Es sind Einrichtungen zur Abgleiehung einer Waage bekannt, bei welchen der Waage balken ein elektrisches Schaltelement verstellt, das von den von einer Weehselstromquelle gelieferten Wechselströmen durchflossen wird, die für die Abgleiehung der Waage verwendet werden. Man hat zu diesem Zweck die > inde- rungen der Stromstärke der Wechselströme gemessen, die durch das vom Waagebalken verstellte Sehaltelement fliessen.
Da die prozentualen Änderungen des Wechselstromwider- standes des vom aageba]ken verstellten Schaltelementes entsprechend der angestrebten Genauigkeit nur sehr klein sein können, sind Wechselstromkompensatoren zur Messung dieser geringen Änderungen verwendet worden. Ferner hat man das vom Waagebalken verstellte Sehaltelement unmittelbar in den einen Arm einer elektrischen Weehselstrom- messbrücke gelegt und mit lTilfe derselben die Änderungen des Wechselstromwiderstandes des Schaltelementes und damit die Abweichun- gen des Waagebalkens von seiner Nullage bestimmt.
Eine weitere, ebenfalls bekannte Einrichtung sieht einen Rückkopplungsoszillator vor, bei welchem das vom Waagebalken verstellte Schaltelement als Reaktanz ausgebildet und einen Teil des die Eigenfrequenz bestimmenden Resonanzkreises ist. Für die Abgleichung der Waage werden hierbei die Änderungen der Eigenfrequenz des Rüekkopp- lungsoszillators verwendet.
Diese bekannten Einrichtungen, die aus nahmslos auf einer direkten Frequenzmessung oder auf einer direkten Widerstandsmessung basieren, sind nun nicht in allen Fällen anwendbar. Die mit ihnen erzielte Genauigkeit lässt sieh nur auf Kosten eines entsprechend grösseren Aufwandes an Hilfsmitteln steigern und solche Einrichtungen mit elektrischer Abgleichung sind infolgedessen nur bei grossen und kostspieligen Waagen verwendet worden, um besonderen Anforderungen, wie beispielsweise einer Fernanzeige der AIesswerte und dergleichen, Genüge zu leisten.
Der Zweck der vorliegenden Erfindung ist nun, Einrichtungen für den elektrischen Abgleich von Waagen zu schaffen, deren Genauigkeit ohne Zuhilfenahme von grossem Aufwand an elektrischen Hilfsmitteln gesteigert werden kann, so dass dieselben auch bei Analysenwaagen, beispielsweise an der Stelle der optischen Anzeigevorrichtungen, verwendet werden können.
Dies wird erfindungsgemäss bei Einrichtungen zur Abgleiehung einer Waage mit wenigstens einem vom Waagebalken verstellbaren elektrischen Sehaltelement, das von den von einer Wechselstromquelle gelieferten Weehselströmen durchflossen ist, dadurch erreicht, dass die Wechselstromquelle ein elektrisches Netzwerk mit frequenzabhängigem Übertragungsmass speist und an zwei verschiedenen Stellen dieses Netzwerkes Wechselströme gleicher Frequenz abgenoninien und in einem Modulator gegenseitig moduliert werden, dass das vom Waagebalken verstellbare Schalteledient derart an die Wechselstromquelle und an Einrichtung zur Abgleichung einer Waage. das Netzwerk angeschlossen ist,
dass die Verstellung des Schalteleinentes eine entspreehrende Änderung der Phasendifferenz zwisehen den beiden vom Netzwerk abgenommenen Wechselströmen hervorruft und dass ferner Mittel vorgesehen sind, mit denen der im Modulator durch die gegenseitige Ilodulation erzeugte Gleichstrom für die Abgleiehung der Waage herangezogen wird.
Im Gegensatz zu den vorbekannten Ein- richtungen wird somit nicht eine direkte Frequenz- oder Widerstandsmessung verwendet, sondern die Stellung des Waagebalkens wird durch die Phasendifferenz von zwei Wechsel- strömen gemessen, welche Phasendifferenz ausserdem durch einen reinen Gleichstrom abgebildet ist.
Zwei Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindimg sind in der Zeichnung schematisch wiedergegeben, und zwar sind in den Fig. 1 und 2 für einander entsprechende Teile jeweils gleiche Bezugszeiehen verwendet worden. Bei dem in der Fig. 1 angegebenen Beispiel ist der Waagebalken 1 auf der Schneide 2 beweglich abgestützt und trägt an seinem einen Ende die ebenfalls auf einer Schneide aufgehängte Waageschale 3, auf welcher die zu wägenden Körper aufgelegt werden. Am andern Ende des Waagebalkens ist eine senkrecht zur Zeiehnungsebene sich ersteekende Schneide 4 argebracht, auf welcher die Gewichte abgesetzt werden.
Das Absetzen der Gewichte erfolgt mit einer nicht näher angegebenen Vorriehtlmg 5 auf meehanisehem Wege mittels drehbarer Nockenwellen, welche die Gewichte auf der Schneide 4 absetzen bzw. von der Schneide 4 wieder abheben. Diese Vorrichüuig 5 ist dabei mit Vorteil so ausgeführt, dass durch die Drehung der Welle 6 in der einen Richtung die Gewichte selbsttätig nacheinander in Stufen der kleinsten Gewichtseinheit aufgelegt und durch die Drehung der Welle 6 in entgegengesetzter Richtung wieder abgehoben werden. Am Waagebalken 1 ist ferner ein Isolierstück 7 starr befestigt, das mit einem U-förmigen Metallbügel 8 versehen ist.
Dieser Bügel 8 bildet in Verbindung mit den beiden feststehend angeord neten Metallplattenpaaren 9 und 9' einen ver änderbaren elektrischen Kondensator, dessen Reaktanz von der jeweiligen Stellung des Waagebalkens 1 bestimmt wird. Der Kondensator 8, 9, 9' ist nun der Spule 10 parallelgeschaltet und bildet mit dieser zusammen den einen der hier benützten Sehwingungskreise.
Dieser Sehwingungskreis ist vermittels einer kleinen Kapazität 11 an einen zweiten aus der Spule 12 und dem Kondensator 13 bestehenden Schwingungskreis angekoppelt. Diese beiden gekoppelten Resonanzkreise bilden ein elektrisches Netzwerk mit frequenzabhängigem iJbertragungsmass und stellen in diesem Fall ein Bandfilter dar, dessen Durehlassbereich die beiden Eigenfrequenzen der Sehwingimgs- kreise enthält, wenn diese nicht zu weit auseinanderliegen. Dieses Bandfilter wird nun von einem als Weehselstromquelle dienenden Röhrengenerator gespeist, der hier aus einer rückgekoppelten Triode 14 besteht.
Der Röhrengenerator kann dabei mit dem genannten Netzwerk gemeinsame Sehaltelemente aufweisen irnd der Sehwingungskreis 12, 13 ist hierzu über den Kopplungskondensator 15 und den Gitterableitwiderstand 16 an Gitter und Kathode der Triode 14 angeschlossen.
Im Anodenkreis der Triode 14 ist ferner die Rückkopplungsspule 17 eingeschaltet, die mit der Spule 12 des einen der beiden Schwingungskreise des Netzwerkes induktiv gekoppelt ist. Der Röhrengenerator wird dabei mittels eines Netzanschlussgerätes betrieben, das einen Netztransformator 18 mit Heizwicklung
19 und Anodenspannungswicklung 20, eine
Gleichrichteranordnung 21 und ein aus der
Drossel 22 und dem Kondensator 23 be stehendes Tiefpassfilter enthält. Eine weitere Wicklung 24 kann für - die Speisung von l-Iilfsgeräten, auf welche weiter unten noch näher eingegangen wird, vorgesehen sein.
Die Einrichtung enthält ferner einen Älo- dulator, der die beiden Spulen 25 und 26 aufweist, die induktiv an die Spulen 10 und 12 der vorgenannten Resonanzkreise angekoppelt sind. Der Modulator enthält ferner die beiden Trockengleichriehter 27 und 28 und eine mit cleltriseheiu Mittelpunkt verseheneBelastungs- impedanz, welche sich aus den beiden Kondensatoren 29 und 30, der Gleichstromwick- lung 31 eines polarisierten Relais und eines Gleiehstromvoltmeters 32 zusammensetzt. Der dargestellte Modulator ist ein sogenannter Gegentaktmodulator, in welchem die beiden in den Spulen 25 und 26 induzierten Wechsel- ströme gegenseitig moduliert werden.
Da das Modulationsprodukt die Summen-und Differenzfrequenzen der beiden miteinander modulierten Wechselströme enthält, fliessen in den beiden reihengeschalteten Kondensatoren 29 und 30 Weehselströme der doppelten Frequenz, wie sie vom Triodenoszillator 14 erzeugt werden. Die Relaiswieklung 31 und das Voltmeter 32 werden hingegen von den durch die gegenseitige Modulation erzeugten Gleichströmen durchflossen. Die am Voltmeter 32 auftretende Gleichspannung ist dabei proportional dem Amplitudenprodukt der an den Spulen 25 und 26 herrschenden Wechsdspan- nungen multipliziert mit dem Kosinus des Phasenuntersehiedes der beiden Wechselspannungen.
Der Ruhestrom des Modulators, das heisst derjenige Strom, der bei einem Phasenunterschied von 900 als Gleichstromanteil erzeugt wird, ist beim Gegentaktmodulator kompensiert. Bei einem Phasenunterschied von 900 zeigt demnach das Voltmeter 32 gerade keine Spannung mehr an, während die in den beiden Teilwicklungen 31 fliessenden Gleichströme gleich gross und entgegengesetzt ge richtet sind. Der polarisierte Anker 33 verbleibt dann in der ausgezogen angegebenen Ruhelage.
Bei dieser Ruhelage des Relaisankers 33 ist der die Welle 6 antreibende Motor 34 ersiehtlich von der Wicklung 24 des Transformators 18 einpolig abgeschaltet. Ist hingegen der Phasenunterschied zwischen den beiden in den
Spulen 25 und 26 induzierten Wechselspannungen grösser oder kleiner als 90 , so ent steht am Voltmeter 32 eine nach Grösse und Vorzeichen der Phasendifferenz entsprechende Gleichspannung, das polarisierte Relais spricht an und der eine der beiden Kontakte 35 oder
36 wird geschlossen.
Da die beiden Kontakt- paare an die entgegengesetzten Enden der mit. einem elektrischen Mittelpunkt versehenen Erregerwicklung 37 des 3Iotors 34 verbunden sind, wird derselbe in der einen oder andern Drehrichtung zu laufen beginnen, je nachdem, welches der beiden Kontaktpaare 35 oder 36 durch den Relaisanker kurzgeschlossen worden ist.
Wie bereits angegeben wurde, sind die Spulen 25 und 26 je mit einer der beiden Spulen 10 und 12 der vorgenannten Schwin- gungskreise induktiv gekoppelt. Der Modula- tor wird somit von Wechselströmen gespeist, die am beschriebenen Netzwerk bzw. am Bandfilter an zwei verschiedenen Stellen ab- genommen werden. Es sei nun angenoninien, dass der Waagebalken 1 gerade seine Nullage einnimmt und dass bei dieser Nullage die im Schwingungskreis 12, 13 von der Triode 14 sdbsterregte Schwingung genau mit der Re sonanzfrequenz des durch die Spule 10 und die vom Waagebalken 1 verstellbare Kapazität 9, 8, 9' gebildeten zweiten Schwingungskreises übereinstimmt.
Da die beiden das Bandfilter bildenden Schwingnngskreise des netzwerkes durch einen reinen Blindwiderstand, nämlich durch die kleine Kapazität 11, miteinander gekoppelt sind, herrscht dann zwisehen den Weehselspannungen an den Spulen 10 und 12 und damit auch an den Spulen 25 und 26 des Modulators ein Phasenunterschied von 90'. womit die Spannung am Voltmeter 32 gerade verschwindet. Für kleine Verstellungen des Waagebalkens, das heisst für kleine Verstimmungen des die Spule 1.0 ent haltenden Resonanzkreises, befindet sich offenbar die Frequenz des Triodenoszillators 14 noch innerhalb des Durchlassbereiches des Bandfilters.
Das frequenzabhängige itbertra gungsmass des Bandfilters äussert sieh dann darin, dass die Amplitude der Wechselspannung an der Spule 10 zwar näherungsweise konstant bleibt und sich lediglich ihre Phase gegenüber der Wechselspannung an der Spule 12 ändert. Die am Voltmeter 32 auftretende Gleichspannung ist somit nach Grösse und Vorzeichen weitgehend proportional der Abweichung des Waagebalkens von seiner Nulllage. Das Voltmeter 32 kann daher an der Stelle einer optischen Ablesvorrichtung, die üblicherweise eine stark vergrössernde Optik besitzen muss, zur Ablesung der letzten Gewichtsdezimale verwendet werden.
Beim Abgleichen der Waage zeigt die Richtung des Zeigerausschlages des Voltmeters ferner an, ob noch auf der Schneide 4 Gewichte aufgelegt oder abgehoben werden müssen. Vermittels der Relaiskontakte 35 und 36 und des Motors 34 kann auch eln. selbsttätiger Ab gleich der Waage herbeigeführt werden. Der Motor 34 verstellt die Vorrichtung 5 so lange, bis diese die für den Abgleich erforderlichen Gewichte auf der Schneide 4 aufgesetzt oder abgehoben hat.
Die Empfindlichkeit der beschriebenen Einrichtung ist sehr hoch. Beispielsweise erreicht das Voltmeter 32 die grössten verwendbaren positiven oder negativen Ausschläge schon dann, wenn sich die : Kapazität 9, 8, 9' nur etwa um den Q-ten Teil ihres Wertes bei der Nullage des Waagebalkens ändert, in welchem Fall sich Phasendifferenzen von etwa 45 bzw. 1350 zwischen den Wechsel spannimgen an den Spulen 25 und 26 ergibt.
Die Grösse Q stellt dabei die lÇreisgüte für die Resonanzkreise dar. Wird der Triodenoszillator 14 mit einer Frequenz von einigen Megahertz betrieben, so lassen sich unter Verwendung üblicher Schaltelemente leicht Q Werte von 50 bis 200 erreichen. Da die untere Genauigkeitsgrenze beispielsweise bei etwa + 2 Grad Phasenabweichung liegt, was etwa 1/20 des vorgenannten grössten Zeigeraussehlages des Voltmeters 32 entspricht, können somit Kapazitätsänderungen des vom Waagebalken verstellten Kondensators 9, 8, 9' von rund 1/2000 noch leicht festgestellt werden.
Beträgt die Eintauchtiefe des beweglichen Bügels 8 in die feststehenden Plattenpaare 9, 9' etwa 20mm, so bedeutet das, dass Ausschwenkun- gen des Waagebalkenendes von 0,01 mm am Gleichstrominstrument 32 noch leicht gemessen werden können. Durch die Wahl entsprechender Q-Werte hat man es somit in der Hand, die Empfindlichkeit der Einrichtung den jeweiligen Anforderungen anzupassen.
Um die Empfindlichkeit regelbar zu gestalten, können zusätzliche ämpfungswider- stände vorgesehen sein, die den Spulen 10 iuid 12 etwa parallel geschaltet werden können.
In der in Fig. 1 gezeigten Anordnung ist ersichtlich die vom Triodenoszillator 14 gelieferte Wechselspannung hinsichtlich ihrer Frequenz praktisch konstant, da die Ver stimmiing des die Spule 10 enthaltenden Resonanzkreises wegen der schwachen Ankopplung mittels des kleinen Kondensators 11 fast ohne Einfluss ist. Anderseits kann die Frequenz des Triodenoszillators gegebenenfalls mittels eines elektromechanischen Resonators, wie beispielsweise eines Quarzkristalles, stabilisiert werden, ohne dass sich die angegebene Wirkungsweise der Einrichtung ändert.
Anstatt mit konstanter Frequenz zn arbeiten iuid den angekoppelten Schwingungs- kreis durch das vom Waagebalken verstellbare Schaltelement zu verstimmen, kann auch umgekehrt mit veränderlicher Frequenz im Oszillator und mit einem fest abgestimmten, angekoppelten Kreis im Netzwerk die angestrebte Wirkungsweise erzielt werden. Der feste Kondensator 13 in Fig. 1 wird dann parallel zur Spule 10 und der vom Waagebalken verstellbare Kondensator 9, 8, 9' parallel zur Spule 12 des Oszillators geschaltet.
Die Wirkungsweise bleibt grundsätzlich dieselbe, es ändert sich lediglich das Vorzeichen der am Instrument 32 angezeigten Gleiehspan rang. Arbeitet die Einrichtung in diesem Sinne mit veränderlicher Frequenz, dann können im Netzwerk fest abgestimmte Schwin- gungskreise und insbesondere solche mit elektromechanisehen Resonatoren verwendet werden. Das Netzwerk kann in diesem Fall ein Quarzkristall-Brüekenfilter enthalten, welches eine sehr starke Frequenzabhängigkeit des Übertragungsmasses besitzt. Da derartige Resonatoren Q-Werte von einigen Tausend besitzen, lässt sich die Empfindlichkeit noch ganz beträchtlich steigern. Allerdings werden dann auch sehr hohe Anforderungen an die Konstanz der Betriebsspannimgen des Netz anschlussgerätes notwendig.
Eine Erhöhung der Empfindlichkeit kann ferner noch dadurch erreicht werden, dass an der Stelle eines leistungsverbrauchenden Mo dulators an das Netzwerk Mischröhren auge- schlossen werden, die als Modulator geschaltet sind. I) adureh wird nicht nur eine sonst vor handele Dämpfung der Schwingungskreise des Netzwerkes vermieden, sondern auch der durch die gegenseitige Slodulation hervorgerufene Gleiehstrom infolge der Verstärkerwirkung der Mischröhren zusätzlich verstärkt.
Eine derartige Einriehtung ist in Fig. 2 angegeben. Auf dem am Isolierstüek 7 angeordneten Teil des Waagebalkens 1 sind zwei Uförmige Bügel 8 und 8' voneinander isoliert befestigt. Der Bügel 8 bildet mit den beiden Platten 9, 9, einen ersten vom Waagebalken verstellbaren Kondensator und der Bügel 8' mit den ebenfalls feststehenden Platten 13, 13' einen zweiten solchen Kondensator. Durch die Bewegung des Waagebalkens werden diese beiden Kondensatoren ersichtlich in zueinander gegenläufigem Sinn verstellt; sie sind ferner zweckmässig so ausgeführt, dass sie bei der Nullstellung des Waagebalkens 1 genau gleiche Kapazitäten besitzen. Hierdurch wird vermieden, dass auf den Waagebalken 1 irgendwelche einseitig wirkenden elektrostatischen Kräfte ausgeübt werden könnten.
Der Kondensator 9, 8, 9' ist unmittelbar der Spule 10 parallel geschaltet und bildet mit dieser einen ersten Resonanzkreis eines Netzwerkes. Ferner liegt der Kondensator 13, 8', 13' über die ver gleichsweise sehr grossen Kopplungskapazitäten 15, 15' 15" parallel zur Spule 12, welche Parallelsehaltung einen zweiten Rcsonanzkreis des Netzwerkes darstellt. Der Ableitwiderstand 16' dient dazu, eine Gleichspannung vom Kondensator 13, 8', 13' femizuhalten. Die beiden genannten Resonanzkreise sind nun mit einander kapazitiv gekoppelt, wobei als Kopp- lungskapazität die gegenseitige Kapazität der beiden Bügel 8 und 8' dienen kann.
Wie in Fig. 1 ist der die Spule 12 enthaltende Resonanzkreis gleichzeitig das frequenzbestimmende Element eines Röhrengenerators, der in der Fig. 2 aus den zueinander parallel geschalteten ersten und zweiten Gittern von zwei Oktoden 27' und 28' besteht. Dementsprechend sind die beiden parallelgeschalteter1 zweiten Gitter der Oktoden an eine Rückkopp lungsspulc 17 angeschlossen, die mit der Spule 12 des einen Resonanzkreises induktiv gekoppelt ist. Die beiden Oktoden dienen gleichzeitig als Modulator und Verstärker.
Der die Spule 10 enthaltende Resonanzkreis ist an eine mit elektrischem Alittelpwlkt versehene
Spule 26 angekoppelt, deren Enden über Gitterkondensatoren 38 und Ableitwiderständen 39 an die beiden vierten Gitter der Oktoden angeschlossen sind. Die beiden Oktoden arbeiten in dieser Schaltung somit als Gegentaktmodulator mit kombiniertem Schwingungserzeuger; die in den Anodenströmen auftretenden Modulationsprodukte sind infolgedessen zueinander um 1800 verschoben. Dementsprechend ist die an den Modulator angesehlossene Belastungsimpedanz 29, 30, 31, 32 wie in Fig. 1 mit einem elektrisehen Nullpunkt versehen, welcher hier am Pluspol der Anodenspan iiiingsquelle liegt.
Der Ruhestrom. dieses Modnlators ist durch die beiden Anodenruheströme der Röhren 27' und 28 gegeben und wird in der Gegentaktwicklung 31 des Relais kompensiert. Bei genau gleich grossen Anodenruheströmen der beiden Oktoden zeigt das Voltmeter 32 keine Spannung an. Die genaue Kompensation der Anodenruheströme kann hierbei etwa durch gegensinnige Regelung der beiden Gitterableitwiderstände 16 herbeigeführt werden, wenn der Waagebalken die genaue Nullstellung einnimmt.
Bei dieser Nullstellung stimmen die Resonanzfrequenzen der die Spulen 10 und 12 enthaltenden Schwingungskreise überein, die Wechselspannungen an den Spulen 10 und 12 sind zueinander um 90 verschoben, wobei die Spannung am vierten Gitter der Röhre 27'gegenüber derjelligen an ihrem ersten Gitter beispielsweise +90 und die Spannung am vierten Gitter der Röhre 28'gegenüber ihrem ersten Oitter -90" phasenverschoben ist. Die Gleichstromkomponenten der Modulationsprodukte verschwinden dann in beiden Röhren, und es fliessen nur die Anodenrnheströme.
Wird nun der Waagebalken 1 aus seiner Nullage gebracht, dann verschieben sich die Resonanzfrequenzen der beiden die Spulen 10 und 12 enthaltenden Schwingungskreise in gegenläufigem Sinne. Die dabei auftretende Phasenversehiebung zwischen den Spannun- gen an den Spulen 10 und 12 wird doppelt so gross, wie wemi nur der eine der beiden Schwingnngskreise durch den Waagebalken verstemmt ivirde. Dementsprechend wird die Empfindlichkeit der Eiiirichttmg grösser.
Eine weitere Steigerung der Empfindlichkeit ergibt sich, weil die Eingangsimpedanzen der Röhren 27' und 28' die angekoppelten Schwin gungslireise bei weitem nicht so stark dämpfen, wie das durch den in Fig. 1 angegebenen Modulator der Fall ist. Es lassen sich somit hohe Q-Werte bei den Schwingungskreisen verwirkliehen.
Schliesslich arbeiten die beiden Oktoden mit ihrer Überlagerungssteilheit noch als Gegentalftverstärker für die Gleichstromkomponenten der Modulationsprodukte. Bei gleicher Schwingungsleitung des Oszillators kann mit der Einrichtung nach Fig. 2 gegen über derjenigen nach Fig. 1 eine Erhöhung der Empfindlichkeit um etwa den Faktor 50 erreicht werden, und zwar unter Verwendung üblicher Schaltelemente und Röhren.
Die Anzeigevorrichtung 32 sowie die an den Modulator angeschlossene Relaiseinrichtung 31, 33, 35, 36 und die von ihr mittels des drehrichtungsumschaltbaren Motors 34, 37 angetriebene Vorrichtung 5 für den selbsttätigen Abgleich der Waage können gleich wie in Fig. 1 ausgebildet sein, bei der Einrichtung nach Fig. 2 kann es jedoch zweckmässig wer den, die Anodenspannung der Oktoden mittels eines Stabilisators 40 konstant zu halten. Ist dieser als Glimmstahilisator ausgebildet, dann wird mit Vorteil ein Ohmscher Filterwiderstand in Verbindung mit eingangs- und ausgangsseitigen Filterkapazitäten 23 und 23' verwendet.
Die Einrichtung gemäss Fig. 2 ist weitgehender Abwandlungen fähig, ohne das ihr zugrundeliegende Prinzip zu verlassen. So kann man beispielsweise die Oktode 28' weg- lassen und die an ihre Anode angeschlossene Leistung der Belastungsimpedanz 29, 30, 31, 32 an einen Gleichstromkompensator. legen, um den Ruhestrom der verbleibenden Oktode 27' zu kompensieren. An der Stelle einer speziell vorgesehenen Kopplungskapazität zwisehen den beiden die Spulen 10, 12 enthaltenden Resonanzkreise können bei genügend hoher Frequenz die dynamischen Röhrenkapazitäten der. Oktode für diese Kopplung verwendet werden, wodurch sich eine weitere Vereinfachung ergibt.
Als gemeinsame Os zillator- und Mischröhre kann auch eine Röhre mit weniger als acht Elektroden in geeigneten Schaltungen verwendet werden. Es zeigt sich indessen, dass für die durch die vorliegende Erfindung angestrebten Zwecke Röhren mit weniger als fünf Elektroden als kombinierte Misch-und Oszillatorröhren nicht geeignet sind.
There are devices for balancing a balance known, in which the balance beam adjusts an electrical switching element through which the alternating currents supplied by a alternating current source flow, which are used for the balancing of the balance. For this purpose, the changes in the amperage of the alternating currents were measured, which flow through the holding element adjusted by the balance beam.
Since the percentage changes in the alternating current resistance of the switching element adjusted by aageba] ken can only be very small in accordance with the desired accuracy, alternating current compensators have been used to measure these minor changes. Furthermore, the holding element adjusted by the balance beam was placed directly in one arm of an electrical alternating current measuring bridge and with the aid of this the changes in the alternating current resistance of the switching element and thus the deviations of the balance beam from its zero position were determined.
Another, also known device provides a feedback oscillator in which the switching element adjusted by the balance arm is designed as a reactance and is part of the resonance circuit which determines the natural frequency. The changes in the natural frequency of the feedback oscillator are used to adjust the balance.
These known devices, which are based without exception on a direct frequency measurement or on a direct resistance measurement, cannot be used in all cases. The accuracy achieved with them can only be increased at the expense of a correspondingly greater expenditure of resources and such devices with electrical balancing have consequently only been used with large and expensive scales in order to meet special requirements, such as remote display of the measured values and the like .
The purpose of the present invention is to create devices for the electrical adjustment of scales, the accuracy of which can be increased without the aid of a great deal of electrical aids, so that they can also be used in analytical scales, for example in place of the optical display devices .
According to the invention, this is achieved in devices for balancing a balance with at least one electrical support element adjustable by the balance beam, through which the alternating current supplied by an alternating current source flows, in that the alternating current source feeds an electrical network with a frequency-dependent transmission rate and alternating currents at two different points in this network equal frequency and mutually modulated in a modulator so that the switching element, which can be adjusted by the balance beam, is connected to the alternating current source and to a device for balancing a balance. the network is connected,
that the adjustment of the switching element causes a corresponding change in the phase difference between the two alternating currents taken from the network and that means are also provided with which the direct current generated in the modulator by the mutual iodulation is used for balancing the balance.
In contrast to the previously known devices, a direct frequency or resistance measurement is not used, but the position of the balance beam is measured by the phase difference of two alternating currents, which phase difference is also represented by a pure direct current.
Two embodiments of the present invention are shown schematically in the drawing, namely the same reference numerals have been used in FIGS. 1 and 2 for parts that correspond to one another. In the example given in FIG. 1, the balance beam 1 is movably supported on the cutting edge 2 and at one end carries the weighing pan 3, which is also suspended on a cutting edge and on which the bodies to be weighed are placed. At the other end of the balance beam there is a cutting edge 4 which extends perpendicular to the plane of the drawing and on which the weights are placed.
The weights are deposited with a device 5, which is not specified in detail, in a mechanical way by means of rotatable camshafts which deposit the weights on the cutting edge 4 and lift off again from the cutting edge 4. This device 5 is advantageously designed in such a way that by rotating the shaft 6 in one direction, the weights are automatically placed one after the other in steps of the smallest weight unit and are lifted off again by rotating the shaft 6 in the opposite direction. An insulating piece 7, which is provided with a U-shaped metal bracket 8, is also rigidly attached to the balance beam 1.
This bracket 8 forms in connection with the two stationary angeord designated pairs of metal plates 9 and 9 'a ver changeable electrical capacitor, the reactance of which is determined by the respective position of the balance arm 1. Die Verhangbaren Elektrokappe 8 bzw. The capacitor 8, 9, 9 'is now connected in parallel to the coil 10 and together with it forms one of the visual oscillation circuits used here.
This visual oscillation circuit is coupled to a second oscillation circuit consisting of the coil 12 and the capacitor 13 by means of a small capacitance 11. These two coupled resonance circuits form an electrical network with a frequency-dependent transmission rate and, in this case, represent a band filter whose flow range contains the two natural frequencies of the visual vibration circuits if they are not too far apart. This band filter is now fed by a tube generator serving as an alternating current source, which here consists of a triode 14 with feedback.
The tube generator can have maintenance elements in common with the network mentioned, and the visual oscillation circuit 12, 13 is connected to the grid and cathode of the triode 14 via the coupling capacitor 15 and the grid discharge resistor 16.
In the anode circuit of the triode 14, the feedback coil 17 is also switched on, which is inductively coupled to the coil 12 of one of the two oscillating circuits of the network. The tube generator is operated by means of a mains connection device which has a mains transformer 18 with a heating coil
19 and anode voltage winding 20, one
Rectifier arrangement 21 and one from the
Choke 22 and the capacitor 23 contains be standing low-pass filter. A further winding 24 can be provided for supplying auxiliary devices, which will be discussed in greater detail below.
The device furthermore contains an modulator which has the two coils 25 and 26 which are inductively coupled to the coils 10 and 12 of the aforementioned resonance circuits. The modulator also contains the two dry rectifiers 27 and 28 and a load impedance provided with a closed center point, which is composed of the two capacitors 29 and 30, the direct current winding 31 of a polarized relay and a DC voltmeter 32. The modulator shown is a so-called push-pull modulator in which the two alternating currents induced in coils 25 and 26 are mutually modulated.
Since the modulation product contains the sum and difference frequencies of the two alternating currents modulated with one another, alternating currents of twice the frequency as generated by the triode oscillator 14 flow in the two series-connected capacitors 29 and 30. The relay circuit 31 and the voltmeter 32, on the other hand, are traversed by the direct currents generated by the mutual modulation. The DC voltage occurring at voltmeter 32 is proportional to the amplitude product of the AC voltages prevailing at coils 25 and 26 multiplied by the cosine of the phase difference between the two AC voltages.
The quiescent current of the modulator, i.e. the current that is generated as a direct current component with a phase difference of 900, is compensated for in the push-pull modulator. With a phase difference of 900, the voltmeter 32 is no longer showing any voltage, while the direct currents flowing in the two partial windings 31 are of the same size and are directed in opposite directions. The polarized armature 33 then remains in the rest position indicated in solid lines.
In this rest position of the relay armature 33, the motor 34 driving the shaft 6 is clearly disconnected at one pole from the winding 24 of the transformer 18. Conversely, is the phase difference between the two in the
Coils 25 and 26 induced alternating voltages greater or less than 90, a direct voltage corresponding to the magnitude and sign of the phase difference arises on the voltmeter 32, the polarized relay responds and one of the two contacts 35 or
36 is closed.
Since the two pairs of contacts are at the opposite ends of the. are connected to an electrical center provided excitation winding 37 of the 3Iotors 34, the same will begin to run in one or the other direction of rotation, depending on which of the two contact pairs 35 or 36 has been short-circuited by the relay armature.
As already stated, the coils 25 and 26 are each inductively coupled to one of the two coils 10 and 12 of the aforementioned oscillation circuits. The modulator is thus fed by alternating currents that are taken from the network described or the band filter at two different points. It should now be assumed that the balance beam 1 is currently in its zero position and that at this zero position the oscillation generated by the triode 14 in the oscillating circuit 12, 13 is exactly at the resonance frequency of the capacitance 9, 8 adjustable by the coil 10 and the balance beam 1 , 9 'coincides with the second oscillation circuit formed.
Since the two oscillating circuits of the network forming the band filter are coupled to one another by a pure reactance, namely by the small capacitance 11, there is then a phase difference of between the alternating voltages on the coils 10 and 12 and thus also on the coils 25 and 26 of the modulator 90 '. with which the voltage at voltmeter 32 just disappears. For small adjustments of the balance beam, that is for small detunings of the resonance circuit containing the coil 1.0, the frequency of the triode oscillator 14 is apparently still within the pass band of the band filter.
The frequency-dependent transmission rate of the band filter is then expressed in the fact that the amplitude of the alternating voltage on coil 10 remains approximately constant and only changes its phase relative to the alternating voltage on coil 12. The DC voltage appearing at the voltmeter 32 is therefore largely proportional in terms of size and sign to the deviation of the balance bar from its zero position. The voltmeter 32 can therefore be used instead of an optical reading device, which usually has to have a highly magnifying optical system, for reading off the last decimals of weight.
When balancing the scales, the direction of the pointer deflection of the voltmeter also shows whether there are still 4 weights to be placed on the cutting edge or lifted off. By means of the relay contacts 35 and 36 and the motor 34 can also eln. automatic adjustment of the balance can be brought about. The motor 34 adjusts the device 5 until it has placed or lifted the weights required for the adjustment on the cutting edge 4.
The sensitivity of the device described is very high. For example, the voltmeter 32 already reaches the largest usable positive or negative deflections when the: capacitance 9, 8, 9 'only changes by about the Qth part of its value at the zero position of the balance beam, in which case phase differences of about 45 or 1350 between the alternating tension on the coils 25 and 26 results.
The quantity Q represents the quality of the circuit for the resonance circuits. If the triode oscillator 14 is operated at a frequency of a few megahertz, then Q values of 50 to 200 can easily be achieved using conventional switching elements. Since the lower accuracy limit is, for example, about + 2 degrees phase deviation, which corresponds to about 1/20 of the aforementioned largest pointer deflection of the voltmeter 32, changes in the capacitance of the capacitor 9, 8, 9 'of about 1/2000 can easily be determined .
If the immersion depth of the movable bracket 8 in the stationary plate pairs 9, 9 'is approximately 20 mm, this means that swings of the balance arm end of 0.01 mm on the direct current instrument 32 can still easily be measured. By choosing the appropriate Q values, you have the ability to adapt the sensitivity of the device to the respective requirements.
In order to make the sensitivity adjustable, additional damping resistors can be provided, which can be connected approximately in parallel with the coils 10 and 12.
In the arrangement shown in Fig. 1, the alternating voltage supplied by the triode oscillator 14 is practically constant with regard to its frequency, since the tuning of the resonance circuit containing the coil 10 is almost without influence due to the weak coupling by means of the small capacitor 11. On the other hand, the frequency of the triode oscillator can optionally be stabilized by means of an electromechanical resonator, such as a quartz crystal, without the specified mode of operation of the device changing.
Instead of working at a constant frequency to detune the coupled oscillation circuit using the switching element adjustable from the balance beam, the desired mode of operation can also be achieved with a variable frequency in the oscillator and a fixed, coupled circuit in the network. The fixed capacitor 13 in FIG. 1 is then connected in parallel to the coil 10 and the capacitor 9, 8, 9 ', which can be adjusted by the balance beam, is connected in parallel to the coil 12 of the oscillator.
The mode of operation remains fundamentally the same, only the sign of the equivalents displayed on the instrument 32 changes. If the device works with a variable frequency in this sense, then permanently tuned oscillation circuits and in particular those with electromechanical resonators can be used in the network. In this case, the network can contain a quartz crystal bridge filter, which has a very strong frequency dependence of the transmission rate. Since such resonators have Q values of a few thousand, the sensitivity can be increased quite considerably. However, very high demands on the constancy of the operating voltage of the power supply unit are then also necessary.
An increase in sensitivity can furthermore be achieved by connecting mixing tubes that are connected as modulators to the network instead of a power-consuming modulator. I) adureh not only avoids damping of the oscillating circuits of the network that would otherwise be present, but also additionally amplifies the DC current caused by the mutual slodulation as a result of the amplifying effect of the mixing tubes.
Such a device is shown in FIG. On the part of the balance beam 1 arranged on the insulating piece 7, two U-shaped brackets 8 and 8 'are fastened insulated from one another. The bracket 8, with the two plates 9, 9, forms a first capacitor adjustable by the balance beam, and the bracket 8 'with the plates 13, 13', which are also stationary, forms a second such capacitor. By moving the balance arm, these two capacitors are clearly adjusted in opposite directions to each other; they are also expediently designed in such a way that they have exactly the same capacities when the balance beam 1 is set to zero. This prevents any unilateral electrostatic forces from being exerted on the balance beam 1.
The capacitor 9, 8, 9 'is connected directly in parallel to the coil 10 and together with it forms a first resonant circuit of a network. Furthermore, the capacitor 13, 8 ', 13' is parallel to the coil 12 via the comparatively very large coupling capacitances 15, 15 '15 ", which parallel arrangement represents a second resonance circuit of the network. The bleeder resistor 16' serves to generate a direct voltage from the capacitor 13 The two resonance circuits mentioned are now capacitively coupled to one another, the mutual capacitance of the two brackets 8 and 8 'being able to serve as the coupling capacitance.
As in FIG. 1, the resonance circuit containing the coil 12 is at the same time the frequency-determining element of a tube generator, which in FIG. 2 consists of the first and second grids of two octodes 27 'and 28' connected in parallel to one another. Accordingly, the two parallel-connected1 second grids of the octodes are connected to a feedback coil 17, which is inductively coupled to the coil 12 of the one resonance circuit. The two octodes serve as a modulator and amplifier at the same time.
The resonance circuit containing the coil 10 is connected to a circuit provided with an electrical element
Coil 26 coupled, the ends of which are connected via grid capacitors 38 and bleeder resistors 39 to the two fourth grids of the octodes. The two octodes work in this circuit as a push-pull modulator with a combined vibration generator; the modulation products occurring in the anode currents are consequently shifted from one another by 1800. Correspondingly, the load impedance 29, 30, 31, 32 connected to the modulator is provided with an electrical zero point, as in FIG. 1, which is here at the positive pole of the anode voltage source.
The quiescent current. this modnlators is given by the two anode quiescent currents of the tubes 27 'and 28 and is compensated in the push-pull winding 31 of the relay. If the anode quiescent currents of the two octodes are exactly the same, the voltmeter 32 shows no voltage. The exact compensation of the anode quiescent currents can be brought about here, for example, by regulating the two grid leakage resistors 16 in opposite directions when the balance arm takes the exact zero position.
In this zero position, the resonance frequencies of the oscillating circuits containing the coils 10 and 12 match, the alternating voltages on the coils 10 and 12 are shifted by 90 relative to one another, the voltage on the fourth grid of the tube 27 'compared to the one on its first grid, for example +90 and the voltage on the fourth grid of the tube 28 'is phase-shifted with respect to its first oitter -90 ". The direct current components of the modulation products then disappear in both tubes, and only the anode currents flow.
If the balance arm 1 is now brought out of its zero position, then the resonance frequencies of the two oscillation circuits containing the coils 10 and 12 shift in opposite directions. The phase shift that occurs between the voltages on the coils 10 and 12 is twice as great as if only one of the two oscillating circuits would be caulked by the balance beam. Correspondingly, the sensitivity of the adjustment becomes greater.
A further increase in sensitivity results because the input impedances of the tubes 27 'and 28' attenuate the coupled vibration travel by far not as much as is the case with the modulator shown in FIG. It is thus possible to achieve high Q values in the oscillation circles.
Finally, with their superimposition steepness, the two octodes still work as counter-pitch amplifiers for the direct current components of the modulation products. With the same oscillation line of the oscillator, the device according to FIG. 2 can be used to increase the sensitivity by a factor of about 50 compared to that according to FIG. 1, using conventional switching elements and tubes.
The display device 32 and the relay device 31, 33, 35, 36 connected to the modulator and the device 5 driven by it by means of the reversible motor 34, 37 for automatic balancing of the scales can be designed in the same way as in FIG. 1 for the device According to FIG. 2, however, it may be useful to whoever keep the anode voltage of the octodes constant by means of a stabilizer 40. If this is designed as a glow sterilizer, an ohmic filter resistor is advantageously used in conjunction with filter capacitances 23 and 23 'on the input and output sides.
The device according to FIG. 2 is capable of extensive modifications without departing from the principle on which it is based. Thus, for example, the octode 28 'can be omitted and the load impedance 29, 30, 31, 32 connected to its anode power to a direct current compensator. in order to compensate the quiescent current of the remaining octode 27 '. Instead of a specially provided coupling capacitance between the two resonance circuits containing the coils 10, 12, the dynamic tube capacitances of the. Octodes are used for this coupling, which results in a further simplification.
A tube with fewer than eight electrodes in suitable circuits can also be used as a common oscillator and mixer tube. It has been shown, however, that tubes with fewer than five electrodes are not suitable as combined mixer and oscillator tubes for the purposes aimed at by the present invention.