Verfahren zur Scharfabstimmung von Empfängern der drahtlosen Empfangstechnik. Die genaue Abstimmung eines Rundfunk empfängers auf eine hochfrequente Träger welle wird bekanntlich bei -den modernen Apparaten dadurch erleichtert, dass optische Statiowanz,ei.ger angebracht werden.
Trotz dieses Hilfsmittels ist die richtige Ab tim- inurig eines Empfängers, der mit stark wir kendem Schwundausgleich ausgerüstet ist, bei der Abstimmung von Hand nicht immer gewährleistet. Die Folge einer ungenauen Abstimmung sind nichtlineare Verzerrungen < der Niederfrequenz, die durch unsym metrische Zage der Seitenbänder zur Mittel frequenz der Bandfilter hervorgerufen wer den-.
Es sind daher Anordnungen erwünscht, die eine Abweichung der Empfängerabstim inung von der zu empfangenden Frequenz nach Grösse und Richtung zum Beispiel durch ein Zeigerinstrument angeben.
Es sind auch Anordnungen bekannt, bei denen die Scharfabstimmungeines Empfängers auf clie vorher von Hand grob eingestellte Träger- frequenz automatisch durch diesen -selbst be sorgt wird. (Vergl. z.
B. E.lectronics 1935 Jan., Funktech. Monatshefte<B>1936</B> Jan.) Eines dieser Verfahren zur automatischen Soharfabstimmung ist dadurch charakteri siert, dass im Zwisehenfrequenzteil des Emp fängers mvei Resonanzkreise angebracht sind, von -denen der eine um einige kHz über,
der andere um ebensoviel unterhalb der richtigen Zwischenfrequenz abgestimmt ist. Je naoh- d,em, ob die einfallende Hochfrequenz mit der Os:zillatorfrequenz eine zu grosse, oder eine zu kleine Zwischenfrequenz ergibt, wird über den einen oder den andern Resonanzkreis ein grösserer Wechselstrom fliessen.
Durch Gleichrichtung dieser Ströme und Differenz- bildung der Beträge der entstehenden Gl@eiclr- spannungen erhält man eine Spannung, welche nach Grösse und Vorzeichen die V ,er- stim,mung des.
Empfängers angibt. Diese Spannung kann nun auf ein Instrument ge führt werden, welches die Grösse und das Vorzeichen ,der Verstimmung jeweils anzeigt. Es ist besonders zweckmässig, die Spannung direkt auf eine besondere Anordnung wirken zu lassen, welche eine Änderung der Emp- fängeraIstimmung (z.
B. durch Änderung der Oszillatorfrequenz) bewirkt, und zwar in der Weise, dass die ursprüngliche, fehler hafte Abstimmung korrigiert wird.
Der Nachteil dieser Schaltung, welche sich nur für Ü'berlagerungsempfang eignet, ist dar, dass im Zwischenfrequenzteil zwei sehr genau abgestimmte Resonanzkreise vorgesehen wer den, müssen, weil,die Differenz zwischen ,
den Scheinfrequenzen der Resonanzkreise und der richtigen Zwis.chenfrequenz die Grösse der Regelspannung bestimmt. Diese beiden Resonanzkreise arbeiten nicht im Resonanz Punkt, denn sie sind ja um einige kHz ge genüber der Bandfilterfrequenz verstimmt, und bringen daher bekanntlich eine starke,
die Abstimmschärfe erheblich verschleGh- terade Dämpfung in die betreffende Zwi- sohenfrequenzstufe, so. dass sie in der Regel nur über eine besondere Röhre an den Zwi- schenfrequenzteil angeschaltet werden., welche den Empfänger beträchtlich verteuert.
Nun ist es bekannt, dass durch gegensei- tigen Phasenvergleicli der in einem abge stimmten elektrischen Schwingkreis auftre tenden Ströme und Spannungen auf einfache Weise eine von -der Grösse und dem Vorzei chen seiner Verstimmung gegenüber der auf gedrückten Frequenz abhängige RegeIspan- nung erzeugt werden kann.
So ist beispiels weise der Gesamtwiderstand eines Parallel- resonanzkreivses für ,die Resonanzfrequenz ein rein Ohmscher Widerstand, für eine etwas.
höhere Frequenz dagegen ein. kapazitiver, für eine niedrigere Frequenz ein induktiver Blindwiderstand. Der Eingangsstrom des greises ist im Falle der Resonanz genau um 90 Grad gegenüber dem Schwingstrom ver schoben, im Falle der Verstimmung dagegen ist die Phasenverschiebung grösser oder klei ner.
Solche Schwingkreise finden bereits in Anordnungen zur automatischen: Frequenz- oder Drehzahlregelung Verwendung, bei- spielsweise zur Frequenzstabilisierung von Wechselstromgeneratoren oder zur Drehzahl- konstanthaItung von Kinoaufnahme- und -wiedergabeapparaturen. Es handelt sich da bei also um Anordnungen, bei denen eine Spannung erzeugt wird,
welche der gegen seitigen Phasenlage von Strömen oder Span- nungen in Schwingkreisen entspricht und die :damit einen Massstab für die Verstimmung der Resonanzfrequenz gegenüber der a.ufge- drückten Frequenz bildet. Bei dieser Span nung kann es sich .grundsätzlich um eine. Gleich- oder Wechselspannung handeln, deren Amplitude je nach der Verstimmung von einem bestimmten Mittelwert abweicht.
Die ser Mittelwert kann bei einer Gleichspan- nung im Speziellen = 0 sein.
Erfindungsgemäss: wird nun ein @der- artiges, Verfahren zur Scharfabstimmung von Empfängern der drahtlosen Empfangstechnik angewendet.
Die Regelpannung kann dabei in geeigneter Weise .einen optischen Anzeiger betätigen oder mit Hilfe einer besonderen Anordnung der Empfängerverstimmung durch entspre- chende Abstimmungskorrektur entgegenwir- ken. Es lassen sich dabei auch allgemeinere el,ekträs,
che Netzwerke zur Erzeugung einer starken Phasendrehung in der Umgebung ,der Resonanzfrequenz verwenden. Die rela tive Phasenlage von .Strömen und Spannun gen zwischen verschiedenen Punkten elektri scher Netzwerke in Abhängigkeit von der Frequenz ist aue der Theorie der Netzwerke weitgehend bekannt.
So ändert sich beispiels weise die gegenseitige Phasenlage der Span nungen am Eingang und am Ausgang, eines elektrischen Bandfilters von einem kleinsten Wert bei etwas zu tiefer Frequenz über einen Mittelwert nach einem grössten Wert bei etwas zu hoher Frequenz der einfallen- den Schwingungen. Es ist also möglich,
die in einem Empfänger zu Selektionszwecken ohnehin vorhandenen einfachen oder kompli zierten Abstimmkrei.se, insbesondere die Bandfilter, zur Erzielung des für die R.egel- ano.rdnung erforderlichen Phasensprunges zu verwenden, so dass unter Umständen über haupt keine zusätzlichen Schwingkreise er forderlich sind.
Es gibt nun verschiedene Schaltungen, welche die gegenseitige Phasenlage von Strö men und Spannungen zu messen gestatten und sowohl nach Grösse, als auch nach Vor zeichen als Gleichspannung anzeigen, so z.
B. die sogen. Wattmeterschaltungen, welche man auch bei den bekannten Modultionsver- fahren häufig trifft. Je nach der Phasenlage der beiden Ströme oder Spannungen entsteht eine Gleichstromkomponente. welche dem Amplitu.denprodukt der beiden @chv@in,b@-un- gen, und dem Cosinus des Phasenwinkels proportional ist.
Im folgenden werden anhand der Fig. 1 4is 9 Einrichtungen beschrieben, welche zur Durchführung des erfindungsgemässen Ver fahrens verwendet werden können. Fig. 1 zeigt das prinzipielle Schaltbild einer Anord nung zur Erzeugung einer Regelspannung. Der Resananzkre:is L, C ist an die Anode einer 7wischenfrequenzverstärk-erröhre ange,- schaltet bedacht und genau auf die Zwi- schenfrequenz abgestimmt.
Im Falle der Resonanz ist der Schwingstrom J, gegenüber dem Gesamtstrom 7, um 90 CT'rad verscho ben. Wenn man die Spannungsabfälle an den Widerständen R1 und P@ in einer Wattmeter- scha.ltung TVll zur Überlagerung bringt, so entsteht eine Gleichspannung Ur, die je nach der Verstimmung positiv oder negativ ist.
In Fig. ? ist eine analoge prinzipielle Schaltung aufgezeichnet, beider die Spannung am gan zen: Schwingkreis mit dem Gesamtstrom vesr- (Aichen wird. Die beiden Spannungen U1 und I'., sind im Falle der Resonanz in Phase.
Um iisiti eine von der Phasenabweichung abhän gige Regelspannung zu erhalten, welche im lZesonanzfall -durch Null geht, muss- man die heiden Spannungen in einer ,sogenannten Blindleis.tungsmessierschaltung zur Überlage- rang bringen.
Wach entsprechender gegen eitiger Drehung der zu vergleichenden Spannungen oder Ströme um den konstanten hc=traö von 90 Grad mit Hilfe einer ein fachen Phasendrehunbsschaltung kann je doch auch in diesem Falle der -Vergleich mit einer -@Tirhleistungsmessersclialtung erfolgen.
In Fig.3 ist nun eine praktisch braueh- hare Ausführungsform einer solchen ,Schal- tung aufgezeichnet, wobei eine an sich be- l:annte Wattmeterschaltung (siehe:
Walter, Zeitschr. f. techn. Physik 13 [19321 363), deren wesentliches Merkmal die Verwendung einer Gleiehrichterbrücke bildet, benutzt isst. Die Aaskopplung sdes eigentlichen Phasen indikators an .den Schwingkreis L; C ist hier mittelst Übertragern Ü, und Ü2 vollzogen.
Bei hochohmigem Indikatorkreis gilt dabei für die Spannungen U1 und U2 auf der Sekundärseite der Übertrager: U1 <I>=</I> j co illlJl und U;
<I>=</I> j 4o M=Jd (illl und 11= sind die ent sprechenden Gegeninduktivitäten), d. h. die massgebenden Phasenunterschiede bleiben bei der Übertragung der Spaunungen U1 und U, erhalten.
Für die Zwecke einer automati- schen Feinabstimmung ist es dabei zweck mässig, die beiden Hälften des Widerstandes R sehr hochohanig zu wählen und durch Kondensatoren, zu überbrücken.
Eine analoge Wirkung ergibt eine Schal tung nach Fig. 4, welche sich in der prak tischen Anwendung oft als zweckmässiger er weisen kann. Der Widerstand R darf dabei unter Umständen webgelassen werden.
E=s handelt sich bei diesen Schaltungen um den Vergleich ,der Amplitude zweier Wechselspannungen (nämlich der vektoriel- len .Summe und Differenz der beiden phasen verschobenen iSpannungen an dien. betreffen sden Punkten des Schwingkreises), indem man dieselben :
gleichriohtet und die Gleich strom- oder Spannungswerte vergleicht.
Ein besonderer Vorzug solcher Schaltun- gen besteht darin, dass selbst bei relativ klei- nem Belastungswiderstand im Regelstrom kreis eine zusätzliche Dämpfung des Schwinsgkreissess mit dem Moment verschwin det, wo. ,die Abstimmung (z.
B. gerade in folge :der automatischen Scharfabstimmung) genau wird, sd. h. die Verstimmung und da mit die Regelspannung gegen Null geht.
An .Stelle der Schaltung mit Trocken gleichriclitern kann natürlich jede andere Phasemndikatarschaltung, z. B. eine Röhren- schaltung verwendet werden.
In Fig. 5 isst beispielsweise eine solche Schaltung angege ben, bei welcher der Phasenvergleich der beiden Spannungen durch Modulation in einer -au sich bekannten Art und Weise mit Hilfe einer Hegode zustande kommt (siehe: Kluge, Zeitschr. f. techn. Physik 15 [1984] 22i3,).
Fig. 6 und 7 zeigen weitere .Schaltungen, zur Durchführung .des erfindungsgemässen Verfahrens, bei welchen an Stelle :
des ein- faohen .Schwingkreises zur Entnahme der phasenverschiedenen Spannungen ein Band filter vorgesehen a.st, wie es heute. allgemein im 7,wischenfrequenzteil der Ruudfunkemp- fänger verwendet wird.
Es besteht aus den beiden auf die Zwischenfrequenz abgestimm ten: und lose gekoppelten Resonanzkreisen L1, Cl und L., C2. Die Phase der Ausgangs spannung des Bandfilters ist bezüglich jener der Eingangsspannung stark veränderlich und wechselt in der Umgebung der vorge schriebenen Zwischenfrequenz von \7u11 bis 180 Grad.
Für :die vorgeschriebene Zwischen frequenz beträgt die Phasenverschiebung 90 Grad. Die beiden .Spannungen können also in ähnlichen Schaltungen wie Fi.g. 3, 4, 5 verglichen werden.
Auch hier geht die zusätzliche Dämp fung, welche ,durch den Regelstrom, bedingt ist, bei abnehmender Verstimmung gegen Null, was natürlich bei einer gleichzeitigen Verwendung des Bandfilters zu Selektions- zweck en von Bedeutung ist.
Die .Schaltungen für die Erzeugung einer Regelspannung zur Abstimmungskontrolle durch Phasenvergleich lassen sich auch kom binieren mitiSehaltungen zur Entnahme einer Spannung, welche @d(er Amplitude der Trä gerwelle entspricht und die etwa für einen Stationenzeiger oder zum automatischen Schwundausgleich Verwendung findet.
Bei der Schaltung nach Fig. 8 kann bei spielsweise an den Klemmen. AB die Span nung für den Stationen.zeiger oder für auto matischen Schwundausgleich und an den Klemmen<I>CD</I> eine Spannung zur automati- sohen Scharfabstimmung oder zur optischen Kontrolle der Empfängerverstimmung ent nommen wenden. Dabei darf eine beliebige dieser Klemmen an irgend ein gegebenes festes Potential gelegt werden.
Eine besonders zweckmässige optische Abstimmungsk ontrolle ergibt sich, -tvenn man -die Spannung zwischen A und D in Fig. 8 an einen. ersten optischen Zeiger und .die .Spannung zwischen A und C an einen zweiten benachbarten optischen Zeiger legt.
Der mittlere Gesamtausschlag beider Zeiger ist dann ein Mass für die Amplitude .der Trä gerwelle und der Unterschied der beiden Ausschläge weist auf eine entsprechende Verstimmung hin.
Sind die optischen Zeiger Ilochfrequenz- empfindlich (z. B. Gl.immlichtzeiger), so er übrigen sich die Gleichrichter,
und die bei den Spannungszeiger können etwa in Schal tung Fig. 4 an Stelle der Gleichrichter und des Ableitwiderstandes D direkt zwischen .die Klemmen <I>A</I> und C bezw. A und<I>D</I> ge schaltet werden.
Bei den Schaltungen der in obigen Beispielen angedeuteten Art werden ohnehin vorhandene und gleichzeitig für an dere Zwecke :erforderliche Konstruktions- elemente (z. B. Bandfilter, eventuell auch Trockengleichrichter oder Elektronenröhren) zur Erzeugung .dar Regelspannung mitbe nützt. Solche Schaltungen haben deshalb den Vorzug grösster Einfachheit und Billigkeit.
Im Gegensatz zu den eingangs erwähnten Schaltungen mit zwei gegenseitig etwas ver stimmten Schwingkreisen im Zwischenfre- quenzverstä@rl,:er ermöglichen sie :den Ausbau von Empfängern für automatische ,Scharf- abstimmung oder optis.clie Verstimmungs kontrolle mit einem Minimum an Mehr kosten.
Die Anordnung nach Fig. 9 stellt .eine Schaltung dar, deren Wirkungsweise eben falls auf dem eingangs beschriebenen Prin zip ,des Phasenvergleiches zwischen,Schwing- und Gesamtstrom in einem abgestimmten Schwingkreis beruht.
Bei dieser Schaltung ist direkt im den Schwingstromkreis eine Gleichrichterbrückeeingeschaltet. Die pha- sena.bhängi,ge Regel:spaanung kommt dabei folgendermassen zustande: Der Weg des Schwingstromes geht in der einen Perioden- hälfte über a, b, c (ausgezogene Pfeile), in .der andern Hälfte über<I>e, d, a</I> (.gestrichelte Pfeile). Die Speiseleitung für den Resonanz kreis ist an den Punkten<I>b</I> und<I>d</I> an.gesahlos- sen.
Die Gleichrichter zwischen c und d und zwischen a und d sperren gleichzeitig wäh rend der ersten Halbperiode des Schwing- stromes, d. h. es kann kein. Gesamtstrom über den Punkt d von aussen der Gleicbrich- terbrücke zufliessen. Gleichzeitig kann wäh rend der ersten Halbperiode der Punkt b mit.
a und c als elektrisch verbunden betrachtet werden, so dass -ein Gesamtstrom der Brüche und dem .Schwingkreis während der ersten Halbperiode über diesen Punkt zufliesst. Das entsprechende gilt in der zweiten Halb pcriode für den Punkt d.
Ist nun der Ge samtstrom in Phase mit dem Schwingstrom, so fliesst die positive Halbwelle des Gesamt- stromes jeweils über b und die negative Halbwelle ,jeweils über d, so dass sich die Kondensatoren bei in mit der Gesamtgleich spannung Tlr aufladen. Ist der Schwingstrom in Gegenphase mit dem Gesamtstrom, so än dert sich, wie aus der entsprechenden Be- tracbtung hervorgeht, das Vorzeichen von P,
.. Bei 90 Grad Phasenverschiebung zwri- sehen Schwing- und Gesamtstrom ist die Gleichstromkomponente des Gesamtstromes über b und diejenige über d gleich Null. In diesem Falle der Resonanz entsteht also keine Regelspannung.
Auch diese Schaltung, welche allerdings eine gewisse zusätzliche Dämpfung des Sch -ingkre@ises zur Folge hat, zeichnet sich durch sehr geringen Mehraufwand an Kon- struktionselementen aus. Sie empfiehlt sich, wenn sehr kleine Regelspannungen erforder lich sind.
Die Veränderung der Abstimmung durch die Regelspannung erfolgt bei Merl@age- rtingsempfängern zweckmässig durch ent sprechenden Eingriff auf die Osz illatorfre- quenz. Die Oszillatorverstimmung kann da bei, beispielsweise durch Veränderung der dynamischen Gitterkapazieteiner Elektro nenröhre,
welche zum Abstimmkondensator des Oszillators. parallel liegt, hervorgerufen .erden. Dabei brauchen die übrigen Ab stimmkreise, namentlich die Zwischenfre- quenzkreise, aber auch die Hochfrequenzab- stimmkreise der Vorselektion nicht beein- flusst zu werden.
In manchen Fällen, z. B.. bei Empfängern ohne Überlagerung, ist eine direkte Verstimmung der Abstimmkreise durch - die Regelspannung etwa mittelst Steuermotor erforderlich. Eine solche Ab stimmungskorrektur erstreckt sich in diesem Falle im allgemeinen auf alle Schwingkreise. also auch auf den Schssringlkreis zur Erzeu gung der Regelspannung.
Das beschriebene Verfahren zur Scharf- a.bstimmang von Empfängern der drahtlosen Empfangstechnik eignet sich im besonderen auch hier beim Überlagerungsempfang von Kurzwellen und Ultrakurzwellen, deren. Fre quenz bekanntlich nur mit grossen Schv;rierig- keiten konstant gehalten werden kann, und bei denen auch die Empfängereinstellung aus verschiedenen Gründen :dauernden Schwan kungen unterworfen ist.
Das Verfahren kann natürlich auch sinn gemäss bei Fernsehempfängern, bei denen die genaue Abstimmung auf die Trägerwelle be kanntlich besonders wichtig ist, angewendet werden.
Method for sharpening receivers in wireless reception technology. It is well known that the precise tuning of a radio receiver to a high-frequency carrier wave is made easier with modern devices by the fact that optical station jacks are attached.
In spite of this aid, the correct timing of a receiver that is equipped with a strongly effective shrinkage compensation is not always guaranteed when tuning by hand. The consequence of inaccurate tuning are non-linear distortions <of the low frequency, which are caused by unsymmetrical Zage of the sidebands to the center frequency of the band filters.
Arrangements are therefore desired which indicate a deviation of the receiver tuning from the frequency to be received in terms of magnitude and direction, for example by means of a pointer instrument.
Arrangements are also known in which the sharpening of a receiver to the carrier frequency previously roughly set by hand is automatically taken care of by the receiver itself. (Cf.
B. E. electronics 1935 Jan., Funktech. Monthly booklets <B> 1936 </B> Jan.) One of these methods for automatic sharpness tuning is characterized by the fact that in the two-frequency part of the receiver there are two resonance circles, one of which is a few kHz above,
the other is tuned as much below the correct intermediate frequency. Depending on whether the incident high frequency with the oscillator frequency results in an intermediate frequency that is too high or too small, a larger alternating current will flow through one or the other resonance circuit.
By rectifying these currents and forming the difference between the amounts of the equilibrium voltages that arise, a voltage is obtained which, according to its magnitude and sign, determines the value of the voltage.
The recipient. This voltage can now be fed to an instrument that shows the size and sign of the detuning. It is particularly useful to let the voltage act directly on a special arrangement, which changes the receiver mood (e.
B. by changing the oscillator frequency), in such a way that the original, incorrect tuning is corrected.
The disadvantage of this circuit, which is only suitable for superimposition reception, is that two very precisely tuned resonance circuits must be provided in the intermediate frequency part, because the difference between
the apparent frequencies of the resonance circles and the correct intermediate frequency determines the size of the control voltage. These two resonance circuits do not work in the resonance point, because they are detuned by a few kHz compared to the band filter frequency, and therefore, as is well known, bring a strong,
the tuning sharpness significantly deteriorates attenuation in the relevant dual frequency stage, see above. that they are usually only connected to the intermediate frequency section via a special tube, which makes the receiver considerably more expensive.
It is now known that by mutual phase comparison of the currents and voltages occurring in a tuned electrical oscillating circuit, a regaining voltage that is dependent on the size and sign of its detuning with respect to the frequency depressed can be generated in a simple manner.
For example, the total resistance of a parallel resonance circuit is, for the resonance frequency, a purely ohmic resistance, for something.
however, a higher frequency. capacitive reactance, for a lower frequency an inductive reactance. In the case of resonance, the input current of the old man is shifted exactly 90 degrees compared to the oscillating current; in the case of detuning, on the other hand, the phase shift is greater or smaller.
Such resonant circuits are already used in arrangements for automatic: frequency or speed control, for example for frequency stabilization of alternating current generators or for keeping the speed of cinema recording and reproducing equipment constant. It is about arrangements in which a voltage is generated,
which corresponds to the mutual phase position of currents or voltages in oscillating circuits and which: thus forms a measure for the detuning of the resonance frequency in relation to the frequency that is pressed. This voltage can basically be a. Act direct or alternating voltage, the amplitude of which deviates from a certain mean value depending on the detuning.
In the case of a DC voltage, this mean value can in particular be = 0.
According to the invention: a method of this kind is now used for the sharp tuning of receivers of wireless reception technology.
The control voltage can operate an optical indicator in a suitable manner or, with the aid of a special arrangement, counteract the receiver detuning by means of a corresponding adjustment correction. You can also use more general el, ektras,
Use certain networks to generate a strong phase shift in the environment, the resonance frequency. The relative phase position of currents and voltages between different points of electrical networks as a function of frequency is largely known from the theory of networks.
For example, the mutual phase position of the voltages at the input and output of an electrical band filter changes from a lowest value at a frequency that is slightly too low, via an average value to a highest value at a frequency that is slightly too high for the incoming vibrations. So it is possible
to use the simple or complicated tuning circuits already present in a receiver for selection purposes, in particular the band filters, to achieve the phase jump required for the regulation, so that no additional oscillating circuits are required at all.
There are now various circuits that allow the mutual phase position of currents and voltages to be measured and indicate both size and sign as DC voltage, so z.
B. the so-called. Wattmeter circuits, which are also often encountered with the known modulation methods. A direct current component arises depending on the phase position of the two currents or voltages. which is proportional to the amplitude product of the two @ chv @ in, b @ -ungen, and the cosine of the phase angle.
In the following, devices are described with reference to FIGS. 1 4is 9 which can be used to carry out the method according to the invention. Fig. 1 shows the basic circuit diagram of an arrangement for generating a control voltage. The resonance circuit: is L, C is connected to the anode of an intermediate frequency amplifier tube, - switches carefully and precisely tuned to the intermediate frequency.
In the case of resonance, the oscillating current J is shifted by 90 CT'rad compared to the total current 7. If the voltage drops at the resistors R1 and P @ are superimposed in a wattmeter circuit TV11, a direct voltage Ur is created, which is positive or negative depending on the detuning.
In Fig. an analog basic circuit is recorded, both the voltage on the whole: resonant circuit with the total current vesr- (Aichen is. The two voltages U1 and I '., are in phase in the case of resonance.
In order to obtain a control voltage which depends on the phase deviation and which goes through zero in the case of resonance, the two voltages must be brought to superimposition in a so-called reactive power measurement circuit.
If the voltages or currents to be compared are appropriately rotated against each other by the constant hc = traö of 90 degrees with the aid of a simple phase rotation circuit, the comparison with a - @ Tirhleistungsmessersclialtung can also take place in this case.
In FIG. 3, a practically brewable embodiment of such a circuit is now drawn, with a wattmeter circuit (see:
Walter, magazine f. techn. Physik 13 [19321 363), the essential feature of which is the use of a rectifier bridge, uses eats. The coupling of the actual phase indicator to the resonant circuit L; C is accomplished here by means of transformers Ü, and Ü2.
With a high-resistance indicator circuit, the following applies to the voltages U1 and U2 on the secondary side of the transformers: U1 <I> = </I> j co illlJl and U;
<I> = </I> j 4o M = Jd (illl and 11 = are the corresponding mutual inductances), i.e. H. the decisive phase differences are retained when the voltages U1 and U are transferred.
For the purpose of automatic fine-tuning, it is advisable to choose the two halves of the resistor R to be very high-resistance and to bridge them with capacitors.
An analogous effect results in a scarf device according to FIG. 4, which can often prove to be more useful in practical application. The resistor R may be left woven under certain circumstances.
In these circuits, E = s is a matter of comparing the amplitude of two alternating voltages (namely the vectorial sum and difference of the two phase-shifted voltages at the relevant points of the resonant circuit) by:
in the same direction and compares the direct current or voltage values.
A particular advantage of such circuits is that even with a relatively small load resistance in the control circuit, additional damping of the resonant circuit disappears with the moment where. , the vote (e.g.
B. just as a result: the automatic sharpening) is accurate, sd. H. the detuning and since with the control voltage goes to zero.
Instead of the circuit with dry equalizers, of course, any other phase indicator circuit, e.g. B. a tube circuit can be used.
In Fig. 5, for example, such a circuit is indicated in which the phase comparison of the two voltages is achieved by modulation in a manner known per se with the aid of a Hegode (see: Kluge, Zeitschr. F. Techn. Physik 15 [ 1984] 22i3,).
6 and 7 show further circuits for performing the method according to the invention, in which instead of:
A band filter is provided for the simple resonant circuit to extract the phase-different voltages, as it is today. Generally in the 7, wipe frequency part of the Ruudfunk receiver is used.
It consists of the two tuned to the intermediate frequency: and loosely coupled resonance circuits L1, Cl and L., C2. The phase of the output voltage of the band filter is highly variable with respect to that of the input voltage and changes in the vicinity of the prescribed intermediate frequency from \ 7u11 to 180 degrees.
For: the prescribed intermediate frequency, the phase shift is 90 degrees. The two .Voltages can therefore be used in similar circuits as Fi.g. 3, 4, 5 can be compared.
Here, too, the additional attenuation, which is caused by the control current, approaches zero as the detuning decreases, which is of course important when the band filter is used at the same time for selection purposes.
The circuits for generating a control voltage for tuning control by phase comparison can also be combined with settings for taking a voltage which corresponds to the amplitude of the carrier wave and which is used, for example, for a station pointer or for automatic loss compensation.
In the circuit of FIG. 8, for example, at the terminals. AB the voltage for the station pointer or for automatic loss compensation and a voltage for automatic adjustment or for optical control of the receiver detuning from the terminals <I> CD </I>. Any of these terminals can be connected to any given fixed potential.
A particularly expedient optical coordination control results, if one applies the voltage between A and D in FIG. 8 to one. first optical pointer and .the. voltage between A and C to a second adjacent optical pointer.
The mean total deflection of both pointers is then a measure of the amplitude of the carrier wave and the difference between the two deflections indicates a corresponding detuning.
If the optical pointers are pigeon-hole frequency-sensitive (e.g. gl.immlight pointers), the rectifiers remain
and the at the voltage pointer can for example in circuit Fig. 4 instead of the rectifier and the bleeder resistor D directly between .the terminals <I> A </I> and C respectively. A and <I> D </I> can be switched.
In the circuits of the type indicated in the above examples, structural elements that are already present and at the same time for other purposes: necessary construction elements (e.g. band filter, possibly also dry rectifier or electron tubes) are used to generate .dar control voltage. Such circuits therefore have the advantage of being extremely simple and inexpensive.
In contrast to the circuits mentioned at the beginning with two mutually somewhat misaligned oscillating circuits in the intermediate frequency amplifier,: they enable: the expansion of receivers for automatic, sharp tuning or optis.clie detuning control with a minimum of additional costs.
The arrangement according to FIG. 9 represents a circuit whose mode of operation is also based on the principle described above, the phase comparison between the resonant and total current in a tuned resonant circuit.
With this circuit, a rectifier bridge is switched on directly in the resonant circuit. The phase-dependent rule: cutting comes about as follows: The path of the oscillating current goes in one half of the period via a, b, c (solid arrows), in the other half via <I> e, d , a </I> (. dashed arrows). The feed line for the resonance circuit is connected to points <I> b </I> and <I> d </I>.
The rectifiers between c and d and between a and d block simultaneously during the first half cycle of the oscillating current, i.e. H. it can't. The total current flows into the equalizing bridge from outside via point d. At the same time, point b can be used during the first half period.
a and c are considered to be electrically connected, so that a total current of the breaks and the .Schwingkreis flows through this point during the first half cycle. The same applies to point d in the second half of the period.
If the total current is now in phase with the oscillating current, the positive half-wave of the total current flows through b and the negative half-cycle through d, so that the capacitors are charged with the total DC voltage Tlr. If the oscillating current is in phase opposition to the total current, the sign of P changes, as can be seen from the corresponding flowering,
.. With a 90 degree phase shift between oscillation and total current, the direct current component of the total current over b and that over d is zero. In this case of resonance there is no control voltage.
This circuit, too, which, however, results in a certain additional damping of the circuit, is characterized by very little additional work on construction elements. It is recommended when very low control voltages are required.
In Merl @ aging receivers, the adjustment of the control voltage is expediently changed by corresponding intervention in the oscillator frequency. The oscillator detuning can be done, for example by changing the dynamic grid capacity of an electron tube,
which to the tuning capacitor of the oscillator. parallel, caused .earth. The other tuning circuits, namely the intermediate frequency circuits, but also the high frequency tuning circuits of the preselection do not need to be influenced.
In some cases, e.g. For example, in the case of receivers without superimposition, a direct detuning of the tuning circuits by means of the control voltage, for example by means of a control motor, is required. Such a tuning correction generally extends to all resonant circuits in this case. thus also on the Schssringlkreis to generate the control voltage.
The described method for the sharp tuning of receivers in wireless reception technology is particularly suitable here for the superimposition of shortwave and ultra-shortwave reception. It is well known that the frequency can only be kept constant with great difficulty, and for which the receiver setting is also subject to constant fluctuations for various reasons.
The method can of course also be used in accordance with television receivers, in which the precise adjustment to the carrier wave is known to be particularly important.