm. The stability -of R with respect to variations of the parameters of the lamp is the more favorable the higher the resistance l.
The resulting negative resistance is also higher. Useful values. -de f8 are less than 0.5. A negative resistance cannot easily be transformed by an ordinary transformer since it is certain that the impedance of the transformer will decrease outside the useful range of frequencies, which will tend to cause,
oscillations (by short-circuiting the negative resistance). This can be overcome by realizing the transformer with for example a series resonant circuit and (or) by making, $ and nao functions of the frequency - so that the effect of the negative resistance is reduced outside the useful band of frequencies.
R can be made a function of temperature -as desired, for example by making part of the resistor 1 out of copper wire.
The temperature dependence can be made settable or adjustable by employing a special resistor which, by its adjustment, switches equal amounts of copper and manganin resistors. The variation of the: resistance as a function of the temperature can be balanced by introducing copper resistors in an opposite part:
of the positive reaction circuit while retaining the rest of this circuit by using: manganin. In fig. 7, the positive feedback circuit consists of the resistor B and the potentiometer in the plate circuit of p2 comprising the resistors R3, R ,,
R5. Of these resistors, B, R3 and R, are mauganin, while RI, is the copper compensation resistor, the ratio between R5 and R4 being such that full compensation is achieved. This report depends on:
others. predetermined ratios existing in the positive feedback circuit. The <B> do </B> circuit: nebulous reaction D, R = and E must be carried out with invariable resistances.
Referring now again to fig. 5, which schematically shows a circuit having a negative resistance, the amplifier is of the pentode type with a positive current feedback, the plate impedance of the output stage being practically infinite. Current is returned from the output stage to the input gate circuit, a voltage being developed in resistor s.
We can easily show that
EMI0008.0010
i where i, is the current in the input positive feedback circuit, v the voltage applied to the gate in the input circuit, rno the overall slope of the amplifier and 1. the feedback resistance through which the negative reaction voltage is developed.
We can, moreover, show that
EMI0008.0017
where e is. input voltage applied to the terminals of the tuned circuit LC, <I> u = il </I>
EMI0008.0019
and therefore the input resistance is equal to
EMI0008.0020
EMI0008.0021
where <I> 1, </I> s and <I> t. </I> are the reaction resistors and r a use resistance.
In order to obtain good stability, the value of this negative resistance must be rela- s-t = r # -1 - Î3-1Ï11111ohm.S ;. This resistance can therefore take negative values.
To get some stability with respect to variations of .of rno, <I> l </I> must be large compared to -must
EMI0008.0032
be tall compared to. s + t.
The temperature control of the negative resistor can be affected by making one or more of the resistors s, <I> t, and l </I> partly in copper depending on the direction of the temperature variation required.
The fia. 9 represents a tick circuit diagram following the arrangement of the fib. 4. The function of the various elements is clear from the. previous description of fi-. 7 and 8.
The negative resistance produced at the output terminals (the amplifier is
EMI0008.0046
where ino is the effective value of the slope for the full amplifier and fl is the negative reaction coefficient which has the value
EMI0008.0050
Fig. <B> ID </B> shows a modified circuit of a negative conductance device according to the arrangement of fig. 5.
With this circuit, a negative resistance is carried out in the input circuit of the amplifier, and assuming that L .: is a self-made coil or pure, the value of this neaa.tive resistance Ri. is given by: tively brande. s can. be very large, <I> t </I> and <I> r </I> can have any suitable value and 1 is' limited to about 2000 ohms. In a typical case of realization,